JP2008228359A - 電気車両の蓄電装置及び蓄電装置システム - Google Patents

Abstract

【課題】電気車両のインバータ入力段と直列に挿入される蓄電装置において、回路構成を簡素化すると共に、安定した昇圧動作を実現する。
【解決手段】この蓄電装置は、第１の端子と第２の端子との間に直列に接続された蓄電素子及び第１のスイッチ回路を含む第１列の回路であって、第１のスイッチ回路が、並列に接続された第１のトランジスタ及び第１のダイオードを含む、第１列の回路と、第１の端子と第２の端子との間に接続された第２のスイッチ回路を含む第２列の回路であって、第２のスイッチ回路が、並列に接続された第２のトランジスタ及び第２のダイオードを含む、第２列の回路と、第１の端子と第２の端子との間に接続された機械的スイッチを含む第３列の回路とを具備する。
【選択図】図３

Description

本発明は、インバータ制御の直流電気車両に搭載され、ブレーキ使用時の回生電力を増大するための蓄電装置、及び、そのような蓄電装置と制御部とによって構成される蓄電装置システムに関する。

近年、インバータ制御の電気車両において、架線を介して外部から供給される電力による運行に加えて、電気車両の内部に設けられた二次電池又は電気二重層キャパシタ等を含む蓄電装置に余分な電力を蓄積しておき、蓄電装置から供給される電力を運行（力行）時に用いる方式が考えられている（非特許文献１又は２を参照）。

例えば、インバータの入力と並列に蓄電装置を挿入することにより、ブレーキ使用時に架線に戻らない回生電力を蓄電装置に蓄積しておき、蓄電装置に蓄積された電力を、力行時にインバータの入力に供給することが可能となる。ただし、蓄電装置の定格電圧をインバータの定格電圧と同等にする必要があるので、蓄電装置が大型化してしまうという問題がある。

一方、インバータの入力と直列に蓄電装置を挿入する場合には、蓄電装置が、インバータの入力電圧を昇圧する機能を併せ持つ。昇圧によってモータの高速域におけるトルクを増大する場合には、早く最高速度に達することができ、減速時には電気ブレーキ力を増大し、その増大分は蓄電して再利用することができる。また、最高速度を下げることによっても、省エネルギーを実現することができる。

そのような直列蓄電装置においては、蓄電装置の定格電圧が昇圧電圧の２倍程度と低くて良いので、蓄電装置を小型化することができる。しかしながら、従来の直列蓄電装置においては、回路構成が複雑となったり、安定した昇圧動作を実現し難いという問題があった。
小笠、田口、上園、丸山、「車載高性能電池による架線ハイブリッド回生失効防止定置試験結果」、電気学会研究会資料ＳＰＣ−０４−１７７、２００４年１２月１７日 関島、乾、戸田、門田、長谷部、「電気二重層キャパシタを適用した直流用電力貯蔵装置の開発」、電気学会全国大会５−１７６、２００５年３月１７日

そこで、上記の点に鑑み、本発明は、電気車両のインバータ入力段と直列に挿入される蓄電装置において、回路構成を簡素化すると共に、安定した昇圧動作を実現することを目的とする。さらに、本発明は、そのような蓄電装置と制御部とによって構成される蓄電装置システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る蓄電装置は、架線を介して電力が供給されるパンタグラフと、接地電位のレールに接触する車輪と、力行時に交流電圧が供給されて車輪を駆動すると共に、回生時に車輪にブレーキ力を発生させて交流起電力を生じる電動機と、力行時に供給される直流電圧を交流電圧に変換して電動機に供給すると共に、回生時に電動機において生じた交流起電力に基づいて直流電圧を発生するインバータとを有する電気車両において、パンタグラフ又は車輪とインバータとの間に少なくとも１つのローパスフィルタを介して直列に接続される第１の端子及び第２の端子を有する蓄電装置であって、第１の端子と第２の端子との間に直列に接続された蓄電素子及び第１のスイッチ回路を含む第１列の回路であって、第１のスイッチ回路が、並列に接続された第１のトランジスタ及び第１のダイオードを含む、第１列の回路と、第１の端子と第２の端子との間に接続された第２のスイッチ回路を含む第２列の回路であって、第２のスイッチ回路が、並列に接続された第２のトランジスタ及び第２のダイオードを含む、第２列の回路と、第１の端子と第２の端子との間に接続された機械的スイッチを含む第３列の回路とを具備し、力行時において、第１のトランジスタがオン状態とされた場合に、第１のトランジスタが蓄電素子を放電させつつ第１の端子から第２の端子に向けて電流を流し、第１のトランジスタがオフ状態とされた場合に、第２のダイオードが第１の端子から第２の端子に向けて電流を流し、回生時において、第２のトランジスタがオン状態とされた場合に、第２のトランジスタが第２の端子から第１の端子に向けて電流を流し、第２のトランジスタがオフ状態とされた場合に、第１のダイオードが蓄電素子を充電させつつ第２の端子から第１の端子に向けて電流を流すことを特徴とする。

また、本発明の１つの観点に係る蓄電装置システムは、本発明に係る蓄電装置と、電気車両の動作モードとして、力行時に蓄電装置によって昇圧を行う力行昇圧モードと、回生時に蓄電装置によって昇圧を行う回生昇圧モードと、昇圧を行わない待機モードとの内のいずれかを選択し、力行昇圧モード及び回生昇圧モードにおいて、第１及び第２のトランジスタのオン／オフを制御すると共に、待機モードにおいて、機械的スイッチをオンさせる制御手段とを具備する。

