JP2008182881A - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ定数を迅速かつ高精度に同定する機能を有した同期モータの制御装置を提供する。
【解決手段】同期モータの回転子を所定位置に引き込むとともに、ｄ軸の電流指令として直流電流指令ｉｄ^*を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ^*をゼロに設定する。直流電流指令ｉｄ^*と検出電流ｉｄとの偏差にモータ定数を同定するための同定信号ｉｄＭ^*を重畳する。ｑ軸についても同様に、電流指令ｉｑ^*と検出電流ｉｑとの偏差に同定信号ｉｑＭ^*を重畳する。同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*が重畳された形の電流指令を電流制御手段に与える。電流制御手段の出力である電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に基づく電圧情報と、検出電流ｉｄ，ｉｑに基づく電流情報と、回転子の静止位置に基づく位置情報とを用い、同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定されたパラメータからモータ定数を求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータの制御装置に関し、特に、モータ定数の自動計測技術に関する。

同期モータは、回転子の位置に応じて適切に電流をベクトル制御することにより、制御性および効率を向上させることができる。ベクトル制御を行うには、インダクタンスや電機子抵抗のようなモータ定数が必要である。一般に、同期モータのモータ定数には設計値が使用されるが、実際値と設計値との間には誤差がある。こうした誤差は、トルク制御精度や応答性に大きく影響する。モータ定数の誤差の問題は、エアコンや冷蔵庫等の圧縮機の駆動に用いられる同期モータのように、構造上位置センサを取り付けることが困難な同期モータの制御、すなわち、センサレス制御を行う場合に特に顕著となる。したがって、同期モータのモータ定数を停止時に同定し、同定したモータ定数を制御に利用する技術が提案されている。

上記提案の一例として、特許文献１に示すようなモータ定数同定方法がある。特許文献１には、以下のような方法が開示されている。

１つめの方法では、まず、モータを停止状態とし、ｄ軸（ｑ軸）電流指令としてステップ指令を電流コントローラに入力する。電流コントローラは、ステップ指令とｄ軸（ｑ軸）電流検出値の偏差に対応したｄ軸（ｑ軸）電圧指令を作成する。次に、ｄ軸（ｑ軸）電圧指令から一次抵抗での電圧ドロップ分を減算して得られる電圧値を、決められた時間積分する。得られた電圧積分値を、vd_sum（vq_sum）とする。さらに、積分開始時の電流検出値に対する積分終了時の電流検出値の変化量をΔｉｄ（Δｉｑ）とする。そして、Δｉｄ，Δｉｑとvd_sum，vq_sumとから、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス比（（vq_sum／vd_sum）・（Δｉｄ／Δｉｑ））を求める。求めたインダクタンス比に既知のｄ軸インダクタンスＬｄを乗じ、ｑ軸インダクタンスＬｑを求める。

２つめの方法では、まず、電流コントローラに適当なｄ軸電流指令を与えて回転子を一定の位相に引き込んで停止させ、予め設定された周波数および振幅を持つ交流をｑ軸電流指令として電流コントローラに入力する。定常状態となるまで待機後、電流コントローラが作成するｑ軸電圧指令の振幅とｑ軸電流検出値の振幅とからｑ軸インピーダンスを求める。ｑ軸インピーダンスと既知の一次抵抗Ｒとからリアクタンス成分を求め、これをｑ軸電流指令の角周波数で除してｑ軸インダクタンスＬｑを求める。

また、上記提案の他の例として、非特許文献１に示すような方法がある。非特許文献１に開示されている方法では、周波数応答を利用する。まず、正弦波ｄ軸（ｑ軸）電圧指令を各軸に印加し、その際に電機子巻線に流れるｄ軸（ｑ軸）電流を検出する。次に、検出されたｄ軸（ｑ軸）の正弦波電流を簡易フーリエ変換する。さらに、簡易フーリエ変換によって得た電流情報をフィルタリングして直流成分を取り出す。そして、取り出した直流成分から、一次抵抗とインダクタンスとを求める。また、回路の並列、直列の換算関係を利用することで、両軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑを求めることができる。
特開２００１−３５２８００号公報 李、岩路、遠藤、能登原：「永久磁石同期モータのインダクタンス・オートチューニング」平成17年電気学会産業応用部門大会予稿、2005．8．1-105

ただし、特許文献１に開示されている方法の１つめは、ｄ軸インダクタンスが既知であることが前提になっており、使い勝手が悪い。特許文献１に開示されている方法の２つめも、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの同定を同時に行うことへの言及はないうえ、交流のｑ軸電流指令を電流コントローラに入力後、定常状態となるまで待機することが必要であり（同文献の例では２秒）、短時間での同定完了が期待できない。

また、非特許文献１に開示されている方法は、得られた正弦波電流に対して、簡易フーリエ変換後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）によりフィルタリングする必要があるため、同定に比較的長時間を必要とする。同文献の実験結果によれば、同定開始から両軸の同定完了までに２秒以上必要であり、同定開始時における回転子の位置決め時間を合わせると、およそ３秒が必要となる。また、ｑ軸電流が大きくなるとそれに応じて大きな回転トルクが発生し、そのトルク発生による回転子の振動や位置ずれによって、モータ定数の同定精度が低下するという問題もある。

そこで、本発明は、ｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を迅速かつ高精度に同定する機能を有した同期モータの制御装置を提供することを課題とする。

すなわち、本発明は、
電流指令に検出電流が追従するように、電流指令と検出電流との偏差に対応した電圧指令を演算し、出力する電流制御手段と、
電圧指令を反映した３相交流電圧が与えられる同期モータの相電流を検出する電流検出部と、
電流検出部によって検出された相電流をｄ−ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する２軸電流変換手段と、
同期モータのモータ定数を同定するための手段であって、（Ａ）モータ定数を同定する処理の開始に応じて、同期モータの回転子を所定位置に引き込むとともに、ｄ軸に所定の直流電流指令ｉｄ^*を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ^*をゼロに設定し、上記処理の実行期間中はそれらの電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を保持する手段と、（Ｂ）直流電流指令ｉｄ^*または直流電流指令ｉｄ^*と検出電流ｉｄとの偏差にモータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ^*を重畳し、電流指令ｉｑ^*または電流指令ｉｑ^*と検出電流ｉｑとの偏差にｑ軸同定信号ｉｑＭ^*を重畳するとともに、それら同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*が重畳された電流指令を電流制御手段に与える手段と、（Ｃ）電流制御手段の出力である電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に基づく電圧情報と、検出電流ｉｄ，ｉｑに基づく電流情報と、回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定されたパラメータからｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を求める手段と、を含む同定手段と、
を備えた、同期モータの制御装置を提供する。

