JP2008220048A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】数１０Ｖの低電圧から数ＫＶ程度の高電圧まで出力でき、圧電トランスの共振周波数近傍の発振周波数で高電圧を出力するときにも安定して制御できる圧電トランスを用いた電源装置を提供する。
【解決手段】出力電圧が低いときは、出力部４０からフィードバックされる出力電圧信号Ｓｖに基づいて出力電圧の目標値を示す参照電圧と出力電圧が等しくなるように発振信号の周波数とデューティ比を同時に変化させ、この発振信号を昇圧して圧電トランス２０の駆動電圧を生成する。一方、出力電圧が高いときは、発振周波数検出部３０からフィードバックされる発振周波数信号Ｓｆに基づいて発振信号の周波数を圧電トランス２０の発振周波数に同期させる。そして、出力電圧信号Ｓｖに基づいて参照電圧と出力電圧が等しくなるように発振信号のデューティ比のみを変化させ、この発振信号を昇圧して圧電トランス２０の駆動電圧を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関する。詳しくは、イオン発生器、空気清浄機、あるいは電子写真法を用いた複写機やプリンタ等の電子写真装置に適した圧電素子を用いた電源装置に関する。

イオン発生器、空気清浄機、あるいは電子写真法を用いた複写機やプリンタ等の電子写真装置（以下、電子写真装置等という。）における電源装置では、例えば、出力電圧が数１０Ｖから数ＫＶ程度まで変化し、負荷が数１０ＫΩ（キロオーム）から１０ＧΩ（ギガオーム）程度まで変化する特性が要求される。

一方、圧電トランスは、圧電振動子の共振現象を利用することにより、駆動電圧と発振周波数に応じて駆動電圧よりも高い出力電圧を生成する。セラミックを素材とした圧電トランスは、耐熱性、耐火性の問題がなく、電源装置を小型化且つ軽量化できる優れた特徴を有し、圧電トランスを用いた電源装置は電子写真装置等に適している。

圧電トランスの出力電圧を制御するには、駆動電圧の周波数を変える方法（以下、周波数制御という。）が知られている。圧電トランスは複数の共振周波数を有し、共振周波数近傍で発振するとき出力電圧が極大となる。この共振周波数を基準として発振周波数を上げても下げても出力電圧は低下する。周波数制御では、例えば、圧電トランスの出力に接続された整流回路の出力電圧をフィードバックし、その出力電圧に対応して駆動電圧の周波数が制御される（例えば、特許文献１参照）。

また、デューティ比の制御された駆動パルスをインダクタとコンデンサからなる昇圧回路に与え、駆動電圧を変える方法（以下、デューティ比制御という。）が知られている。デューティ比制御では、例えば、圧電トランスの発振周波数を検出してフィードバックし、その発振周波数と同一の周波数の駆動電圧を圧電トランスに印加する。これにより、圧電トランスの発振周波数を一定に保つ。圧電トランスの出力電圧は、例えば駆動パルスを生成するＮＭＯＳトランジスタのゲートに入力される発振信号のデューティ比を変化させることによって制御される（例えば、特許文献２参照）。なお、デューティ比とは、例えば、ＮＭＯＳトランジスタのオン／オフによって駆動パルスを発生させる場合、ＮＭＯＳトランジスタの（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）をいう。

ただし、これら周波数制御とデューティ比制御のいずれも単独で数１０Ｖの低い出力電圧を得ることはできない。

そこで、数１０Ｖの低い出力電圧を得るために、周波数制御とデューティ比制御を同時に行う方法（以下、周波数・デューティ比同時制御という。）が提案されている（例えば、特許文献３参照）。

特開昭６１−１５２１６５号公報 特開２００５−１８４８９６号公報 特開２００５−１９８４６２号公報

上述したように、周波数・デューティ比同時制御では数１０Ｖの低い出力電圧を得ることができる。しかし、周波数・デューティ比同時制御では、高電圧を得るために駆動電圧の周波数を圧電トランスの共振周波数に近づける必要があるが、共振周波数付近では昇圧比が高いため、制御する周波数の幅が狭く、不安定になり易い。特に、共振周波数を越えて高周波数側から低周波数側に移行し、または逆に低周波数側から高周波数側に移行すると、制御不能となる。

以上から、数１０Ｖの低電圧から数ＫＶ程度の高電圧まで出力でき、圧電トランスの共振周波数近傍の発振周波数で高電圧を出力するときにも安定して制御できる圧電トランスを用いた電源装置が要望されている。

本発明の電源装置は、駆動電圧と発振周波数に応じて出力電圧が生成され、当該発振周波数が共振周波数に近づくにつれて当該出力電圧が上昇する圧電素子と、出力電圧の目標値である参照電圧と前記出力電圧が等しくなるように周波数とデューティ比が調節された第１の発振信号、または前記発振周波数と同一の周波数であって前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるようにデューティ比が調節された第２の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成する駆動部とを有する。

好ましくは、本発明の電源装置は、前記発振周波数を検出し、前記発振周波数を示す発振周波数信号を生成する発振周波数検出部と、前記出力電圧を整流して直流出力電圧に変換するとともに、前記出力電圧の大きさを示す出力電圧信号を生成する出力部とを有し、前記駆動部が、前記圧電素子の共振周波数に基づいて定められる制御モード切換電圧より前記出力電圧が低いとき、前記出力電圧信号に基づいて前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるように周波数とデューティ比が調節された前記第１の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成し、または前記出力電圧が前記制御モード切換電圧以上であるとき、前記発振周波数信号に基づいて前記発振周波数と同一の周波数に調節され、前記出力電圧信号に基づいて前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるようにデューティ比が調節された前記第２の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成する。