本発明によれば、蓄電装置の第１の端子と第２の端子との間に接続される第１〜３列の回路における素子数を合理的に削減したことにより、回路構成を簡素化すると共に、安定した昇圧動作を実現することができる。また、そのような蓄電装置と、該蓄電装置を適切に制御する制御手段とによって構成される蓄電装置システムを提供することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る蓄電装置システムを備えた電気車両の回路構成を示す図である。

この電気車両の回路は、架線１を介して外部から電力が供給されるパンタグラフ１１と、接地電位のレール２に接触して帰線の一部を構成する車輪１２と、パンタグラフ１１に接続された第１のローパスフィルタ２０と、第１の端子（ノードＡ）及び第２の端子（ノードＢ）を有し、第１の端子が第１のローパスフィルタ２０に接続された蓄電装置３０と、蓄電装置３０を制御する制御部４０と、蓄電装置３０の第２の端子に接続された第２のローパスフィルタ５０と、第２のローパスフィルタ５０に接続されたＶＶＶＦ（Variable Voltage Variable Frequency：可変電圧可変周波数）インバータ（以下、単に「インバータ」という）６０と、インバータ６０の三相交流端子に接続された駆動源としての主電動機（ＭＭ）７０とを備えている。

主電動機７０は、力行時に三相交流電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が供給されて車輪を駆動すると共に、回生時に車輪にブレーキ力を発生させて交流起電力を生じる。インバータ６０は、力行時に供給される直流電圧を三相交流電圧に変換して主電動機７０に供給すると共に、回生時に主電動機７０において生じた交流起電力に基づいて直流電圧を発生する。基本的には、１つのインバータについて１つの蓄電装置を挿入することが望ましいが、蓄電装置の電流容量が許容するならば、複数のインバータについて１つの蓄電装置を挿入しても良い。

第１のローパスフィルタ２０は、パンタグラフ１１と蓄電装置３０との間に挿入され、フィルタリアクトル２１とフィルタコンデンサ２２とによって構成される。また、第２のローパスフィルタ５０は、蓄電装置３０とインバータ６０との間に挿入され、フィルタリアクトル５１とフィルタコンデンサ５２とによって構成される。

ここで、パンタグラフ１１に印加される電圧（パンタ電圧）をＶｐ、蓄電装置３０の両端電圧（出力電圧）をＶｂ０、蓄電装置３０によって昇圧され第２のローパスフィルタ５０によってフィルタリングされた電圧（昇圧電圧）をＶｂ、インバータ６０の入力電圧をＶｉｎｖとすると、次式（１）が成立する。ただし、フィルタリアクトル２１における電圧降下は、無視できるものとする。
Ｖｐ＋Ｖｂ＝Ｖｉｎｖ ・・・（１）

また、パンタグラフ１１を介して流れる電流（パンタ電流）をＩｐ、パンタグラフ１１に供給されるパワーをＰｐ、蓄電装置３０に蓄積されるパワーをＰｓ、インバータ６０において消費されるパワーをＰｉｎｖとすると、式（２）〜（４）が成立する。
Ｐｐ＝Ｉｐ・Ｖｐ ・・・（２）
Ｐｓ＝Ｉｐ・Ｖｂ ・・・（３）
Ｐｉｎｖ＝Ｉｐ・Ｖｉｎｖ ・・・（４）

蓄電装置３０を現行の車両に搭載する場合には、パンタ電圧Ｖｐは、常に１５００Ｖ近傍であり、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの上限は１９００Ｖ程度であると考えられるので、昇圧電圧Ｖｂの定格値は２００Ｖ〜３００Ｖ程度が妥当である。式（１）において、Ｖｐ＞０であるから、Ｖｂ＜Ｖｉｎｖとなるので、式（３）及び（４）によれば、インバータ６０において消費されるパワーＰｉｎｖの一部しか、蓄電装置に蓄積されるパワーＰｓで分担できないことになる。

また、架線１にパワーが返らないか、又は、架線１からパワーが供給されないために、Ｉｐ＝０となると、式（２）〜（４）から、Ｐｐ＝Ｐｓ＝Ｐｉｎｖ＝０となる。このときには、回生失効の防止効果や、無架線下での微小移動は実現できない。一方、昇圧によってモータパワーを増大すれば、蓄電エネルギーを再利用する以上の顕著な省エネルギー効果を期待できる。

図２は、図１に示す蓄電装置の第１の構成例を示す回路図である。図２に示すように、蓄電装置３０は、第１の端子（ノードＡ）と第２の端子（ノードＢ）との間に並列に接続された列（ｉ）〜（iii）の回路によって構成される。図２において、列（ｉ）〜（iii）の回路に流れる電流が、Ｉ１〜Ｉ３で示されている。なお、列（ｉ）の回路を複数並列に接続して、蓄積される電荷量を増やすようにしても良い。

列（ｉ）の回路は、蓄電素子としての電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）Ｃ１と、キャパシタＣ１に並列に接続され、キャパシタＣ１が逆極性にチャージされるのを防ぐためのダイオードＱｄ１ｃと、キャパシタＣ１に並列に接続され、キャパシタＣ１に内在するインダクタンス成分によって発生する転流時の過電圧を抑制するためのスナバ回路３１と、キャパシタＣ１を間に挟んで双方向スイッチを構成するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）等のトランジスタＱ１ａ及びＱ１ｂと、トランジスタＱ１ａ及びＱ１ｂにそれぞれ並列に接続されたダイオードＱｄ１ａ及びＱｄ１ｂとを含んでいる。なお、並列に接続されたトランジスタとダイオードとは、スイッチ回路を構成している。