他の側面において、本発明は、
同期モータの相電流を検出する電流検出部と、
電流検出部によって検出された相電流をｄ−ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する２軸電流変換手段と、
同期モータのモータ定数を同定するための手段であって、（ａ）モータ定数を同定する処理の開始に応じて、同期モータの回転子を所定位置に固定するために、ｄ軸に所定の直流電圧指令Ｖｄ^*を設定し、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ^*をゼロに設定し、上記処理の実行期間中はそれらの電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を保持する手段と、（ｂ）直流電圧指令Ｖｄ^*にモータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ＶｄＭ^*を重畳し、電圧指令Ｖｄ^**として出力し、電圧指令Ｖｑ^*にモータ定数を同定するためのｑ軸同定信号ＶｑＭ^*を重畳し、電圧指令Ｖｑ^**として出力する電圧指令出力手段と、（ｃ）電圧指令出力手段の出力である電圧指令Ｖｄ^**，Ｖｑ^**に基づく電圧情報と、検出電流ｉｄ，ｉｑに基づく電流情報と、回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定されたパラメータからｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を求める手段と、を含む同定手段と、
を備えた、同期モータの制御装置を提供する。

上記本発明によれば、同期モータの停止時において、ｄ軸とｑ軸の両軸に同定信号を重畳し、電圧・電流情報と回転子の位置情報とを用いてパラメータ推定値を逐次求め、パラメータ推定値からｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を求める。ｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を逐次同定する手法によれば、ｄ軸に関するモータ定数とｑ軸に関するモータ定数とを順番に同定する場合に比して、効率的かつ迅速な同定が可能である。さらに、ｄ軸に直流電流を流しつつｑ軸の同定信号を与えるので、ｑ軸の同定信号によって発生する回転成分に起因する振動を小さくすることができ、ひいてはモータ定数を高精度に同定することが可能となる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。

（第１実施形態）
図１は、本実施形態にかかる同期モータの制御装置の構成図である。図１に示すように、同期モータの制御装置１００は、駆動手段１０４、２個の電流センサ１０５ａ，１０５ｂ（電流検出部）、２軸電流変換手段１０６、回転子位置・回転数推定手段１０７、正弦波電圧出力手段１０９、電流制御手段１１０、電流指令作成手段１１１、回転数制御手段１１２および同定手段１０３を備えている。

駆動手段１０４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のようなスイッチング素子を用いた３相スイッチング回路でありうる。上述した他の手段は、ＤＳＰ（Distal Signal Processor）またはマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供されうる。ＤＳＰまたはマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路および通信ポートのような周辺装置を含んでいてもよい。もちろん、上述した他の手段の一部が論理回路によって構成されていてもよい。

制御対象の同期モータ１０２は、例えば、永久磁石同期モータである。本実施形態では、特に、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）を想定している。埋込磁石同期モータは、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが相違する突極性（一般には、Ｌｑ＞Ｌｄの逆突極性）を有し、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも利用できるので、極めて高い駆動効率を達成できる。

なお、本実施形態では、ホール素子やレゾルバのような位置センサを使用することなく回転子の位置を推定し、同期モータ１０２の制御を行う、いわゆるセンサレス制御を想定している。センサレス制御の分野においては、制御装置１００が認識する同期モータ１０２のｄ軸をγ軸、ｑ軸をδ軸と表記することが一般的であるが、本明細書においては、ｄｑ表記とγδ表記を区別せずに用いることとする。

同期モータ１０２の駆動時における制御装置１００の動作の概要を説明する。図１に示すように、外部より与えられる目標回転数ω^*の情報に基づいて、回転数制御手段１１２により電流指令Ｉ^*（トルク指令）が作成され、電流指令作成手段１１１によりｄｑ軸における電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*が作成される。電流センサ１０５ａ，１０５ｂによって得られた相電流ｉｕ，ｉｖは、２軸電流変換手段１０６によりｄｑ座標上の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換される。検出電流ｉｄ，ｉｑと、電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*との偏差に基づき、電流制御手段１１０は、電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を作成する。電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に基づき、正弦波電圧出力手段１０９が出力デューティを決定し、駆動手段１０４が出力デューティに基づいた３相交流電圧を同期モータ１０２に出力する。このようにして、同期モータ１０２は、実回転数ωが目標回転数ω^*に追従するように制御が行われる。

図２は、図１に示す同期モータの制御装置１００の駆動手段１０４の構成図である。この駆動手段１０４は、スイッチング素子１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ，１１３ｄ，１１３ｅ，１１３ｆおよび還流ダイオード１１４ａ，１１４ｂ，１１４ｃ，１１４ｄ，１１４ｅ，１１４ｆが対になった変換回路、ベースドライバ１１６、平滑コンデンサ１１７および直流電源１１８を含む。同期モータ１０２への給電は、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆを介して、直流電源１１８から行われる。直流電源１１８は、例えば、ダイオードブリッジなどによって整流された出力に相当する。正弦波電圧出力手段１０９によって作成されたスイッチングパターン信号（出力デューティ）は、ベースドライバ１１６によってスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され、これらのドライブ信号にしたがって各スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆが動作する。

同期モータ１０２の駆動時における制御装置１００の動作について具体的に説明する。まず、外部より与えられる目標回転数ω^*を実現するように、現在の回転数ω（後述する推定回転数ωｍ）との偏差から電流指令Ｉ^*が、（１）式を用いて回転数制御手段１１２により演算される。演算方法としては、一般的なＰＩ制御方式による。

Ｉ^*＝Ｇｐω×（ω^*−ω）＋Ｇｉω×Σ（ω^*−ω） （１）

ここで、Ｇｐω，Ｇｉωはそれぞれ速度制御比例ゲインと積分ゲイン、ωは回転数、ω^*は目標回転数、Ｉ^*は電流指令を表す。

さらに、電流指令Ｉ^*を用い、電流指令作成手段１１１は、ｄ軸電流指令ｉｄ^*およびｑ軸電流指令ｉｑ^*を下記（２）（３）式により演算する。

ｉｄ^*＝Ｉ^*×−ｓｉｎ（β） （２）
ｉｑ^*＝Ｉ^*×ｃｏｓ（β） （３）

ここで、βは電流位相である。

一方、電流センサ１０５ａ，１０５ｂにより検出された同期モータ１０２の相電流ｉｕ，ｉｖは、（４）式に基づき、２軸電流変換手段１０６により、同期モータ１０２のマグネットトルクに寄与するｑ軸検出電流ｉｑと、それに直交するｄ軸検出電流ｉｄの２軸電流に変換される。

ここで、θは回転子位置（推定磁極位置）である。

そして、電流制御手段１１０は、与えられた電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*と、検出電流ｉｄ，ｉｑを用いて、（５）（６）式により電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*に検出電流ｉｄ，ｉｑが追従するように制御演算を行い、出力電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を求める。