好ましくは、本発明の電源装置は、前記出力部が、前記出力電圧信号が前記制御モード切換電圧に対応する電圧より低いとき前記第１の発振信号を抑制させるための制御モード切換信号を生成し、前記駆動部が、前記参照電圧と前記出力電圧信号を比較し、前記参照電圧と前記出力電圧信号の差に応じた制御電圧を生成する増幅器を含む制御部と、前記制御電圧に応じて生成される電圧と所定の時定数で電荷が充電されるコンデンサの電圧を第１の比較器で比較し、その比較結果に応じて前記コンデンサの電荷を放電することによって周波数が調節された三角波を生成し、当該三角波の電圧と所定の電圧を第２の比較器で比較することによってデューティ比が調節された前記第１の発振信号を生成する発振部と、直流成分の除去された前記第１の発振信号と直流成分の除去された前記発振周波数信号と前記制御電圧が加算された信号が電界効果トランジスタのゲートに入力され、前記発振部から出力される前記第１の発振信号の発振が前記制御モード切換信号によって抑制されないとき、当該電界効果トランジスタによって前記第１の発振信号の出力レベルを変換し、または前記発振部から出力される前記第１の発振信号の発振が前記制御モード切換信号によって抑制されるとき当該電界効果トランジスタによって前記第２の発振信号の出力レベルを変換し、当該レベル変換された前記第１の発振信号または前記第２の発振信号に基づいて駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、インダクタとコンデンサを含む昇圧回路で前記駆動パルスを昇圧して前記圧電素子に前記駆動電圧を印加する昇圧部とを含む。

好ましくは、本発明の電源装置は、前記出力部が、前記制御モード切換電圧に対応する電圧と前記出力電圧信号を第３の比較器で比較し、前記出力電圧信号が前記制御モード切換電圧に対応する電圧以上のとき、前記制御モード切換信号として所定のレベルを出力し、前記発振部が、前記発振部の出力を前記所定のレベルに固定する。

好ましくは、本発明の電源装置は、前記出力部が、前記直流出力電圧に基づいて前記出力電圧信号を生成する。

以上のように、本発明によれば、数１０Ｖの低電圧から数ＫＶ程度の高電圧まで出力でき、圧電トランスの共振周波数近傍の発振周波数で高電圧を出力するときにも安定して制御できる圧電トランスを用いた電源装置を提供することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る電源装置の一例を示すブロック図である。電源装置１０は、圧電トランス２０と、発振周波数検出部３０と、出力部４０と、駆動部５０とを有している。端子Ｔ１から直流電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ２は接地電位（Ｇｎｄ）に接続される。端子Ｔ３から直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

図２は、圧電トランスの発振周波数と出力電圧の特性の一例を示す図である。圧電トランス２０は、発振周波数が共振周波数に近づくにつれて出力電圧が上昇し、共振周波数近傍で出力電圧が最大となる。ここで、共振周波数近傍とは共振周波数に対して数百Ｈｚ〜数ＫＨｚの狭い範囲である。ただし、発振周波数を高周波数側から最大出力周波数ｆｃ１を超えて低周波数側へ変化させた場合と、逆に低周波数側から最大出力周波数ｆｃ２を越えて高周波数側へ変化させた場合に圧電トランス２０の出力電圧の変化の状態は異なる。圧電トランス２０の出力電圧は高周波数側から低周波数側へ変化させたとき、低周波数側から高周波数側へ変化させたときよりも高い値で変化する。このため、圧電トランス２０の発振周波数を高周波数側から最大出力周波数ｆｃ１を越えて低周波数側に変化させた後、逆に低周波数側から最大出力周波数ｆｃ２を越えて高周波数側に変化させるような制御を行うと、出力電圧がジャンプし、制御不能となる。以下では、圧電トランス２０の発振周波数が最大出力周波数ｆｃ１または最大出力周波数ｆｃ２を越えて変化することを発振周波数の山越えという。

発振周波数の山越えを防ぐために、電源装置１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが低いときは周波数・デューティ比同時制御で動作し、出力電圧Ｖｏｕｔが高いときは圧電トランス２０を共振周波数近傍の一定の周波数で発振させ、デューティ比制御で動作する。

圧電トランス２０の電極２１には駆動部５０から駆動電圧が印加され、圧電トランス２０の電極２２は端子Ｔ２に接続される。圧電トランス２０の電極２３は出力部４０に接続され、出力部４０に出力電圧を供給する。発振周波数検出部３０は、圧電トランス２０に静電誘導された電圧を検出し、圧電トランス２０の発振周波数を示す発振周波数信号Ｓｆを生成して駆動部５０にフィードバックする。

出力部４０は、圧電トランス２０の電極２３から供給される出力電圧を整流して直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、端子Ｔ３から出力する。また、出力部４０は、圧電トランス２０の出力電圧または出力電流を検出し、出力電圧の大きさを示す出力電圧信号Ｓｖを生成して駆動部５０にフィードバックする。

駆動部５０は、周波数・デューティ比同時制御のとき、出力部４０からフィードバックされる出力電圧信号Ｓｖに基づいて、出力電圧の目標値を示す参照電圧と出力電圧が等しくなるように発振信号の周波数とデューティ比を同時に変化させる。この発振信号を例えばＮＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＮＭＯＳトランジスタをオン／オフすることによって駆動パルスを生成する。この駆動パルスをインダクタとコンデンサからなる昇圧回路に与え、昇圧して圧電トランス２０の駆動電圧を生成する。出力電圧が最小となる周波数と出力電圧が最小となるデューティ比とを組み合わせることにより、周波数制御又はデューティ比制御のいずれか単独では得られない数１０Ｖの低い出力電圧を容易に得ることができる。なお、本明細書と特許請求の範囲において、デューティ比とは、例えば、ＮＭＯＳトランジスタのオン／オフによって昇圧回路の駆動パルスを発生させる場合、ＮＭＯＳトランジスタの（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）をいう。