スナバ回路３１は、直列に接続された抵抗Ｒｓｎ及びキャパシタＣｓｎによって構成される。なお、蓄電素子としては、電気二重層キャパシタの他に、二次電池を使用することもでき、複数の電気二重層キャパシタ又は二次電池を並列又は直列に接続して用いても良い。

列（ii）の回路は、双方向スイッチを構成するＩＧＢＴ等のトランジスタＱ２ａ及びＱ２ｂと、トランジスタＱ２ａ及びＱ２ｂにそれぞれ並列に接続されたダイオードＱｄ２ａ及びＱｄ２ｂとを含んでいる。列（iii）の回路は、短絡用の機械的スイッチＬＢを含んでいる。

トランジスタＱ１ａは、図１に示す制御部４０から供給される制御信号Ｓ１ａに従ってオン／オフし、トランジスタＱ１ｂは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ１ｂに従ってオン／オフする。トランジスタＱ２ａは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ２ａに従ってオン／オフし、トランジスタＱ２ｂは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ２ｂに従ってオン／オフする。機械的スイッチＬＢは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ３に従ってオン／オフする。蓄電装置３０を使用しない待機モードにおいては、各トランジスタがオフ状態とされ、機械的スイッチＬＢがオン状態とされる。

以下においては、説明を簡単にするために、キャパシタＣ１の内部抵抗やインダクタンス成分を無視し、トランジスタを理想的なスイッチング素子として扱い、１制御周期の間においてキャパシタＣ１の両端電圧（蓄電素子電圧）Ｖ１及び昇圧電圧Ｖｂが一定であると仮定する。ここで、列（ｉ）への通流率をＤ１とし、列（ii）への通流率をＤ２とすると、昇圧中においては、蓄電装置入力電流Ｉｂが列（ｉ）と列（ii）とのいずれかに所定の割合の期間において供給されるので、Ｄ１＋Ｄ２＝１となる。

図２において、１制御周期中に蓄電装置入力電流Ｉｂが列（ｉ）のキャパシタＣ１に通流する期間においてはＶｂ０＝Ｖ１となり、蓄電装置入力電流Ｉｂが列（ii）の双方向スイッチに通流する期間においてはＶｂ０＝０となる。フィルタリアクトル５１の作用により、定常的には出力電圧Ｖｂ０の時間平均値が昇圧電圧Ｖｂとなるので、次式（５）が成立する。
Ｖｂ＝Ｄ１・Ｖ１＋Ｄ２・０＝Ｄ１・Ｖ１ ・・・（５）

この関係から、昇圧電圧指令値をＶｂｒｅｆとして、通流率Ｄ１及びＤ２が、式（６）及び（６’）で表される。
Ｄ１＝Ｖｂｒｅｆ／Ｖ１ ・・・（６）
Ｄ２＝１−Ｄ１ ・・・（６’）
ここで、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、インバータ入力電圧指令値Ｖｉｒｅｆを用いて、次式（７）によって算出される。なお、実際には、式（７）によって算出された昇圧電圧指令値に対して、電圧降下の補償等が施されるが、これについては後で説明する。
Ｖｂｒｅｆ＝Ｖｉｒｅｆ−Ｖｐ ・・・（７）

図１に示す制御部４０は、インバータ入力電圧指令値Ｖｉｒｅｆが与えられると、式（７）によって昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆを算出し、さらに、式（６）及び（６’）によって通流率Ｄ１及びＤ２を算出する。ここで、パンタ電圧Ｖｐ及び蓄電素子電圧Ｖ１が時々刻々と変化すれば、それによって通流率Ｄ１及びＤ２も変化する。なお、昇圧電圧Ｖｂをフィードバック制御すると系が不安定になるおそれがあるので、昇圧電圧Ｖｂのフィードバック制御は行っていない。

次に、図２に示す蓄電装置３０の動作について説明する。
力行昇圧モードにおいては、インバータ入力電流Ｉｉｎｖが正の値をとる（Ｉｉｎｖ＞０）。力行昇圧モードにおいて、トランジスタＱ２ｂ及びＱ１ｂは、常にオフ状態としておき、トランジスタＱ２ａは、常にオン状態としておく。ここで、トランジスタＱ１ａをオン状態とすることにより、ノードＡから、ダイオードＱｄ１ｂ、キャパシタＣ１、トランジスタＱ１ａを介して、ノードＢに向けて電流が流れる。その際に、キャパシタＣ１が放電される。また、トランジスタＱ１ａをオフ状態とすることにより、ノードＡから、ダイオードＱｄ２ｂ及びトランジスタＱ２ａを介して、ノードＢに向けて電流が流れる。このように、トランジスタＱ１ａを適宜スイッチングして転流を高速に繰り返すことにより、所望の昇圧電圧Ｖｂが確保される。

一方、回生昇圧モードにおいては、インバータ入力電流Ｉｉｎｖが負の値をとる（Ｉｉｎｖ＜０）。回生昇圧モードにおいて、トランジスタＱ２ａ及びＱ１ａは、常にオフ状態としておき、トランジスタＱ１ｂは、常にオン状態としておく。ここで、トランジスタＱ２ｂをオン状態とすることにより、ノードＢから、ダイオードＱｄ２ａ及びトランジスタＱ２ｂを介して、ノードＡに向けて電流が流れる。また、トランジスタＱ２ｂをオフ状態とすることにより、ノードＢから、ダイオードＱｄ１ａ、キャパシタＣ１_、トランジスタＱ１ｂを介して、ノードＡに向けて電流が流れる。その際に、キャパシタＣ１が充電される。このように、トランジスタＱ２ｂを適宜スイッチングして転流を高速に繰り返すことにより、所望の昇圧電圧Ｖｂが確保される。