Ｖｄ^*＝Ｇｐｄ×（ｉｄ^*−ｉｄ）＋Ｇｉｄ×Σ（ｉｄ^*−ｉｄ） （５）
Ｖｑ^*＝Ｇｐｑ×（ｉｑ^*−ｉｑ）＋Ｇｉｑ×Σ（ｉｑ^*−ｉｑ） （６）

ここで、Ｇｐｄ，Ｇｉｄはそれぞれｄ軸電流制御比例ゲインと積分ゲイン、Ｇｐｑ，Ｇｉｑはそれぞれｑ軸電流制御比例ゲインと積分ゲインである。

次に、２方向の出力電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*から、出力波形が正弦波となるように３相の出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが、回転子位置θを用いて、下記（７）式で示される一般的な２相３相変換により求められる。

ここで、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧、θは回転子位置である。

さらに、正弦波電圧出力手段１０９は、出力電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*と、回転子位置・回転数推定手段１０７により推定された回転子位置の情報とに基づいて、同期モータ１０２を駆動するための出力デューティ（ＰＷＭ信号）を駆動手段１０４に与える。

そして、駆動手段１０４は、その出力デューティに従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を出力する。これにより、同期モータ１０７が目標とする回転数（速度）にて駆動される。つまり、駆動手段１０４のスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆのスイッチングパターンを、電流センサ１０５ａ，１０５ｂから得られる同期モータ１０２の電流情報と、同期モータ１０２の推定された磁極位置の情報と、同期モータ１０２の推定された回転数の情報と、外部から与えられる目標回転数の情報とから決定する。

次に、回転子位置・回転数推定手段１０７の動作について説明する。まず、電流センサ１０５ａ，１０５ｂにより検出された電流から、各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）が得られる。また、正弦波電圧出力手段１０９により得られる電圧指令により、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）が求められる。これらの値から、下記（８）（９）（１０）式の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗが求められる。

ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ （８）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ （９）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ （１０）

ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。ｄ（ｉｕ）／ｄｔ，ｄ（ｉｖ）／ｄｔ，ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗの時間微分である。

次に、演算した誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗから、回転子位置θと回転数ωｍを推定する。これは、当該駆動装置１００が認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させて、回転子位置θを推定する方法である。また、推定角度θｍから、回転数ωｍも推定する。まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ，ｅｖｍ，ｅｗｍ）を以下の式で求める。

ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） （１１）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） （１２）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） （１３）

ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの振幅値に一致する。

このようにして求めた誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを作成する。すなわち、下記（１４）式のように、各相の誘起電圧推定値ｅｓから各相の誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。

ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （１４）

ここで、ｓは相（ｕ／ｖ／ｗ）を表す。そして、この偏差εが０になれば、推定角度θｍが真値になる。例えば、ＰＩ演算で偏差εを収斂する方法で、推定角度θｍの真値を回転子位置θ（推定磁極位置）として求める。また、推定角度θｍの変動値を演算することにより、回転数ωｍを推定することができる。

以上のような同期モータの制御装置１００の構成とその動作により、同期モータ１０２を制御することができる。

次に、同定手段１０３の動作について説明する。図３は、同期モータ１０２のモータ定数を求めるためのアプリケーションとしての同定手段１０３が行う処理の流れを示すフローチャートである。図３に示す同定処理は、同期モータ１０２の起動命令が与えられた場合に行うことができ、当該同定処理で求めたモータ定数を用い、同期モータ１０２の駆動を行うができる。起動命令には、一時停止状態からの再起動も含まれる。同定するべきモータ定数は、例えば、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑである。

図３に示す処理を開始すると、まず、回転子が静止した状態でモータ定数の同定を行なうために、回転子を所定位置に引き込んで固定する（Ｓ１０１）。回転子を所定位置に引き込んで固定するために、ｄ軸に与える電流指令として所定の直流電流指令ｉｄ^*を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ^*をゼロに設定する（ｑ軸に電流を流さない旨の指令を設定する）。そして、同定処理の実行期間中は、回転子が動かないように、これらの電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を保持する（手段（Ａ））。このときの電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*の設定は、同定手段１０３が行うようにしてもよいし、電流指令作成手段１１１が行うようにしてもよい。つまり、上記手段（Ａ）の機能を、図１に示す電流指令作成手段１１１が担っていてもよい。

例えば、Ｕ相にＩａ、Ｖ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を設定する。この場合は、電機子巻線のＵ相の位置をθ＝０の基準位置として扱うことができる。もちろん、回転子を固定する位置は特に限定されない。また、同定処理の実行期間中は、当該ステップ（Ｓ１０１）における電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を継続して与え続けるので、回転子が静止したかどうかを確かめたり、回転子が静止するまでの時間を確保したりする必要もない。

回転子の位置が決定すると、ｄ軸の直流電流指令ｉｄ^*を印加したまま、同定信号の重畳を開始する（Ｓ１０２）。すなわち、図１に示すように、ｄ軸の直流電流指令ｉｄ^*と検出電流ｉｄとの偏差に、モータ定数を同定するための同定信号ｉｄＭ^*を重畳する。同様に、ｑ軸の電流指令ｉｑ^*と検出電流ｉｑとの偏差に同定信号ｉｑＭ^*を重畳する。そして、それら同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*を重畳した形の電流指令を電流制御手段１１０に与える（手段（Ｂ））。目標値応答特性と外乱応答特性（同定信号）の両者は独立であるため、同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*を電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*に重畳してもよい。同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*は、例えば、Ｍ系列信号のような２値信号が好適であり、その大きさ（振幅）としては、定格電流の１％程度でよい。

後述するように、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸の電圧方程式に基づいて求め、ｑ軸インダクタンスＬｑをｑ軸の電圧方程式に基づいて求めるため、同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*の信号パターンに制約はない。したがって、ｄ軸同定信号ｉｄＭ^*とｑ軸同定信号ｉｑＭ^*の振幅、位相および周波数が一致していなくてもよい。ただし、同期モータ１０２の振動を極力小さくして同定精度を高めるという観点から、ｄ軸同定信号ｉｄＭ^*とｑ軸同定信号ｉｑＭ^*の振幅、位相および周波数を同一に設定するのが好ましい。

ｑ軸に同定信号ｉｑＭ^*を与えると、この同定信号ｉｑＭ^*によって同期モータ１０２にマグネットトルクが発生する。マグネットトルクによって回転子の位置が変化すると、同定精度が低下するので好ましくない。したがって、本実施形態では、同定信号ｉｑＭ^*によって同期モータ１０２に発生するマグネットトルクの一部または全部が、リラクタンストルクによって打ち消される電流位相βを実現するように、ｄ軸直流電流指令ｉｄ^*および同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*を定めている。これにより、回転子の振動や変位を極力抑えることができ、モータ定数の同定精度を高めることが可能となる。この点については、後でもう一度詳しく説明する。