また、駆動部５０は、デューティ比制御のとき、発振周波数検出部３０からフィードバックされる発振周波数信号Ｓｆに基づいて発振信号の周波数を圧電トランス２０の発振周波数に同期させる。そして、出力部４０からフィードバックされる出力電圧信号Ｓｖに基づいて出力電圧が出力電圧の目標値を示す参照電圧と等しくなるように発振信号のデューティ比のみを変化させる。この発振信号を例えばＮＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、駆動パルスを生成する。この駆動パルスをインダクタとコンデンサからなる昇圧回路に与え、昇圧して圧電トランス２０の駆動電圧を生成する。デューティ比制御では、駆動電圧の周波数が一定となるように制御されるため、発振周波数の山越えを防止することができる。

出力電圧Ｖｏｕｔを低い電圧から高い電圧に徐々に上げていくときは、発振周波数の山越えが生じない共振周波数近傍の周波数で発生する所定の電圧になったとき、周波数・デューティ比同時制御からデューティ比制御に切り換える。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔを高い電圧から低い電圧に徐々に下げていくときも、同じ電圧でデューティ比制御から周波数・デューティ比同時制御に切り換える。所定の電圧で周波数・デューティ比同時制御とデューティ比制御に切り換えることによって数１０Ｖの低い出力電圧Ｖｏｕｔを得るとともに発振周波数の山越えを防止し、圧電トランス２０から高電圧を出力させることができる。以下では、周波数・デューティ比同時制御とデューティ比制御を切り換える所定の電圧を制御モード切換電圧という。

周波数・デューティ比同時制御における発振信号とデューティ比制御における発振信号の選択は、例えばＮＭＯＳトランジスタやＰＭＯＳトランジスタを用いたスイッチ回路によって行うことができる。

なお、圧電トランス２０は本発明の圧電素子の一例であり、発振周波数検出部３０は本発明の発振周波数検出部の一例であり、出力部４０は本発明の出力部の一例であり、駆動部５０は本発明の駆動部の一例であり、周波数・デューティ比同時制御における発振信号は本発明の第１の発振信号の一例であり、デューティ比制御における発振信号は本発明の第２の発振信号の一例である。

図３は、本発明の他の実施形態に係る電源装置の一例を示す回路図である。電源装置１００は、圧電トランス２０と、発振周波数検出部３０と、整流部４１と、出力電圧検出部４２と、基準電圧部５１と、制御部５２と、発振部５３と、駆動パルス生成部５４と、昇圧部５５とを有している。なお、整流部４１と出力電圧検出部４２は図１における出力部４０を構成し、基準電圧部５１と制御部５２と発振部５３と駆動パルス生成部５４と昇圧部５５は図１における駆動部５０を構成している。また、発振部５３は三角波発振部５３１とデューティ比制御部５３２で構成される。図１と図２における同一の符号は同一の構成要素を示す。

コンデンサＣ１は平滑回路として入力直流電圧Ｖｉｎの変動を防止するために設けられている。

基準電圧部５１は、抵抗Ｒ１と、ツェナーダイオードＤ１と、コンデンサＣ２で構成される。抵抗Ｒ１の一端は端子Ｔ１に接続され、抵抗Ｒ１の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続される。ツェナーダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２の他端は端子Ｔ２に接続される。ツェナーダイオードＤ１のカソードからツェナーダイオードＤ１の降伏点で規定される定電圧化された電圧Ｖｓが発振部５３と駆動パルス生成部５４に供給される。コンデンサＣ２は平滑回路として動作する。このため、端子Ｔ１から入力される過大な直流電圧Ｖｉｎや後述する昇圧部５５によって昇圧された電圧をツェナーダイオードＤ１によってチェナー電圧以下に制限し、コンデンサＣ２で平滑化することによって、発振信号を安定化することができる。

制御部５２は、第１入力抵抗Ｒ２と、負帰還抵抗Ｒ３と、第２入力抵抗Ｒ４と、負帰還コンデンサＣ３と、増幅器ＩＣ４（ＡＭＰ；アンプ）を有しており、端子Ｔ４から入力される参照電圧Ｖｒｅｆと第２入力抵抗Ｒ４を介して印加される出力電圧信号Ｓｖとの差分増幅回路として構成されている。第１入力抵抗Ｒ２の一端は端子Ｔ４に接続され、第１入力抵抗Ｒ２の他端は増幅器ＩＣ４の非反転入力端子に接続される。増幅器ＩＣ４の反転入力端子には負帰還抵抗Ｒ３と第２入力抵抗Ｒ４の一端が接続される。増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）は負帰還コンデンサＣ３の一端に接続され、負帰還コンデンサＣ３の他端は負帰還抵抗Ｒ３の他端に接続される。負帰還抵抗Ｒ３と負帰還コンデンサＣ３で増幅器ＩＣ４の負帰還回路を構成し、安定した差動増幅動作が得られるようにしている。また、第２入力抵抗Ｒ４の他端は出力電圧検出部４２に接続され、出力電圧検出部４２から出力電圧を示す出力電圧信号Ｓｖがフィードバックされる。

端子Ｔ４からは第１入力抵抗Ｒ２を介して出力電圧の目標値を示す参照電圧Ｖｒｅｆが供給される。参照電圧Ｖｒｅｆは、増幅器ＩＣ４の反転入力端子にフィードバックされる出力電圧信号Ｓｖと比較される。参照電圧Ｖｒｅｆと出力電圧信号Ｓｖの差は増幅され、増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）から制御電圧Ｖｃとして出力される。制御電圧Ｖｃは発振部５３と駆動パルス生成部５４に供給される。