図３は、図１に示す蓄電装置の第２の構成例を示す回路図である。この例においては、図２に示す回路におけるトランジスタＱ１ｂ及びダイオードＱｄ１ｂ、トランジスタＱ２ａ及びダイオードＱｄ２ａ、ダイオードＱｄ１ｃを省略することにより、回路を簡素化している。即ち、図２を参照すると、力行昇圧モードにおいて常にオン状態としているトランジスタＱ２ａは、電流の方向を順方向とするダイオードに置き換えることができる。従って、トランジスタＱ２ａ及びダイオードＱｄ２ａを導線に置き換えることが可能であり、回生時のスイッチングにも影響を与えることはない。

また、回生昇圧モードにおいて常にオン状態としているトランジスタＱ１ｂは、電流の方向を順方向とするダイオードに置き換えることができる。従って、トランジスタＱ１ｂ及びダイオードＱｄ１ｂを導線に置き換えることが可能であり、力行時のスイッチングにも影響を与えることはない。

さらに、キャパシタＣ１が逆極性にチャージされるのを防ぐためのダイオードＱｄ１ｃの役割りは、図３に示すダイオードＱｄ２ｂに行わせることができる。従って、ダイオードＱｄ１ｃを省略することができる。このように、図３に示す蓄電装置によれば、図２に示す蓄電装置における回路素子を削減することができるが、転流機能は、図２に示す蓄電装置と等価である。

図３に示すように、蓄電装置３０は、第１の端子（ノードＡ）と第２の端子（ノードＢ）との間に並列に接続された列（ｉ）〜（iii）の回路によって構成される。図３において、列（ｉ）〜（iii）の回路に流れる電流が、Ｉ１〜Ｉ３で示されている。なお、列（ｉ）の回路を複数並列に接続して、蓄積される電荷量を増やすようにしても良い。

列（ｉ）の回路は、蓄電素子としての電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）Ｃ１と、キャパシタＣ１に並列に接続され、キャパシタＣ１に内在するインダクタンス成分によって発生する転流時の過電圧を抑制するためのスナバ回路３１と、キャパシタＣ１の一端に接続されたＩＧＢＴ等のトランジスタＱ１ａと、トランジスタＱ１ａに並列に接続されたダイオードＱｄ１ａとを含んでいる。なお、並列に接続されたトランジスタとダイオードとは、スイッチ回路を構成している。

スナバ回路３１は、直列に接続された抵抗Ｒｓｎ及びキャパシタＣｓｎによって構成される。なお、蓄電素子としては、電気二重層キャパシタの他に、二次電池を使用することもでき、複数の電気二重層キャパシタ又は二次電池を並列又は直列に接続して用いても良い。

列（ii）の回路は、ＩＧＢＴ等のトランジスタＱ２ｂと、トランジスタＱ２ｂに並列に接続されたダイオードＱｄ２ｂとを含んでいる。列（iii）の回路は、短絡用の機械的スイッチＬＢを含んでいる。

トランジスタＱ１ａは、図１に示す制御部４０から供給される制御信号Ｓ１に従ってオン／オフすることにより、キャパシタＣ１の放電を制御し、トランジスタＱ２ｂは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ２に従ってオン／オフすることにより、キャパシタＣ１の充電を制御する。機械的スイッチＬＢは、制御部４０から供給される制御信号Ｓ３に従ってオン／オフする。蓄電装置３０を使用しない待機モードにおいては、各トランジスタがオフ状態とされ、機械的スイッチＬＢがオン状態とされる。

次に、図３に示す蓄電装置３０の動作について説明する。
力行昇圧モードにおいては、インバータ入力電流Ｉｉｎｖが正の値をとる（Ｉｉｎｖ＞０）。力行昇圧モードにおいて、トランジスタＱ２ｂは、常にオフ状態としておく。ここで、トランジスタＱ１ａをオン状態とすることにより、ノードＡから、キャパシタＣ１及びトランジスタＱ１ａを介して、ノードＢに向けて電流が流れる。その際に、キャパシタＣ１が放電される。また、トランジスタＱ１ａをオフ状態とすることにより、ノードＡから、ダイオードＱｄ２ｂを介して、ノードＢに向けて電流が流れる。このように、トランジスタＱ１ａを適宜スイッチングして転流を高速に繰り返すことにより、所望の昇圧電圧Ｖｂが確保される。

一方、回生昇圧モードにおいては、インバータ入力電流Ｉｉｎｖが負の値をとる（Ｉｉｎｖ＜０）。回生昇圧モードにおいて、トランジスタＱ１ａは、常にオフ状態としておく。ここで、トランジスタＱ２ｂをオン状態とすることにより、ノードＢから、トランジスタＱ２ｂを介して、ノードＡに向けて電流が流れる。また、トランジスタＱ２ｂをオフ状態とすることにより、ノードＢから、ダイオードＱｄ１ａ及びキャパシタＣ１を介して、ノードＡに向けて電流が流れる。その際に、キャパシタＣ１が充電される。このように、トランジスタＱ２ｂを適宜スイッチングして転流を高速に繰り返すことにより、所望の昇圧電圧Ｖｂが確保される。