図３のフローチャートに戻って説明を続ける。同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*の重畳を開始後、同定手段１０３はｄ軸に関して、電流制御手段１１０からｄ軸電圧指令Ｖｄ^*、２軸電流変換手段１０６から検出電流ｉｄを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*、検出電流ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝０）を用い、ｄ軸インダクタンスＬｄの逐次同定を行う。さらに、同定手段１０３はｑ軸に関しても、電流制御手段１１０からｑ軸電圧指令Ｖｑ^*、２軸電流変換手段１０６から検出電流ｉｑを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*、検出電流ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝０）を用い、ｑ軸インダクタンスの逐次同定を行う。すなわち、ｄ軸インダクタンスの逐次同定とｑ軸インダクタンスの逐次同定とを並行して実施する。このような同定方法は、ｄ軸インダクタンスの同定が終了した後に、ｑ軸インダクタンスの同定を行う方法に比べて、能率的である。

インダクタンスＬｄ，Ｌｑの同定方法について詳しく説明する。本実施形態では、同期モータ１０２と当該制御装置１００を含む系のモデルとして、線形回帰モデルを導入し、この線形回帰モデルに含まれるパラメータを逐次最小二乗法により推定し、推定したパラメータ（パラメータ推定値）からモータ定数を求める（手段（Ｃ））。逐次最小二乗法によれば、全ての測定値をサンプリングした後でパラメータ推定値を求める一括処理同定法に比べて能率的である。上記系のモデルは、以下のようにして、永久磁石同期モータの電圧方程式から導くことができる。

一般的に、永久磁石同期モータの電圧方程式は（１５）式によって与えられる。（１５）式において、Ｒａは電機子巻線抵抗、ψａは永久磁石による電機子鎖交磁束、ｐは微分演算子を表す。

（１５）式の電圧方程式を差分方程式に変換して整理すると、ｄｑ軸における電圧方程式は（１６）（１７）式で表される。

本実施形態では、モータ定数を同定する処理の期間中、回転子が静止状態であるため、ω＝０である。また、ｄ軸においてはｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸においてはｑ軸インダクタンスＬｑを求めるため、上記（１６）（１７）式を以下の（１８）（１９）式のように変形する。

（１８）（１９）式は、左辺を出力Ｙ（ｋ）、右辺の括弧内をデータベクトルＺ（ｋ）、右辺の（Ｔｓ／Ｌｄ）および（Ｔｓ／Ｌｑ）をパラメータΘ（ｋ）として含む線形回帰モデルＹ（ｋ）＝Θ（ｋ）Ｚ（ｋ）として扱うことができる（Ｔｓ：サンプリング周期、ｋ：サンプリング回数）。なお、“Θ（ｋ）”は、推定値であることを表すハットマークが省略されている。

次に、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを求めるために、本実施形態では、上記の線形回帰モデルに逐次最小二乗法を適用する。逐次最小二乗法については、例えば、足立修一、「MATLABによる制御のためのシステム同定」、東京電機大学出版社などの文献に詳しく説明されている。（２０）（２１）式に逐次型最小二乗法の一般式を示す。（２０）式において、Θ（ｋ）は、時刻ｋにおけるパラメータ推定値である。また、（２０）式の右辺第二項の括弧外は、現在の予測誤差をパラメータ推定値の更新にどのくらい影響させるかを決定するゲインである。（２０）（２１）式において、Ｐ（ｋ）は共分散行列、λは忘却要素を表す。

上述したように、ｄ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（１８）式を用い、以下に示す（２２ａ）（２３ａ）（２４ａ）式のように表される。同様に、ｑ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（１９）式を用い、以下に示す（２２ｂ）（２３ｂ）（２４ｂ）式のように表される。

同定手段１０３は、決められたサンプリング周期Ｔｓごとに電圧情報としての電圧指令Ｖｄ^*、および電流情報としての検出電流ｉｄを取得し、これら電圧・電流情報を用いて出力Ｙ（ｋ）およびデータベクトルＺ（ｋ）を求め、（２０）（２１）式に基づく逐次パラメータ推定を行う。サンプリング周期Ｔｓは、電圧指令Ｖｄ^*を作成する制御周期と一致させるとよい。もしくは、電圧指令Ｖｄ^*を作成する制御周期よりも大きく設定することができる。なお、本実施形態では、データベクトルＺ（ｋ）を与える必要があるので、モータ抵抗Ｒａが既知であることが前提になっている。

このような演算をサンプリング周期Ｔｓが経過する毎に繰り返し実行すると、推定されたパラメータΘ（ｋ）はある一定値に収束していく。適正な時点でパラメータ推定を終了し、（２２ａ）式の関係を用いることにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを求めることができる。さらに、ｄ軸のパラメータ推定と並行して、ｑ軸についてもパラメータΘ（ｋ）を逐次推定することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを求めることができる。このように、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄを求め、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを求める。ｄ軸に関する逐次パラメータ推定とｑ軸に関する逐次パラメータ推定とは、並行して実施される。このようにすれば、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを順番に同定する方法よりも、同定処理に費やされる時間を大幅に短縮することができる。

（２０）式による逐次演算の実行回数ｋ（＝サンプリング回数）は、予め定められていてもよいし、ある収束条件を満足した場合に逐次演算を終了するようにしてもよい。そのような収束条件としては、例えば、ｋ番目に推定したパラメータΘ（ｋ）から求まるｄ軸インダクタンスＬｄ_kと、（ｋ−１）番目に推定したパラメータΘ（ｋー１）から求まるｄ軸インダクタンスＬｄ_k-1との偏差が予め定めた範囲内に収まることでありうる。言い換えれば、（ｋ−１）番目の推定パラメータΘ（ｋー１）を、ｋ番目のデータで修正する（２０）式の右辺第二項が十分に小さくなれば、収束条件を満足するものとする。このようにすれば、余分な演算を行わずに済むので、同定処理に費やされる時間の短縮に有利である。

図３のフローチャートに戻って説明を行う。上述した逐次パラメータ推定アルゴリズムにより、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの逐次演算（Ｓ１０４）を行い、所望のモータ定数（Ｌｄ，Ｌｑ）が得られると、これらを記憶部（例えばＤＳＰに内蔵されたＲＡＭ）に保存し逐次演算を終了する（Ｓ１０５）。その後、ｄｑ軸両軸への同定信号の重畳を終了し（Ｓ１０６）、直流電流指令ｉｄ^*も終了する（Ｓ１０７）。

図４は、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑをシミュレーションで求めたときの結果を示す。シミュレーションは、ザ・マスワークス社製simulink（登録商標）を用いて行った。初期条件は、Θ（０）＝０、Ｐ（０）＝γIとした（ただし、γは任意の正定数（例えば１０³〜１０⁴）、Ｉは単位行列）。また、忘却要素λ＝０．９７〜０．９９５とした。サンプリング周期Ｔｓは約１００μｓｅｃとした。同定を開始すると、ある一定値にＬｄ，Ｌｑが収束し、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを適切に同定できていることがわかる。Ｌｄ，Ｌｑが収束するまでに要する時間は、条件にもよるが、１００ｍｓｅｃ以内である（図４の横軸は１目盛で１秒）。また、同定した値が誤差等を含む場合においても、テーブル等による補正を行うことで、より確実にモータ定数を求めることができる。