発振部５３を構成する三角波発振部５３１とデューティ比制御部５３２は、以下に説明するように周波数・デューティ比同時制御における発振信号を生成する。

三角波発振部５３１は、比較器（ＣＯＭ）ＩＣ１と、抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ８と、抵抗Ｒ９と、コンデンサＣ４と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１で構成される。比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ９）には抵抗Ｒ５と抵抗６と抵抗７の一端が接続される。抵抗Ｒ５の他端には制御部５２から出力される制御電圧Ｖｃが供給される。抵抗Ｒ６の他端は基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、定電圧Ｖｓが供給される。抵抗Ｒ７の他端は端子Ｔ２に接続される。比較器ＩＣ１の非反転入力端子（ノードＮ２）には抵抗Ｒ８の一端とコンデンサＣ４の一端とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインとデューティ比制御部５３２内の比較器（ＣＯＭ）ＩＣ２の非反転入力端子が接続される。抵抗Ｒ８の他端は基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、定電圧Ｖｓが供給される。コンデンサＣ４の他端は端子Ｔ２に接続される。比較器ＩＣ１の出力端子（ノードＮ１０）には抵抗Ｒ９の一端とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートが接続される。抵抗Ｒ９の他端は基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、定電圧Ｖｓが供給される。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ２に接続される。

比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ９）には、定電圧Ｖｓが抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７で分圧された電圧と、抵抗Ｒ５を介して入力される制御電圧Ｖｃが印加される。上述した通り、制御電圧Ｖｃは参照電圧Ｖｒｅｆと出力電圧信号Ｓｖの差が増幅された電圧である。一方、比較器ＩＣ１の非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧は、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧が上昇し、反転入力端子（ノードＮ９）の電圧より大きくなると、比較器ＩＣ１の出力端子（ノードＮ１０）の電圧は上昇する。ノードＮ１０の電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧（Ｖｔｈ）以上になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオン動作する。その結果、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン−ソース間が導通し、コンデンサＣ４から電流が端子Ｔ２に流れると、コンデンサＣ４の電圧は低下し、端子Ｔ２のレベル（Ｇｎｄ）になる。すると、比較器ＩＣ１の非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧が反転入力端子（ノードＮ９）の電圧より低くなり、比較器ＩＣ１の出力電圧が下がりＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧が下がるのでＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフすると、コンデンサＣ４に抵抗Ｒ８を介して電流が充電され、コンデンサＣ４の電圧が抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。時定数が大きいと三角波となり、また小さいと入力波形が指数関数的に上昇する矩形波となる。しかし、発振器として動作させるには、一般に三角波を発生させる。

参照電圧Ｖｒｅｆが一定のとき、増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）の電圧、すなわち制御電圧Ｖｃも一定である。このとき、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ９）の電圧は一定であり、ノードＮ２に発生する三角波の周期（発振周波数）は一定となる。

参照電圧Ｖｒｅｆは制御部５２内の増幅器ＩＣ４の非反転入力端子に入力されているため、参照電圧Ｖｒｅｆを下げると、増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）の電圧は低下する。ノードＮ８の電圧がノードＮ９の電圧より高いときは、抵抗Ｒ５を経てノードＮ９に電流が流れる。ノードＮ８の電圧が低下すると、抵抗Ｒ５を経てノードＮ９に流れていた電流が減少する。ノードＮ８の電圧がノードＮ９の電圧より低くなると、抵抗Ｒ６を流れる電流の一部が抵抗Ｒ５を流れ、抵抗Ｒ７を流れる電流が減少する。このため、参照電圧Ｖｒｅｆを下げると、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ９）の電圧は低下する。一方、非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる一定の時定数で上昇するので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１はより短い時間でオンするようになる。従って、三角波の周期は短くなる。すなわち、三角波の発振周波数は高くなる。

参照電圧Ｖｒｅｆを上げると、増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）の電圧が上昇する。ノードＮ８の電圧がノードＮ９の電圧より低いときは、抵抗Ｒ６を流れる電流の一部が抵抗Ｒ５に流れる。ノードＮ８の電圧が上昇すると、ノードＮ９から抵抗Ｒ５に流れていた電流が減少する。ノードＮ８の電圧がノードＮ９の電圧より高くなると、抵抗Ｒ５を経てノードＮ１に電流が流れる。このため、参照電圧Ｖｒｅｆを上げると、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ９）の電圧は上昇する。一方、比較器ＩＣ１の非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧は一定の時定数で上昇するので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１はより長い時間でオンするようになる。従って、三角波の周期は長くなる。すなわち、三角波の発振周波数は低くなる。

デューティ比制御部５３２は、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１２と、比較器ＩＣ２と、相補形プッシュプルトランジスタＱ２で構成される。比較器ＩＣ２の反転入力端子（ノードＮ２）は三角波発振部５３１内のコンデンサＣ４の一端に接続され、非反転入力端子（ノードＮ１）は抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の一端に接続される。比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）は抵抗Ｒ１２の一端と相補形プッシュプルトランジスタＱ２の入力に接続され、更に後述する出力電圧検出部４２内の比較器ＩＣ３の出力端子に接続される。また、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１２の他端は基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、定電圧Ｖｓが供給される。抵抗Ｒ１１の他端は端子Ｔ２に接続される。相補形プッシュプルトランジスタＱ２を構成するＮＰＮトランジスタＱ２ａのベースとＰＮＰトランジスタＱ２ｂのベースは共通接続され、比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２ａのコレクタは基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、エミッタはＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタと駆動パルス生成部５４内のコンデンサＣ５の一端に接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのコレクタは端子Ｔ２に接続される。ノードＮ３の出力電圧が高くなるとＮＰＮトランジスタＱ２ａがオンしてＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオフし、エミッタ電圧（ノードＮ４）が高くなる。一方、ノードＮ３の電圧が下がるとＮＰＮトランジスタＱ２ａがオフしてＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオンし、ノードＮ４の電圧は下がる。