図４は、図１に示す制御部の構成を示す図である。制御部４０は、中央演算装置（ＣＰＵ）とソフトウェア（制御プログラム）とによって構成されても良いし、ディジタル回路又はアナログ回路によって構成されても良い。

図４に示すように、制御部４０は、例えば、動作モードに応じて設定されたインバータ入力電圧指令値Ｖｉｒｅｆと、各部の電圧及び電流を計測して得られたパンタ電圧Ｖｐ、蓄電装置入力電流Ｉｂ、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ、及び、蓄電素子電圧Ｖ１に基づいて、制御信号Ｓ１（又は、Ｓ１ａ及びＳ１ｂ）、制御信号Ｓ２（又は、Ｓ２ａ及びＳ２ｂ）、及び、制御信号Ｓ３を生成する。以下に、図３に示す蓄電装置を制御する場合の制御部４０の詳細について説明する。

減算部４１０は、インバータ入力電圧指令値Ｖｉｒｅｆとパンタ電圧Ｖｐの値との差を算出することにより、修正前の昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆ０を求める。電圧降下補償部４２０は、蓄電装置入力電流Ｉｂの値に基づいて、蓄電素子やスイッチ回路やフィルタリアクトルにおける電圧降下を補償するための補償値を算出する。具体的には、蓄電素子等の等価回路に含まれている抵抗成分の値に、蓄電装置入力電流Ｉｂの値を乗じることによって、電圧降下の補償値が算出される。加算部４３０は、この補償値を、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆ０に加算することにより、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆ０を修正する。

一方、低周波リップルダンピング制御部４４０においては、減算部４４１が、インバータ入力電流Ｉｉｎｖの値と蓄電装置入力電流Ｉｂの値との差を求めることにより、リップル電流成分を抽出する。バンドパスフィルタ処理部（ＢＰＦ）４４２は、抽出されたリップル電流成分に対してバンドパスフィルタ処理を施すことにより、図１に示す第１のローパスフィルタ２０と第２のローパスフィルタ５０との共振によって発生する共振周波数成分を抽出する。ゲイン調整部４４３は、共振周波数成分の値に係数Ｋｒｉｐを乗じることにより、リップル調整値Ｖｂｄｍｐを算出する。加算部４５０は、加算部４３０の出力値にリップル調整値Ｖｂｄｍｐを加算することにより、昇圧電圧指令値を修正する。これにより、図１に示すノードＡ又はノードＢに抵抗が挿入されたのと同様のリップル低減効果を奏することができる。

動作モード決定部４６０は、蓄電装置入力電流Ｉｂの値と蓄電素子電圧Ｖ１の値とに基づいて動作モードを選択し、動作モードを指定する動作モード信号を出力する。動作モードには、力行昇圧モード、回生昇圧モード、待機モードが含まれている。それぞれの動作モードに応じて、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆや通流率算出式が異なってくる。

図５に、本発明の第１の実施形態における動作モードの選択方法を示す。図５に示すように、蓄電装置入力電流Ｉｂに、２つのしきい値α及びβ（α＜０＜β）を設定する。また、蓄電素子電圧Ｖ１に、最小値Ｖ１ｍｉｎ及び最大値Ｖ１ｍａｘを設定する。蓄電素子電圧Ｖ１の最大値Ｖ１ｍａｘは、蓄電素子の定格電圧と安全率とを考慮して設定され、最小値Ｖ１ｍｉｎは、昇圧指令に随時対応可能とするために、蓄電素子に残しておくべき電圧に基づいて設定される。

図５に示すように、α＜Ｉｂ＜βである場合には、無条件で待機モードとなる。待機モードにおいては、図２又は図３に示す短絡用の機械的スイッチＬＢをオン状態とすることにより、蓄電装置が設置されていない場合と同等の性能が得られる。

蓄電装置入力電流Ｉｂを監視して、回生電流（αよりも小さいときの蓄電装置入力電流Ｉｂ）を検出することにより、回生昇圧モードに遷移する。ただし、回生昇圧モードにおいては、蓄電素子電圧Ｖ１が最大値Ｖ１ｍａｘを超えないように蓄電素子を充電するという条件が設定されている。従って、Ｉｂ＜αの状態において、蓄電素子電圧Ｖ１が増加して最大値Ｖ１ｍａｘを超えたら、回生昇圧モードから待機モードに遷移する。

また、蓄電装置入力電流Ｉｂを監視して、力行電流（βよりも大きいときの蓄電装置入力電流Ｉｂ）を検出することにより、力行昇圧モードに遷移する。ただし、力行昇圧モードにおいては、蓄電素子電圧Ｖ１が最小値Ｖ１ｍｉｎよりも低下しないように蓄電素子から放電を行うという条件が設定されている。従って、Ｉｂ＞βの状態において、蓄電素子電圧Ｖ１が減少して最小値Ｖ１ｍｉｎよりも低下したら、力行昇圧モードから待機モードに遷移する。なお、動作モードの遷移の条件にヒステリシス特性を持たせることにより、不必要なモード遷移を避けることが望ましい。

高速域における回生時のみ昇圧を行う場合には、しきい値αを比較的小さい値に設定すれば良い。一方、回生電力を最大限蓄電する場合には、しきい値αをゼロ近傍に設定すれば良い。また、昇圧を行ってもモータパワーの増大に寄与しない多パルスモードにおける放電を避けるために、しきい値βを、インバータの多パルスモード終端に近い電流値に設定することが望ましい。ただし、パルスモードと電流値との対応は、応荷重やノッチ数によって変化するので、厳密に対応するためには、しきい値βの設定において、インバータのパルスモード情報を併用することが望ましい。