図５Ａは、永久磁石同期モータのｄ−ｑ回転座標系を示す。ｄ軸は回転子のＮ極の磁極位置を示し、ｑ軸はｄ軸よりも電気角で９０°進んだ位置と定義される。また、ｑ軸から電流Ｉａの電流ベクトルへの進み角をβとし、電流位相と呼ぶ。一般に、同期モータは電流位相βを変更することにより、最適な駆動状態で制御できる。図５Ａの例のように、通常の駆動時では、同期モータに負のｄ軸電流を流し最適な電流ベクトルとなるよう電流位相βを選択している。

これに対し、上述した同定処理においては、正のｄ軸直流電流を流すようにしている。正のｄ軸直流電流を流すことによって、同定時に生じうる回転子のトルク振動成分が減少する理由について、図５Ｂおよび図６を用いて詳細に説明する。

永久磁石同期モータのトルクは電流と磁束の外積により求めることができるため、一般的なトルク式は（２５）式で表される。

このとき以下の（２６）（２７）式が成り立つ。

ここで、Ψａは電気子鎖交磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｐｎは極対数である。また、（２５）式の右辺第１項はマグネットトルク、第２項はリラクタンストルクである。表面磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）では、Ｌｄ＝Ｌｑなので、（２５）式の右辺第２項がゼロとなる。同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ：Synchronous Reluctance Motor）では、Ψａ＝０なので、（２５）式の右辺第１項がゼロとなる。埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）では、Ｌｄ≠ＬｑかつΨａ≠０なので、総合トルクは、マグネットトルクとリラクタンストルクとの和になる。図６に（２５）式に基づいて電流Ｉａ一定時における電流位相βとマグネットトルク、リラクタンストルク、それらを加算した総合トルクの関係を示す。

いま、図６に示すような特性を有するＩＰＭＳＭのモータ定数を同定する際に、同定信号として（２８）式のような２値のｑ軸電流指令を数十ｍｓ程度の周期で与えるとする。

トルクへの影響が大きいｑ軸のみに注目すると、２値のｑ軸電流指令によって図６の電流位相βが０［ｄｅｇ］となり、ｑ軸電流ｉｑによるマグネットトルクが最大となる位相でトルクが発生する。本実施形態でｑ軸に与える同定信号ｉｑＭ^*の振幅ＩＭは、定格のおよそ１％程度とするが、トルク／電流の値が大きいため無視できない振動が生じる。

そこで、同定信号ｉｑＭ^*を与えることによってｑ軸に流れるｑ軸電流ｉｑよりも大きい正のｄ軸直流電流ｉｄが流れるように、ｄ軸の直流電流指令ｉｄ^*を与える。すると、電流ベクトルＩａは電流位相βがマイナスとなる方向へ移動する。ここで、直流のｄ軸電流ｉｄがｑ軸電流ｉｑよりも十分に大きい場合には、電流位相βは−９０［ｄｅｇ］付近へ移動する。図６から分かるように、電流位相βが概ね−４５°〜−１３５°の領域では、マグネットトルクの一部または全部がリラクタンストルクで打ち消され、総合トルクが小さくなる。そのため、ｑ軸電流に起因するトルク／電流を小さくすることができ、発生する振動が小さくなる。

すなわち、図５Ｂに示すように、十分に大きいｄ軸電流ｉｄが流れるように直流電流指令ｉｄ^*を与えることにより、電流位相βの変化を例えば−７０°〜−１１０°の範囲に収めることができ、総合トルクの変動幅を小さくすることができる。なお、本実施形態では、ｄ軸にも同定信号ｉｄＭ^*を重畳するので、ｄ軸電流ｉｄについても、その同定信号ｉｄＭ^*を反映したものとなる。

図７Ａにｄ軸直流電流指令がない場合、図７Ｂにｄ軸電流指令がある場合について、同定信号であるｑ軸電流を与えたときに生じる発生トルクのシミュレーション結果を示す。図７Ａおよび図７Ｂの両シミュレーションにおいて、与えたｑ軸電流指令（同定信号ｉｑＭ^*）の振幅ＩＭは等しい。ｄ軸直流電流指令ｉｄ^*には、同定信号の振幅ＩＭのおよそ１０倍程度の大きさ（振幅）を与えた。この結果より、ｄ軸電流指令がある場合は、ない場合よりも発生トルクが小さくなっていることがわかる。これに伴い振動の影響が小さくなることがわかる。

以上、本実施形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明は次の効果を奏する。本発明によれば、同期モータの停止時において、ｄ軸とｑ軸のモータ定数を同時に同定することができる。さらに、ｄ軸に直流電流を流すことによって、同定信号であるｑ軸電流指令により発生する回転トルクの影響を小さくすることができ、発生する振動を小さくすることができる。発生トルクによる位置ずれが小さくなるため、モータ定数の同定精度も向上する。

（第２実施形態）
以下、本発明の同期モータの制御装置の別の実施形態について説明する。第２実施形態の構成は、図１に示す第１実施形態と共通であるが、同定手段１０３におけるモータ定数の導出式が第１実施形態とは異なる。

第１実施形態では、インダクタンスＬｄ，Ｌｑを同定するために（１６）（１７）式を（１８）（１９）式のように変形したが、モータ抵抗Ｒａを推定する場合は、（１６）（１７）式を（２９）（３０）式のように変形することができる。

ｄ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（２９）式を用い、以下に示す（３０１ａ）（３０２ａ）（３０３ａ）式のように表すことができる。ｑ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（１９）式を用い、以下に示す（３０１ｂ）（３０２ｂ）（３０３ｂ）式のように表すことができる。

ここで、第１実施形態と同様に（２０）（２１）式に示す逐次最小二乗法の一般式を利用して演算すると、モータ抵抗Ｒａを同定することができる。すなわち、（３０１ａ）（３０２ａ）（３０３ａ）（３０１ｂ）（３０２ｂ）（３０３ｂ）式によれば、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄを求め、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのモータ抵抗Ｒａを求めることができる。あるいは、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのモータ抵抗Ｒａを求め、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを求めることができる。ｄ軸に関する逐次パラメータ推定とｑ軸に関する逐次パラメータ推定とは、並行して実施される。このようにすれば、インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、モータ抵抗Ｒａとを順番に同定する場合に比べ、同定処理に費やされる時間を短縮することができる。

さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびモータ抵抗Ｒａの三者を同定する場合には、（１６）（１７）式を（３１）（３２）式のように変形すればよい。

ｄ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（３１）式を用い、以下に示す（３１１ａ）（３１２ａ）（３１３ａ）式のように表すことができる。ｑ軸におけるパラメータΘ（ｋ）、出力Ｙ（ｋ）、データベクトルＺ（ｋ）は、（３２）式を用い、以下に示す（３１１ｂ）（３１２ｂ）（３１３ｂ）式のように表すことができる。これらの式によれば、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄおよびモータ抵抗Ｒａの少なくとも一方を求め、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑおよびモータ抵抗Ｒａの少なくとも一方を求めることができる。ｄ軸に関する逐次パラメータ推定とｑ軸に関する逐次パラメータ推定とは、並行して実施される。モータ抵抗Ｒａについては、ｄ軸の逐次パラメータ推定で求めることもできるし、ｑ軸の逐次パラメータ推定で求めることもできる。