三角波発振部５３１から出力される三角波の発振信号がデューティ比制御部５３２を構成する比較器ＩＣ２の非反転入力端子（ノードＮ２）に供給される。一方、比較器ＩＣ２の反転入力端子（ノードＮ１）には定電圧Ｖｓが抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１によって分圧された一定の電圧が供給される。ここで、非反転入力端子（ノードＮ２）に供給される電圧が反転入力端子（ノードＮ１）の電圧より低い間は、比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）からはローレベル（例えば、Ｇｎｄ）が出力される。また、非反転入力端子（ノードＮ２）に供給される電圧が反転入力端子（ノードＮ１）の電圧より高くなると、出力端子（ノードＮ３）からはハイレベル（例えば、定電圧Ｖｓ）が出力される。その結果、比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）から、ハイレベル期間とローレベル期間が制御された（デューティ比が可変された）矩形波が出力される。

上述したように、比較器ＩＣ２の反転入力端子（ノードＮ１）には抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の抵抗比で決定される一定の電圧が供給される。一方、非反転入力端子（ノードＮ２）の電圧は一定の時定数で上昇する。このため、三角波の周期が変動しても、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオン動作し、ノードＮ２が端子Ｔ２のレベル（Ｇｎｄ）になってから、ノードＮ１とノードＮ２の電圧が等しくなるまでの時間は一定である。従って、三角波の周期が短いほど、すなわち、三角波の発振周波数が高いほど、比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）から出力される矩形波のデューティ比は小さくなる。

このように、参照電圧Ｖｒｅｆを下げると、発振部５３で発生する矩形波の発振周波数は高くなり、デューティ比は小さくなる。逆に、参照電圧Ｖｒｅｆを上げると、矩形波の発振周波数は低くなり、デューティ比は大きくなる。従って、圧電トランス２０の共振周波数より高い周波数側で発振部５３を動作させると、参照電圧Ｖｒｅｆを下げることによって圧電トランス２０の出力電圧を低下させ、逆に参照電圧Ｖｒｅｆを上げることによって圧電トランス２０の出力電圧を上昇させることができる。

相補形プッシュプルトランジスタＱ２は、比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）から出力される矩形波を増幅し、駆動パルス生成部５４に与える。また、ノードＮ３には後述する出力電圧検出部４２内の比較器ＩＣ３の出力端子から制御モード切換信号Ｓｃが与えられる。出力電圧信号Ｓｖが制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄ以上であるとき制御モード切換信号Ｓｃはローレベル（例えば、Ｇｎｄ）となり、ノードＮ３のレベルを強制的にローレベルに固定する。このため、発振部５３の出力は抑制され、発振部５３の発振信号は出力されなくなる。一方、出力電圧信号Ｓｖが制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄより低いとき制御モード切換信号Ｓｃはハイレベル（例えば、定電圧Ｖｓ）となり、発振部５３から発振信号が出力される。なお、出力電圧信号Ｓｖは出力電圧Ｖｏｕｔが抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０で分圧された電圧である。同様に、制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄは制御モード切換電圧が抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０で分圧された電圧と等しい電圧である。制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄを任意に変えることで、任意の出力電圧Ｖｏｕｔで制御モード切換信号Ｓｃを出力することができる。

図４は、ノードＮ１とノードＮ２とノードＮ３の波形を示す図である。図４（ａ）と図４（ｂ）は、それぞれ周波数・デューティ比同時制御とデューティ比制御における波形を示す。図４（ａ）では、制御モード切換信号Ｓｃがハイレベルであるため、ノードＮ２に三角波が発生し、ノードＮ１の電圧によってデューティ比が決定され、ノードＮ３に矩形波が生成されている。一方、図４（ｂ）では、ノードＮ２に三角波が発生しているが、制御モード切換信号Ｓｃがローレベルであるため、ノードＮ３のレベルはローレベルに固定されている。

駆動パルス生成部５４は、抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１４と、抵抗Ｒ１５と、抵抗Ｒ１６と、抵抗Ｒ１７と、抵抗Ｒ１８と、コンデンサＣ５と、コンデンサＣ６と、コンデンサＣ１０（浮遊容量）と、ＮＭＯＳトランジスタＱ３と、ＮＭＯＳトランジスタＱ４と、ＮＭＯＳトランジスタＱ５とで構成される。コンデンサＣ５の一端はデューティ比制御部５３２内の相補形プッシュプルトランジスタＱ２の出力（ノードＮ４）と接続され、他端はノードＮ５に接続される。ノードＮ５には更に抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４とＲ１６とコンデンサＣ６とコンデンサＣ１０の一端とＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートが接続されている。コンデンサＣ１０の他端は発振周波数検出部３０に接続される。ただし、コンデンサＣ１０は浮遊容量であるため、実際には発振周波数検出部３０がノードＮ５に接続されている。抵抗Ｒ１３の他端は制御部５２内の増幅器ＩＣ４の出力端子（ノードＮ８）に接続され、制御電圧Ｖｃが供給される。抵抗Ｒ１４の他端は基準電圧部５１内のツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、定電圧Ｖｓが供給される。コンデンサＣ６と抵抗Ｒ１６の他端は端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ６はノードＮ５の電圧レベルを調整するために設けられている。ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ４のゲートと抵抗Ｒ１５の一端に接続され、ソースは端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ１５の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続される。ＮＭＯＳトランジスタＱ４のドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ５のゲートと抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１８の一端に接続され、ソースは端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ１７の他端は端子Ｔ１に接続され、抵抗Ｒ１８の他端は端子Ｔ２に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＱ５のドレインは昇圧部５５内のインダクタＬ１とコンデンサＣ７の接続点（ノードＮ７）に接続され、ソースは端子Ｔ２に接続される。

ノードＮ５には、発振部５３により生成された発振信号（以下、発振部５３の発振信号という。）と、圧電トランス２０の発振周波数を示す発振周波数信号Ｓｆと、制御部５２により生成された制御電圧Ｖｃが入力される。ただし、発振部５３の発振信号と発振周波数信号ＳｆはそれぞれコンデンサＣ５とコンデンサＣ１０（浮遊容量）によって直流成分が除去されたものである。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートには、直流成分の除去された発振部５３の発振信号と、直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆと、制御電圧Ｖｃが入力される。