さらに、動作モード決定部４６０は、動作モードを切り換える際に昇圧電圧Ｖｂの変化を滑らかにするソフトスタートストップ制御を行うために、ソフトスタートストップ信号を生成する。ソフトスタートストップ信号は、図６の（ａ）及び（ｂ）に示すように、昇圧電圧Ｖｂの立上がり及び／又は立下がりの波形をランプ関数の形状とするために０〜１の値を有するデータである。

ここで、立上がり時間（又は立下がり時間）τを、第１のローパスフィルタ２０と第２のローパスフィルタ５０との共振周期のｎ倍（ｎ＝１、２、３、・・・）に設定することによって、共振の発生を緩和して、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆが変化したときの昇圧電圧Ｖｂの変化を滑らかにすることができる。但し、共振周波数は２つ存在するので、共振の発生を防止可能なのは、それらの内の片方のみである。第１のローパスフィルタ２０を設置しない回路構成の場合には、共振周波数は１つのみとなり、共振の発生を防止することができる。図４に示す乗算部４７０が、加算器４５０の出力値にソフトスタートストップ信号を乗じることによって昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆ０を修正し、最終的な昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆが生成される。

通流率演算部４８０は、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆが与えられると、式（６）及び（６’）によって通流率Ｄ１及びＤ２を算出する。ゲート制御部４９０は、通流率演算部４８０によって算出された通流率Ｄ１及びＤ２と、動作モード決定部４６０によって決定された動作モードとに基づいて、制御信号Ｓ１〜Ｓ３を生成する。

ここで、蓄電素子を短絡させないことが必要である。例えば、図３に示す蓄電装置において、トランジスタＱ１ａとトランジスタＱ２ｂとが同時にオンすると、蓄電素子であるキャパシタＣ１が短絡してしまう。そこで、力行昇圧モードにおいては、トランジスタＱ２ｂを常にオフとしておき、通流率Ｄ１に従って、トランジスタＱ１ａに対してのみオン／オフ制御を行っている。また、回生昇圧モードにおいては、トランジスタＱ１ａを常にオフとしておき、通流率Ｄ２に従って、トランジスタＱ２ｂに対してのみオン／オフ制御を行っている。図３に示す蓄電装置によれば、一方のスイッチ回路におけるトランジスタをオフにすると、自動的に他方のスイッチ回路におけるダイオードに転流する回路構成となっているためである。

ここで、ゲート制御部４９０の詳細な動作について説明する。力行昇圧モードにおいては、ゲート制御部４９０が、制御信号Ｓ２及びＳ３をローレベルとし、供給される三角波キャリアの周期（例えば、５ｍｓ）を制御周期として、三角波比較方式によって通流率Ｄ１に応じて制御信号Ｓ１を生成する。回生昇圧モードにおいては、ゲート制御部４９０が、制御信号Ｓ１及びＳ３をローレベルとし、供給される三角波キャリアの周期を制御周期として、三角波比較方式によって通流率Ｄ２に応じて制御信号Ｓ２を生成する。待機モードにおいては、ゲート制御部４９０が、制御信号Ｓ１及びＳ２をローレベルとし、制御信号Ｓ３をハイレベルとする。

次に、図３に示す蓄電装置を用いた場合の動作シミュレーションについて説明する。
図７は、シミュレーションモデルを示す回路図であり、図８は、シミュレーションモデルにおける回路定数を示す図である。この動作シミュレーションにおいては、式（５）〜（７）の他に、図４に示す低周波リップルダンピング制御部４４０による低周波リップルダンピング制御を適用している。なお、インバータ入力電圧指令値Ｖｉｒｅｆは、１８００Ｖに設定されている。

図９は、シミュレーション結果を示す波形図である。図９に示すように、架線電圧（パンタ電圧Ｖｐ）が±１５０Ｖの範囲で変動しているが、昇圧時のインバータ入力電圧Ｖｉｎｖを見ると、ほぼ指令値通りの昇圧制御が実現されている。また、列（ｉ）の電流Ｉ１及び列（ii）の電流Ｉ２を見ると、力行時の放電動作と回生時の充電動作も円滑に行われていることが分る。これらの波形は、図２に示す蓄電装置を用いた場合と殆ど差異がない。以上のことから、図３に示す蓄電装置の有効性が確認できた。

ところで、インバータや電動機が新規設計されたものであり、インバータ入力電圧の上限が十分に高ければ、昇圧後のインバータ入力電圧を厳密に制御しなくても良い可能性がある。その場合には、各スイッチ回路において、三角波キャリア（例えば、２００Ｈｚ）に同期した連続スイッチングを行う必要がなくなる。連続スイッチングを行わなければ、蓄電装置が発生する帰線電流の高調波の心配も少ないので、図１に示す第１のローパスフィルタ２０が不要となって、全体の回路を小型化することができる。

そこで、図７から第１のローパスフィルタ２０を取り除いたシミュレーションモデルを用いて、１回のスイッチングで昇圧・降圧した場合の動作を確認したところ、帰線電流に許容値を大幅に上回る３０Ｈｚのリップル電流が生じることが分った。なお、第１のローパスフィルタ２０を挿入しても挿入しなくても、同様のリップル電流が生じる。このリップル電流の周波数は、第２のローパスフィルタ５０の共振周波数３０．６Ｈｚとほぼ一致することから、ステップ関数の形状で変化する出力電圧Ｖｂ０の波形により、フィルタリアクトルＬｆとフィルタコンデンサＣｆとが直列共振することによってリップル電流が生じるものと推定される。