以上に示した式（２２）（２３）（２４）、（３０１）（３０２）（３０３）、（３１１）（３１２）（３１３）に記載した組み合わせを利用することで、任意のモータ定数を同定することができる。

（第３実施形態）
以下、本発明の同期モータの制御装置の別の実施形態について説明する。第３実施形態は、同定手段１０３において同定されたモータ定数をモータの制御に利用可能としたものである。

図８は、第３実施形態における同期モータの制御装置の構成図である。この同期モータの制御装置２００は、同定手段１０３によって得られたモータ定数を記憶する記憶部１１５をさらに備えている。記憶部１１５は、ＤＳＰまたはマイクロコンピュータに内蔵のＲＡＭ（Random Access Memory）のような半導体メモリであってもよいし、磁気ディスク装置のようなストレージであってもよい。記憶部１１５に保存されたモータ定数は、同期モータ１０２を駆動する際に必要に応じて読み出され、電流指令作成手段１１１、電流制御手段１１０、回転子位置・回転数推定手段１０７に与えることができる。各手段１１１，１１０，１０７に与えられたモータ定数は、各制御ゲインや制御定数の作成に用いることができる。

例えば、同定手段１０３によって、第１実施形態の（１８）（１９）式によって得られたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを、電流制御手段１１０におけるｄ軸電流制御比例ゲインＧｐｄ、ｄ軸電流制御積分ゲインＧｉｄ、ｑ軸電流制御比例ゲインＧｐｑおよびｑ軸電流制御積分ゲインＧｉｑの設定に用いることができる。言い換えれば、同定したインダクタンスＬｄ，Ｌｑを用いてゲインを調整することができる。また、同期モータ１０２の駆動時において、記憶部１１５に記憶されたモータ定数を回転子位置・回転数推定手段１０７に与えることにより、回転中の回転子の位置を推定するための演算に利用することができる。具体的には、記憶部１１５に記憶されたインダクタンスＬｄ，Ｌｑを読み出し、（８）（９）（１０）式の演算でこれを利用することができる。同定手段１０３で得られたモータ定数を用いることで、より高精度かつ信頼性の高いモータ制御を行うことが可能となる。

（第４実施形態）
以下、本発明の同期モータの制御装置の別の実施形態について説明する。第４実施形態の構成は、図１に示す第１実施形態の構成と基本的には同じである。相違点は、ｄ軸（制御装置１００の持つ回転子の永久磁石方向）に与える直流電流指令ｉｄ^*を、回転子の位置決めを行なう直流電流と共通化する点である。第１実施形態で説明した同定処理は、回転子を所定位置に引き込んで固定するステップを含むので、このステップによる固定位置を回転子の初期位置として認識し、同期モータ１０２の駆動を開始する。

圧縮機のように、位置センサを取り付けることのできない設置環境においても、同期モータである以上、起動時から回転子の位置を把握しておく必要がある。したがって、起動時には、回転子を任意の位置へ引き込むことが不可欠である。例えば、特開２００４−３２８８５０号公報に記載されているように、デッドポイントを回避するために複数回の位置決め電流を印加し、任意の位置に回転子引き込む方法が知られている。

本実施形態では、同期モータ１０２の起動時において複数回加える位置決め電流のうち、最後の位置決め電流をｄ軸直流電流指令ｉｄ^*とし、所定の位置に回転子を固定する。第１実施形態で説明したように、例えば、電機子巻線のＵ相の位置をθ＝０の基準位置とすることができる。同定手段１０３による同定処理の終了後、回転子位置・回転数推定手段は、同定手段１０３による同定処理の終了後、該同定処理における回転子の静止位置を同期モータ１０２の起動を行うための基準位置として認識し、正弦波電圧出力手段１０９や２軸電流変換手段１０６に与える。このように、本実施形態によれば、同期モータ１０２を起動するために必要な位置決めのステップを、同定処理においてロータを所定位置に静止および固定するステップに兼用することができる。同定処理の終了後、ロータの位置決めを再度行う必要がないので、位置決め〜同定〜起動までに費やされる時間を短縮することができる。

（第５実施形態）
図９は、本実施形態にかかる同期モータの制御装置３００の構成図である。制御装置３００は、電圧指令作成手段１１６、正弦波電圧出力手段１０９、駆動手段１０４、電流センサ１０５ａ，１０５ｂ、同期モータ１０２、２軸電流変換手段１０６および同定手段１０３を備えている。図９には、モータ定数の同定処理に必要な構成のみを示している。モータ定数を同定した後は、図１に示す構成によって、同期モータ１０２の制御を行うことができる。その場合における、正弦波電圧出力手段１０９、駆動手段１０４、電流センサ１０５ａ，１０５ｂ、同期モータ１０２および２軸電流変換手段１０６の動作は、先の実施形態で説明した通りである。

モータ定数を同定するための同定処理も第１実施形態から第４実施形態に説明したのと概ね同じ手順で行なうことができる。ただし、本実施形態は、電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*に同定信号を重畳することに代えて、電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に同定信号ＶｄＭ^*，ＶｑＭ^*を重畳する点で第１実施形態と異なる。モータ定数を同定する処理の実行時において、第１実施形態で説明した電流制御系（電流指令作成手段や電流制御手段）の機能を停止し、電流フィードバック制御を行なわない。

電圧指令作成手段１１９が作成するｄ軸電圧指令Ｖｄ^*は、ｄ軸に直流電圧を印加すべき旨の電圧指令であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*は、ｑ軸にゼロレベルの電圧を印加すべき旨の電圧指令（つまりｑ軸には電圧を印加しない指令）である。なお、電圧指令作成手段１１９は、同定手段１０３に含まれるものであってもよい。図９に示すように、同定信号ＶｄＭ^*，ＶｑＭ^*は、電圧指令作成手段１１９によって作成された電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に重畳される。逐次パラメータ推定に用いられる入力情報としての電流情報は、検出電流ｉｄ，ｉｑであり、第１実施形態と同じである。一方、逐次パラメータ推定に用いられる入力情報としての電圧情報は、電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に上記同定信号ＶｄＭ^*，ＶｑＭ^*を重畳した電圧指令Ｖｄ^**，Ｖｑ^**である。

図９に示す構成によってモータ定数の同定を行う場合、電流制御系を省略することができる。図１に示すシステムにおいては、同期モータ１０２に流れる電流が電流指令Ｉ^*に一致するように、電流制御系によって電圧指令を作成し、駆動手段１０４（インバータ）によって３相交流電圧を出力する。ただし、電流指令Ｉ^*に精度よく一致した電流は流れず、僅かな誤差が不可避的に生ずる。このような誤差が同定精度に影響を及ぼす。これに対し、本実施形態のように、電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*自体に同定信号ＶｄＭ^*，ＶｑＭ^*を重畳することで、同定手段１０３の取得する電圧情報が正確な同定信号を含むこととなるので、より精度の高い同定結果が得られる。