図５は、デューティ比制御における制御電圧とノードＮ５とノードＮ６の波形を示す図である。図５（ａ）と図５（ｂ）は、それぞれ出力電圧Ｖｏｕｔ＝３３００Ｖと出力電圧Ｖｏｕｔ＝４４００Ｖのときの波形である。図５（ａ）と図５（ｂ）の制御電圧Ｖｃはそれぞれ４．６０Ｖと９．４０Ｖである。デューティ比制御のとき制御モード切換信号Ｓｃはローレベル（例えば、Ｇｎｄ）となり、ノードＮ３のレベルを強制的にローレベルに固定する。このため、発振部５３から発振信号は出力されなくなる。このとき、ノードＮ５の電圧は、制御電圧Ｖｃと抵抗Ｒ１３によって決まる電流と、定電圧Ｖｓと抵抗Ｒ１４によって決まる電流と、直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆによって決定される。従って、制御電圧Ｖｃと抵抗Ｒ１３によって決まる電流と、定電圧Ｖｓと抵抗Ｒ１４によって決まる電流とによって決定される電圧レベルに発振周波数信号Ｓｆが加算された電圧がＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに入力される。このゲートに入力される電圧がＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートの閾値電圧（Ｑ３Ｖｔｈ）を超えると、ＮＭＯＳトランジスタＱ３はオンし、ゲートの閾値電圧（Ｑ３Ｖｔｈ）以下であるとき、ＮＭＯＳトランジスタＱ３はオフする。

制御電圧Ｖｃが上昇すると抵抗Ｒ１３を通る電流が増加し、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに入力される電圧が上昇する。一方、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートの閾値電圧（Ｑ３Ｖｔｈ）は一定である。このため、閾値電圧（Ｑ３Ｖｔｈ）で決まるオン時間が増加し、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のデューティ比が増える。ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレインから出力される発振信号はＮＭＯＳトランジスタＱ４で出力レベルが変換され、ＮＭＯＳトランジスタＱ５のゲート（ノードＮ６）に入力される。このため、ＮＭＯＳトランジスタＱ５のデューティ比が増え、圧電トランス２０の出力電圧が上昇する。デューティ比制御のとき圧電トランス２０の電極２１に印加される駆動電圧の周波数は発振周波数信号Ｓｆに同期するように制御されるが、実際は帰還される発振周波数信号Ｓｆが完全な正弦波ではないために、圧電トランス２０の出力電圧が上昇すると発振周波数信号Ｓｆの波形の傾きによって駆動電圧の周波数がわずかに低い方へ変化する。わずかな変化であっても圧電トランス２０は共振周波数近傍で動作しているため、圧電トランス２０の出力電圧は数百Ｖ増加する。

このように、制御電圧Ｖｃが上がることでＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲート電圧が上昇し、その結果デューティ比が増え、更に周波数が低くなることによる出力増大の相乗効果によって圧電トランス２０の出力電圧が増大する。図５（ａ）と図５（ｂ）に示されるノードＮ５の電圧（ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲート電圧）の波形は、出力電圧Ｖｏｕｔがそれぞれ３３００Ｖと４４００Ｖのときのものである。図示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔが３３００Ｖから４４００Ｖに増加することによって、デューティ比が若干増加し、発振周波数がわずかに減少している。

なお、ノードＮ６の波形が矩形波ではなく三角波となっているのは、ＮＭＯＳトランジスタＱ５のゲートの入力容量が大きく、積分効果によりなまるためである。

制御電圧Ｖｃは参照電圧Ｖｒｅｆによって制御できる。従って、デューティ比制御では、参照電圧Ｖｒｅｆを変えることによって、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

図６は、周波数・デューティ比同時制御における制御電圧とノードＮ５とノードＮ６の波形を示す図である。図６（ａ）と図６（ｂ）は、それぞれ出力電圧Ｖｏｕｔ＝１０００Ｖと出力電圧Ｖｏｕｔ＝２５００Ｖのときの波形である。図６（ａ）と図６（ｂ）の制御電圧Ｖｃはそれぞれ３．８０Ｖと４．６０Ｖである。周波数・デューティ比同時制御のとき制御モード切換信号Ｓｃはハイレベル（例えば、定電圧Ｖｓ）となり、発振部５３から発振信号が出力される。ノードＮ５では、直流成分の除去された発振部５３の発振信号と、直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆと、制御電圧Ｖｃが加算される。しかし、発振部５３の発振信号は矩形波であって、その波形の立ち上がりと立ち下がりは急峻である。その上、出力電圧が低いため、発振周波数信号Ｓｆの振幅は小さい。このため、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のオン時間とオフ時間の比率は発振部５３の発振信号で決まる。従って、周波数・デューティ比同時制御では、ＮＭＯＳトランジスタＱ５のデューティ比は発振部５３の発振信号で決定される。

なお、本実施形態では、デューティ比とは、ＮＭＯＳトランジスタＱ５の（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）をいう。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ３とＮＭＯＳトランジスタＱ４は、入力容量の大きなＮＭＯＳトランジスタＱ５のゲートを駆動するために設けられている。ノードＮ５の電圧でＮＭＯＳトランジスタＱ５を直接駆動できる場合にはＮＭＯＳトランジスタＱ３とＮＭＯＳトランジスタＱ４は不要である。

上記では、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲート（ノードＮ５）に、直流成分の除去された発振部５３の発振信号と、直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆと、制御電圧Ｖｃを入力し、制御モード切換信号Ｓｃがローレベルであるとき、ノードＮ３のレベルを強制的にローレベルに固定して発振部５３の発振信号を抑制することによって、発振周波数信号Ｓｆと同一の周期であってデューティ比の調節された発振信号を得た。しかし、ＮＭＯＳトランジスタやＰＭＯＳトランジスタによるスイッチ回路を用いて制御モード切換信号Ｓｃがハイレベルのとき発振部５３の発振信号を選択し、または制御モード切換信号Ｓｃがローレベルのとき直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆと制御電圧Ｖｃが加算された信号を選択してＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに入力する構成としても良い。