そこで、１のみのスイッチングではなく、昇圧と降圧の過渡時のみ短期間のスイッチングを実施することにし、図４に示す動作モード決定部４６０によって、ソフトスタートストップ制御を行うことにより、上記のリップル電流を低減することが可能であるか否かを解析した。
図１０に、解析のための等価回路を示す。ここで、パンタ電圧Ｖｐ及びインバータ入力電流Ｉｉｎｖが一定であるものと仮定する。この等価回路における関係式は、次式（８）によって表される。

ここで、パンタ電流Ｉｐを消去し、Ｖｉｎｖ＝Ｖｐ＋Ｖｂを代入すると、次式（９）が得られる。

仮定により、パンタ電圧Ｖｐ及びインバータ入力電流Ｉｉｎｖの時間微分はゼロとなるので、次式（１０）が得られる。

式（１０）をラプラス変換して整理すると、次式（１１）が得られる。

このように、昇圧電圧Ｖｂは、直列共振回路の応答となり、その共振角周波数ω_Ｃは、次式で表される。
ω_Ｃ＝（ＬｆＣｆ）^−１／２

図１１に示すように、ソフトスタートストップ信号によって、昇圧（及び／又は降圧）の際のみ、昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆがランプ関数の形状とされる。昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、次式のように表される。
Ｖｂｒｅｆ＝ａ×ｔ （０≦ｔ≦τ）
このような昇圧電圧指令値Ｖｂｒｅｆを用いてＰＷＭ制御を行うことにより、出力電圧Ｖｂ０のパルス幅を次第に変化させる。ここで、解析を簡単にするために、スイッチングを考慮せずに、Ｖｂ０＝Ｖｂｒｅｆと仮定すると、出力電圧Ｖｂ０のラプラス変換は、次式（１２）によって表される。

式（１２）を式（１１）に代入して昇圧電圧Ｖｂの応答を求めると、次式（１３）が得られる。

式（１３）を逆ラプラス変換すると、次式（１４）が得られる。

ここで、次式（１５）が成立するようにτを選ぶ。

その場合には、式（１４）の右辺におけるｓｉｎ関数の項が打ち消されて、振動成分が発生しないことになる。即ち、昇圧の立上がり時間（及び／又は降圧の立下がり時間）τを共振周波数のｎ倍とすれば、昇圧電圧Ｖｂに共振成分は発生しない。

図１２は、ソフトスタートストップ制御を行った場合のシミュレーション結果を示す図である。図１２には、回生時において、インバータがτ＝３２．６ｍｓ＝２π／ω_Ｃで昇・降圧したときの各部の波形が示されている。なお、回路定数は、図８に示すものと同一である。インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの昇圧前から、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びパンタ電流Ｉｐにおいて、共振によるリップルがわずかに発生しているが、直列蓄電装置を搭載しない車両においても同様の結果となるはずであり、このリップルによる悪影響は特に考えられない。むしろ、昇降圧によってリップルが増大しないことが評価される。スイッチングは短期間であるため、図１に示す第１のローパスフィルタ２０は不要となる可能性が高い。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図１３は、本発明の第２の実施形態に係る蓄電装置システムを備えた電気車両の回路構成を示す図である。第２の実施形態においては、蓄電装置３０が、架線側ではなく、帰線側に挿入されている。これに伴い、第２のローパスフィルタ８０は、蓄電装置３０とインバータ６０との間に挿入されたフィルタリアクトル８２と、インバータ６０に並列に接続されたフィルタコンデンサ８３とによって構成される。その他の点に関しては、図１に示す第１の実施形態と同様である。本発明の第２の実施形態によれば、蓄電装置３０の対地絶縁耐圧を下げることができる。

本発明は、インバータ制御の電気車両に搭載され、ブレーキ使用時の回生電力を増大するための蓄電装置、及び、そのような蓄電装置と制御部とによって構成される蓄電装置システムにおいて利用することができる。

本発明の第１の実施形態に係る蓄電装置システムを備えた電気車両の回路構成を示す図である。 図１に示す蓄電装置の第１の構成例を示す回路図である。 図１に示す蓄電装置の第２の構成例を示す回路図である。 図１に示す制御部の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態における動作モードの選択方法を示す図である。 制御部において用いられるソフトスタートストップ制御を説明するための図である。 シミュレーションモデルを示す回路図である。 シミュレーションモデルにおける回路定数を示す図である。 シミュレーション結果を示す波形図である。 解析のための等価回路を示す回路図である。 昇圧電圧の立上がりにおける各部の波形を示す波形図である。 ソフトスタートストップ制御を行った場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る蓄電装置システムを備えた電気車両の回路構成を示す図である。

符号の説明

１ 架線
２ レール
１１ パンタグラフ
１２ 車輪
２０、５０、８０ ローパスフィルタ
２１、５１、８２ フィルタリアクトル
２２、５２、８３ フィルタコンデンサ
３０ 蓄電装置
４０ 制御部
４１０ 減算部
４２０ 電圧降下補償部
４３０ 加算部
４４０ 低周波リップルダンピング制御部
４４１ 減算部
４４２ バンドパスフィルタ処理部（ＢＰＦ）
４４３ ゲイン調整部
４５０ 加算部
４６０ 動作モード決定部
４７０ 乗算部
４８０ 通流率演算部
４９０ ゲート制御部
６０ ＶＶＶＦインバータ
７０ 主電動機