図１０は、本実施形態によるモータ定数の同定処理のフローチャートである。同定するべきモータ定数は、例えば、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑである。まず、回転子が静止した状態でモータ定数の同定を行なうために、回転子を所定位置に引き込んで固定する（手段（ａ）：Ｓ２０１）。なお、このステップ（Ｓ２０１）は、図３のフローチャートを参照して説明したステップ（Ｓ１０１）と同じ内容のステップであってもよい。すなわち、Ｓ２０１のステップは、第１実施形態で説明した構成（図１参照）によって行える。

回転子の位置の決定後、Ｓ２０１の処理で出力していたｄ軸直流電圧指令Ｖｄ^*を保持した状態で、モータ制御モデルを図９に示す本実施形態のものに切り替える。そして、ｄ軸直流電圧指令Ｖｄ^*に同定信号ＶｄＭ^*を重畳する処理を開始する（手段（ｂ）：Ｓ２０２）。つまり、Ｓ２０１のステップにおいて、回転子を所定位置に引き込むために、実際に同期モータ１０２に流れる電流が、予め設定された電流指令値になるように制御し、そのときの電圧値を以降のステップにそのまま引き継ぐ。こうすることで、電流フィードバックを行わない状態においても、回転子を同じ位置で停止させることができる。

ｄ軸直流電圧指令Ｖｄに同定信号ＶｄＭ^*を重畳する処理とともに、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に同定信号ＶｑＭ^*を重畳する処理を開始する。同定信号ＶｄＭ^*，ＶｑＭ^*は、例えば、Ｍ系列信号のような２値信号が好適であり、その大きさ（振幅）としては、定格電流の１％程度が流れるような電圧値でよい。また、前述したように、同定信号ＶｄＭ^*とＶｑＭ^*の信号パターンに制約はない。第１実施形態で説明したように、同期モータ１０２の振動を極力小さくして同定精度を高めるという観点から、ｄ軸同定信号ＶｄＭ^*とｑ軸同定信号ＶｑＭ^*の振幅、位相および周波数を同一に設定するのが好ましい。

また、ｑ軸同定信号ＶｑＭ^*によってｑ軸に印加されるｑ軸電圧よりも大きい正の電圧がｄ軸に印加されるようにｄ軸直流電圧指令Ｖｄ^*を設定することによって、同定処理の実行時に生じうる回転子のトルク振動成分を減少させ、同定精度を高めることができる。この効果については、第１実施形態で説明した通りである。

同定手段１０３は、ｄ軸に関して、電圧指令作成手段１１６によって保持されたｄ軸直流電圧指令Ｖｄ^*に同定信号ＶｄＭ^*を重畳して得たｄ軸電圧指令Ｖｄ^**と、２軸電流変換手段１０６からの検出電流ｉｄとを、所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^**、検出電流ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝０）を用い、ｄ軸インダクタンスＬｄの逐次同定を行う。さらに、同定手段１０３は、ｑ軸に関して、電圧指令作成手段１１６によって保持されたｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に同定信号ＶｑＭ^*を重畳して得たｑ軸電圧指令Ｖｑ^**と、２軸電流変換手段１０６からの検出電流ｉｑとを、所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*、検出電流ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝０）を用い、ｑ軸インダクタンスの逐次同定を行う（手段（ｃ）：Ｓ２０３）。

すなわち、ｄ軸インダクタンスの逐次同定と、ｑ軸インダクタンスの逐次同定とを並行して実施する。このような同定方法は、ｄ軸インダクタンスの同定が終了した後に、ｑ軸インダクタンスの同定を行う方法に比べて、能率的である。なお、本実施形態では、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを同定しているが、第１実施形態から第３実施形態で説明した方法によってモータ抵抗Ｒａを同定することもできる。

先の実施形態で説明した逐次パラメータ推定アルゴリズムにより、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの逐次演算（Ｓ２０４）を行い、所望のモータ定数（Ｌｄ，Ｌｑ）が得られると、これらを記憶部（例えばＤＳＰに内蔵されたＲＡＭ）に保存し逐次演算を終了する（Ｓ２０５）。その後、ｄｑ軸両軸への同定信号の重畳を終了し（Ｓ２０６）、直流電圧指令Ｖｄ^*の作成および出力も終了する（Ｓ２０７）。その後、システムの構成を図９に示す構成から図１等に示す構成に切り替える。これにより、同定したモータ定数を用いて、同期モータ１０２の駆動制御を直ちに実行できるようになる。

（第６実施形態）
図１１は、本実施形態にかかる同期モータの制御装置４００の構成図である。本実施形態の構成は、図９に示す第５実施形態のブロック図と基本的には同じであるが、同定手段１０３において、ｄ軸またはｑ軸のモータ定数のみが同定されるという点で第５実施形態と異なる。

図１１に示すように、本実施形態では、電圧指令作成手段１１９が作成する電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*のうち、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*のみに同定信号ＶｑＭ^*を重畳している。すなわち、ｄ軸同定信号ＶｄＭ^*をゼロレベルとする。同定手段１０３は、ｄ軸の電圧情報として、電圧指令作成手段１１９が作成する直流電圧指令Ｖｄ^*をサンプリングすることとなる。なお、本実施形態においてはｑ軸のみに同定信号ＶｑＭ^*を重畳し、ｑ軸におけるモータ定数（ｑ軸インダクタンスＬｑ）を同定しているが、ｄ軸のみとしても同じことである。すなわち、ｑ軸同定信号ＶｑＭ^*をゼロレベルとし、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定のみにより、ｄ軸に関するモータ定数（ｄ軸インダクタンスＬｄ）を同定してもよい。

以上、第１実施形態から第６実施形態においては、ＩＰＭＳＭを制御する例で説明したが、本発明はＩＰＭＳＭの制御装置に限定されるものではない。本発明は、ＳＰＭＳＭやＳｙｎＲＭのような他の同期モータの制御装置にも採用しうる。

本発明の同期モータの制御装置は、ｄｑ軸のモータ定数を同時に推定することができ、さらに、ｄ軸に直流電流を流すことによって、発生する回転成分に起因する振動を小さくすることができ、信頼性の高いシステムを実現する。したがって、冷暖房装置や給湯機などのヒートポンプ式冷凍装置に用いられる同期モータの制御装置として有用である。

本発明による第１実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第１実施形態の駆動手段の構成図 本発明による第１実施形態のモータ定数を同定する処理のフローチャート 本発明による第１実施形態の同定結果を示すシミュレーション図 永久磁石型同期電動機の電流ベクトル図 本実施形態で得られる効果を説明するための電流ベクトル図 ＩＰＭＳＭの電流位相に対するトルク特性を示す図 ｄ軸直流電流指令がない場合の発生トルクのシミュレーション図 ｄ軸直流電流指令がある場合の発生トルクのシミュレーション図 本発明による第３実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第５実施形態の同期モータの制御装置の構成図 第５実施形態によるモータ定数を同定する処理フローチャート 本発明による第６実施形態の同期モータの制御装置の構成図