昇圧部５５は、インダクタＬ１と、コンデンサＣ７で構成される。インダクタＬ１の一端は端子Ｔ１に接続され、他端はコンデンサＣ７の一端と圧電トランス２０の電極２１に接続される。コンデンサＣ７の他端は端子Ｔ２に接続される。インダクタＬ１とコンデンサＣ７とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ５のドレインの共通接続点（ノードＮ７）で発生する駆動電圧が、圧電トランス２０の電極２１に印加され、電極２３から電圧が出力される。電極２３から出力された電圧は後述する整流部４１に供給され、そこで整流されて正極性の直流電圧が抵抗Ｒ２１を介して端子Ｔ３から出力される。

図７は、ノードＮ３からノードＮ７の波形の一例を示す図である。図７（ａ）は周波数・デューティ比同時制御のときの波形であり、このときの出力電圧Ｖｏｕｔ＝２５００Ｖである。一方、図７（ｂ）はデューティ比制御のときの波形であり、このときの出力電圧Ｖｏｕｔ＝３３００Ｖである。

ノードＮ３の波形は、図４（ａ）と図４（ｂ）に示したものと同一である。図７（ａ）の周波数・デューティ比同時制御のときノードＮ３には矩形波が出力される。一方、図７（ｂ）のデューティ比制御のとき、制御モード切換信号Ｓｃがローレベルとなるため、ノードＮ３はローレベルに固定される。

ノードＮ４は発振部５３の出力、すなわち相補形プッシュプルトランジスタＱ２の出力に接続されており、ノードＮ４の波形は直流成分を含んだ発振部５３の発振信号を示す。図７（ａ）の周波数・デューティ比同時制御のときノードＮ４には矩形波が出力される。一方、図７（ｂ）のデューティ比制御のとき、ノードＮ３がローレベルに固定されているため、ノードＮ４の波形はほとんど一定である。わずかに波打っているのは、発振周波数検出部３０で検出されてノードＮ５にフィードバックされる発振周波数信号ＳｆがコンデンサＣ５を通って影響を及ぼすためである。

ノードＮ５の波形は、直流成分の除去された発振部５３の発振信号と、直流成分の除去された発振周波数信号Ｓｆと、制御電圧Ｖｃが加算された電圧を示す。図７（ａ）の周波数・デューティ比同時制御のとき、発振部５３の発振信号に発振周波数信号Ｓｆが加算されているもののノードＮ５の波形の立ち上がりと立下りは急峻である。一方、図７（ｂ）のデューティ比制御のとき、発振部５３の発振信号が無く、発振周波数信号Ｓｆのみであるため、ノードＮ５は正弦波に近い波形である。

ノードＮ６は昇圧部５５を駆動するＮＭＯＳトランジスタＱ５に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔが高いため、ＮＭＯＳトランジスタＱ５のサイズが大きく、ゲートの入力容量が大きい。このため、ノードＮ５の電圧をＮＭＯＳトランジスタＱ３とＮＭＯＳトランジスタＱ４でレベル変換しているにもかかわらず、積分効果によってノードＮ６の波形は三角波となっている。

ノードＮ７の波形は、昇圧部５５から出力され、圧電トランス２０の電極２１に印加される駆動電圧を示す。このように駆動電圧の波形は、正の側にのみ振動する擬似正弦波となる。

整流部４１は、ダイオードＤ２と、ダイオードＤ３と、コンデンサＣ８で構成される。圧電トランス２０の電極２３はダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のアノードに接続される。ダイオードＤ３のカソードはコンデンサＣ８と抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２１の一端に接続される。ダイオードＤ２のアノードとコンデンサＣ８の他端は端子Ｔ２に接続される。圧電トランス２０の電極２３から高電圧が発生し、この電圧が正極性のとき、ダイオードＤ３が導通し、抵抗Ｒ２１の他端から整流された高電圧が端子Ｔ３に接続された負荷に出力される。一方、圧電トランス２０の電極２３の電圧が負極性のときは、ダイオードＤ２が導通し、端子Ｔ２に電流が流れる。

出力電圧検出部４２は、抵抗Ｒ１９と、抵抗Ｒ２０と、コンデンサＣ９と、比較器ＩＣ３と、制御モード切換電圧発生器Ｖｓｄとで構成される。抵抗Ｒ１９の一端は整流部４１内のダイオードＤ３のカソードに接続され、他端は抵抗Ｒ２０の一端とコンデンサＣ９の一端と比較器ＩＣ３の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ９の他端は端子Ｔ２に接続される。比較器ＩＣ３の非反転入力端子は制御モード切換電圧発生器Ｖｓｄの一端に接続される。比較器ＩＣ３の出力端子はデューティ比制御部５３２内の比較器ＩＣ２の出力端子（ノードＮ３）に接続される。制御モード切換電圧発生器Ｖｓｄの他端は端子Ｔ２に接続される。また、抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ９と比較器ＩＣ３の反転入力端子の共通接続点は制御部５２内の第２入力抵抗Ｒ４の一端に接続される。この共通接続点の電圧は本実施形態における出力電圧信号Ｓｖであり、第２入力抵抗Ｒ４を介して増幅器ＩＣ４の反転入力端子にフィードバックされる。

出力電圧検出部４２は整流部４１から整流されて出力される電圧を検出する。圧電トランス２０の電極２３の電圧が正極性のとき整流部４１内のダイオードＤ３が導通する。コンデンサＣ８で平滑化された電圧が抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０で分圧され、出力電圧を示す出力電圧信号Ｓｖとして、制御部５２にフィードバックされる。