Claims (11)

1. 架線を介して電力が供給されるパンタグラフと、接地電位のレールに接触する車輪と、力行時に交流電圧が供給されて前記車輪を駆動すると共に、回生時に前記車輪にブレーキ力を発生させて交流起電力を生じる電動機と、力行時に供給される直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機に供給すると共に、回生時に前記電動機において生じた交流起電力に基づいて直流電圧を発生するインバータとを有する電気車両において、前記パンタグラフ又は前記車輪と前記インバータとの間に少なくとも１つのローパスフィルタを介して直列に接続される第１の端子及び第２の端子を有する蓄電装置であって、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に直列に接続された蓄電素子及び第１のスイッチ回路を含む第１列の回路であって、前記第１のスイッチ回路が、並列に接続された第１のトランジスタ及び第１のダイオードを含む、前記第１列の回路と、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続された第２のスイッチ回路を含む第２列の回路であって、前記第２のスイッチ回路が、並列に接続された第２のトランジスタ及び第２のダイオードを含む、前記第２列の回路と、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続された機械的スイッチを含む第３列の回路と、
   を具備し、力行時において、前記第１のトランジスタがオン状態とされた場合に、前記第１のトランジスタが前記蓄電素子を放電させつつ前記第１の端子から前記第２の端子に向けて電流を流し、前記第１のトランジスタがオフ状態とされた場合に、前記第２のダイオードが前記第１の端子から前記第２の端子に向けて電流を流し、回生時において、前記第２のトランジスタがオン状態とされた場合に、前記第２のトランジスタが前記第２の端子から前記前記第１の端子に向けて電流を流し、前記第２のトランジスタがオフ状態とされた場合に、前記第１のダイオードが前記蓄電素子を充電させつつ前記第２の端子から前記第１の端子に向けて電流を流す、前記蓄電装置。
2. 前記蓄電素子の両端間に直列に接続された抵抗及びキャパシタを含むスナバ回路をさらに具備する請求項１記載の蓄電装置。
3. 請求項１又は２記載の蓄電装置と、
   前記電気車両の動作モードとして、力行時に前記蓄電装置によって昇圧を行う力行昇圧モードと、回生時に前記蓄電装置によって昇圧を行う回生昇圧モードと、昇圧を行わない待機モードとの内のいずれかを選択し、力行昇圧モード及び回生昇圧モードにおいて、前記第１及び第２のトランジスタのオン／オフを制御すると共に、待機モードにおいて、機械的スイッチをオンさせる制御手段と、
   を具備する蓄電装置システム。
4. 前記制御手段が、前記蓄電装置を流れる電流の値と前記蓄電素子の両端間の電圧の値とに基づいて、力行昇圧モードと回生昇圧モードと待機モードとの内のいずれかを選択する、請求項３記載の蓄電装置システム。
5. 前記制御手段が、前記蓄電装置を流れる電流が設定範囲内である場合に、待機モードを選択し、前記蓄電装置を流れる電流が前記設定範囲よりも小さいときに、前記蓄電素子の両端間の電圧が第１の設定値よりも小さい場合に待機モードから回生昇圧モードに遷移し、前記蓄電素子の両端間の電圧が増加して第１の設定値よりも大きくなった場合又は前記蓄電装置を流れる電流が設定範囲内になった場合に回生昇圧モードから待機モードに遷移し、前記蓄電装置を流れる電流が前記設定範囲よりも大きいときに、前記蓄電素子の両端間の電圧が第２の設定値（第１の設定値＞第２の設定値）よりも大きい場合に待機モードから力行昇圧モードに遷移し、前記蓄電素子の両端間の電圧が減少して第２の設定値よりも小さくなった場合又は前記蓄電装置を流れる電流が設定範囲内になった場合に力行昇圧モードから待機モードに遷移する、請求項４記載の蓄電装置システム。
6. 前記制御手段が、動作モードの遷移の条件にヒステリシス特性を持たせる、請求項５記載の蓄電装置システム。
7. 前記制御手段が、少なくともインバータ入力電圧指令値とパンタグラフに印加される電圧の値とに基づいて、前記蓄電装置における昇圧電圧を定める昇圧電圧指令値を求め、該昇圧電圧指令値に基づいて前記第１又は第２のトランジスタがオン又はオフする期間を決定する、請求項３〜６のいずれか１項記載の蓄電装置システム。
8. 前記制御手段が、前記蓄電装置を流れる電流の値と前記インバータの入力電流の値との差分を求め、該差分にバンドパスフィルタ処理及びゲイン調整を施して得られる値を用いて昇圧電圧指令値を修正する、請求項７記載の蓄電装置システム。
9. 前記制御手段が、前記蓄電装置を流れる電流の値と前記インバータの入力電流の値との差分に、前記蓄電装置の第１の端子に接続されているローパスフィルタとインバータ入力部のローパスフィルタとの共振周波数が含まれる周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタ処理を施す、請求項８記載の蓄電装置システム。
10. 前記制御手段が、動作モードを切り換える際に、昇圧電圧指令値の立上がり及び／又は立下がりの変化を滑らかにする、請求項７〜９のいずれか１項記載の蓄電装置システム。
11. 前記制御手段が、前記蓄電装置の第２の端子に接続されているローパスフィルタの共振周期の自然数倍の期間において、ランプ関数に従って、昇圧電圧指令値の立上がり及び／又は立下がりの変化を滑らかにする、請求項１０記載の蓄電装置システム。

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