符号の説明

１００，２００，３００，４００ 同期モータの制御装置
１０２ 同期モータ
１０３ 同定手段
１０４ 駆動手段
１０５ａ，１０５ｂ 電流センサ
１０６ ２軸電流変換手段
１０７ 回転子位置・回転数推定手段
１０９ 正弦波電圧出力手段
１１０ 電流制御手段
１１１ 電流指令作成手段
１１２ 回転数制御手段
１１３ａ〜１１３ｆ スイッチング素子
１１４ａ〜１１４ｆ 還流ダイオード
１１５ 記憶部
１１６ ベースドライバ
１１７ 平滑コンデンサ
１１８ 直流電源
１１９ 電圧指令作成手段

Claims (16)

1. 電流指令に検出電流が追従するように、前記電流指令と前記検出電流との偏差に対応した電圧指令を演算し、出力する電流制御手段と、
   前記電圧指令を反映した３相交流電圧が与えられる同期モータの相電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部によって検出された相電流をｄ−ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する２軸電流変換手段と、
   前記同期モータのモータ定数を同定するための手段であって、（Ａ）前記モータ定数を同定する処理の開始に応じて、前記同期モータの回転子を所定位置に引き込むとともに、ｄ軸に所定の直流電流指令ｉｄ^*を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ^*をゼロに設定し、前記処理の実行期間中はそれらの電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を保持する手段と、（Ｂ）前記直流電流指令ｉｄ^*または前記直流電流指令ｉｄ^*と前記検出電流ｉｄとの偏差に前記モータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ^*を重畳し、前記電流指令ｉｑ^*または前記電流指令ｉｑ^*と前記検出電流ｉｑとの偏差にｑ軸同定信号ｉｑＭ^*を重畳するとともに、それら同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*が重畳された電流指令を前記電流制御手段に与える手段と、（Ｃ）前記電流制御手段の出力である前記電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に基づく電圧情報と、前記検出電流ｉｄ，ｉｑに基づく電流情報と、前記回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、前記同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定された前記パラメータからｄ軸およびｑ軸に関する前記モータ定数を求める手段と、を含む同定手段と、
   を備えた、同期モータの制御装置。
2. 前記系のモデルとして線形回帰モデルが定められ、
   前記手段（Ｃ）は、前記線形回帰モデルに含まれる前記パラメータを逐次最小二乗法により推定する、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記手段（Ｃ）は、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄを求め、前記ｄ軸に関する逐次パラメータ推定と並行して実施されるｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを求める、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記手段（Ｃ）は、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄを求め、前記ｄ軸に関する逐次パラメータ推定と並行して実施されるｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのモータ抵抗Ｒａを求める、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
5. 前記手段（Ｃ）は、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのモータ抵抗Ｒａを求め、前記ｄ軸に関する逐次パラメータ推定と並行して実施されるｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを求める、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
6. 前記手段（Ｃ）は、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｄ軸インダクタンスＬｄおよびモータ抵抗Ｒａの少なくとも一方を求める一方、前記ｄ軸に関する逐次パラメータ推定と並行して実施されるｑ軸に関する逐次パラメータ推定により、前記モータ定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑおよびモータ抵抗Ｒａの少なくとも一方を求める、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
7. 前記同期モータが埋込磁石同期モータであり、
   前記同定信号ｉｑＭ^*によって前記埋込磁石同期モータに発生するマグネットトルクの一部または全部が、リラクタンストルクによって打ち消される電流位相βを実現するように、前記直流電流指令ｉｄ^*および前記同定信号ｉｄＭ^*，ｉｑＭ^*が定められている、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
8. 前記手段（Ａ）は、前記ｑ軸同定信号ｉｑＭ^*によってｑ軸に流れるｑ軸電流よりも大きい正のｄ軸直流電流が流れるように、ｄ軸の前記直流電流指令ｉｄ^*を与える、請求項７に記載の同期モータの制御装置。
9. 前記同定手段により求めた前記モータ定数を記憶する記憶部をさらに備えた、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
10. 前記記憶部に記憶された前記モータ定数を回転中の前記回転子の位置を推定するための演算に利用する回転子位置推定手段をさらに備えた、請求項９に記載の同期モータの制御装置。
11. 前記回転子位置推定手段は、前記同定手段による前記処理の終了後、前記処理における前記回転子の静止位置を前記同期モータの起動を行うための基準位置として認識する、請求項１０に記載の同期モータの制御装置。
12. 同期モータの相電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部によって検出された相電流をｄ−ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する２軸電流変換手段と、
    前記同期モータのモータ定数を同定するための手段であって、（ａ）前記モータ定数を同定する処理の開始に応じて、前記同期モータの回転子を所定位置に固定するために、ｄ軸に所定の直流電圧指令Ｖｄ^*を設定し、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ^*をゼロに設定し、前記処理の実行期間中はそれらの電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を保持する手段と、（ｂ）前記直流電圧指令Ｖｄ^*に前記モータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ＶｄＭ^*を重畳して電圧指令Ｖｄ^**として出力し、前記電圧指令Ｖｑ^*に前記モータ定数を同定するためのｑ軸同定信号ＶｑＭ^*を重畳して電圧指令Ｖｑ^**として出力する手段と、（ｃ）前記電圧指令Ｖｄ^**，Ｖｑ^**に基づく電圧情報と、前記検出電流ｉｄ，ｉｑに基づく電流情報と、前記回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、前記同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定された前記パラメータからｄ軸およびｑ軸に関する前記モータ定数を求める手段と、を含む同定手段と、
    を備えた、同期モータの制御装置。
13. 前記手段（ｂ）は、前記ｄ軸同定信号ＶｄＭ^*をゼロレベルとすることにより、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定のみにより、ｑ軸に関する前記モータ定数を求める、請求項１２に記載の同期モータの制御装置。
14. 前記手段（ｂ）は、前記ｄ軸同定信号ＶｄＭ^*をゼロレベルとすることにより、ｑ軸に関する逐次パラメータ推定のみにより、前記モータ定数としてｑ軸インダクタンスを求める、請求項１２に記載の同期モータの制御装置。
15. 前記手段（ｂ）は、前記ｑ軸同定信号ＶｑＭ^*をゼロレベルとすることにより、ｄ軸に関する逐次パラメータ推定のみにより、前記ｄ軸に関するモータ定数を求める、請求項１２に記載の同期モータの制御装置。
16. 前記手段（ａ）は、前記ｑ軸同定信号ＶｑＭ^*によってｑ軸に加わるｑ軸電圧よりも大きい正のｄ軸直流電圧指令Ｖｄ^*を設定する、請求項１２に記載の同期モータの制御装置。

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