また、制御モード切換電圧発生器Ｖｓｄは、制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄを発生する。この制御モード切換電圧に対応する電圧Ｖｓｄと出力電圧信号Ｓｖが比較器ＩＣ３で比較され、比較器ＩＣ３の出力端子から制御モード切換信号ＳｃがノードＮ３に出力される。

なお、整流部４１と出力電圧検出部４２で構成される出力部４０は本発明の出力部の一例であり、制御部５２は本発明の制御部の一例であり、三角波発振部５３１とデューティ比制御部５３２で構成される発振部５３は本発明の発振部の一例であり、駆動パルス生成部５４は本発明の駆動パルス生成部の一例であり、昇圧部５５は本発明の昇圧部の一例であり、発振部５３の発振信号は本発明の第１の発振信号の一例であり、制御モード切換信号Ｓｃがローレベルのとき発振周波数信号Ｓｆと制御電圧Ｖｃが加算されたノードＮ５の電圧は本発明の第２の発振信号の一例であり、端子Ｔ４から入力される参照電圧Ｖｒｅｆが本発明の参照電圧の一例であり、出力電圧検出部４２内の抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０の接続点に生じる出力電圧信号Ｓｖが本発明の出力電圧信号の一例である。

このように、本発明は、出力電圧が低いときは発振信号の周波数とデューティ比を同時に変化させるので数１０Ｖの低い電圧まで出力することができる。一方、出力電圧が高いときは、発振信号の周波数を一定になるように制御してデューティ比のみを変化させるので圧電トランスの共振周波数の近傍でも安定して制御できる。

本発明の一実施形態に係る電源装置の一例を示すブロック図である。 圧電トランスの発振周波数と出力電圧の特性の一例を示す図である。 本発明の他の実施形態に係る電源装置の一例を示す回路図である。 ノードＮ１とノードＮ２とノードＮ３の波形を示す図である。 デューティ比制御における制御電圧とノードＮ５とノードＮ６の波形を示す図である。 周波数・デューティ比同時制御における制御電圧とノードＮ５とノードＮ６の波形を示す図である。 ノードＮ３からノードＮ７の波形の一例を示す図である。

符号の説明

１０、１００…電源装置、２０…圧電トランス、３０…発振周波数検出部、４０…出力部、４１…整流部、４２…出力電圧検出部、５０…駆動部、５２…制御部、５３１…三角波発振部、５３２…デューティ比制御部、５３…発振部、５４…駆動パルス生成部、５５…昇圧部

Claims (5)

1. 駆動電圧と発振周波数に応じて出力電圧が生成され、当該発振周波数が共振周波数に近づくにつれて当該出力電圧が上昇する圧電素子と、
   出力電圧の目標値である参照電圧と前記出力電圧が等しくなるように周波数とデューティ比が調節された第１の発振信号、または前記発振周波数と同一の周波数であって前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるようにデューティ比が調節された第２の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成する駆動部と
   を有する電源装置。
2. 前記発振周波数を検出し、前記発振周波数を示す発振周波数信号を生成する発振周波数検出部と、
   前記出力電圧を整流して直流出力電圧に変換するとともに、前記出力電圧の大きさを示す出力電圧信号を生成する出力部と
   を有し、
   前記駆動部が、前記圧電素子の共振周波数に基づいて定められる制御モード切換電圧より前記出力電圧が低いとき、前記出力電圧信号に基づいて前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるように周波数とデューティ比が調節された前記第１の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成し、または前記出力電圧が前記制御モード切換電圧以上であるとき、前記発振周波数信号に基づいて前記発振周波数と同一の周波数に調節され、前記出力電圧信号に基づいて前記参照電圧と前記出力電圧が等しくなるようにデューティ比が調節された前記第２の発振信号に基づいて前記駆動電圧を生成する
   請求項１に記載の電源装置。
3. 前記出力部が、前記出力電圧信号が前記制御モード切換電圧に対応する電圧より低いとき前記第１の発振信号を抑制させるための制御モード切換信号を生成し、
   前記駆動部が、
   前記参照電圧と前記出力電圧信号を比較し、前記参照電圧と前記出力電圧信号の差に応じた制御電圧を生成する増幅器を含む制御部と、
   前記制御電圧に応じて生成される電圧と所定の時定数で電荷が充電されるコンデンサの電圧を第１の比較器で比較し、その比較結果に応じて前記コンデンサの電荷を放電することによって周波数が調節された三角波を生成し、当該三角波の電圧と所定の電圧を第２の比較器で比較することによってデューティ比が調節された前記第１の発振信号を生成する発振部と、
   直流成分の除去された前記第１の発振信号と直流成分の除去された前記発振周波数信号と前記制御電圧が加算された信号が電界効果トランジスタのゲートに入力され、前記発振部から出力される前記第１の発振信号の発振が前記制御モード切換信号によって抑制されないとき、当該電界効果トランジスタによって前記第１の発振信号の出力レベルを変換し、または前記発振部から出力される前記第１の発振信号の発振が前記制御モード切換信号によって抑制されるとき当該電界効果トランジスタによって前記第２の発振信号の出力レベルを変換し、当該レベル変換された前記第１の発振信号または前記第２の発振信号に基づいて駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
   インダクタとコンデンサを含む昇圧回路で前記駆動パルスを昇圧して前記圧電素子に前記駆動電圧を印加する昇圧部
   とを含む
   請求項２に記載の電源装置。
4. 前記出力部が、前記制御モード切換電圧に対応する電圧と前記出力電圧信号を第３の比較器で比較し、前記出力電圧信号が前記制御モード切換電圧に対応する電圧以上のとき、前記制御モード切換信号として所定のレベルを出力し、
   前記発振部が、前記発振部の出力を前記所定のレベルに固定する
   請求項３に記載の電源装置。
5. 前記出力部が、前記直流出力電圧に基づいて前記出力電圧信号を生成する
   請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。

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