JP2008173000A

JP2008173000A - インバータ装置

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Publication number: JP2008173000A
Application number: JP2007317527A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiro Matsumoto; 吉弘松本
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2006-12-11
Filing date: 2007-12-07
Publication date: 2008-07-24
Anticipated expiration: 2027-12-07
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Abstract

【課題】インバータ装置の寿命の延長することができ、また、交流入力電源からインバータ装置を見た力率も改善できるインバータ装置を提供する。
【解決手段】３相全波整流回路１１とインバータ回路１３との間の直流中間回路に、従来の電解コンデンサに代えて、ノイズ吸収用のフィルムコンデンサ２１のみを用い、電圧指令発生手段２５では周波数設定器１４で設定される周波数が交流入力電源１の周波数を含む所定の範囲内にあるときには、交流入力電源１の電圧位相を基準値としたＰＬＬ制御により電圧指令発生手段２５の出力電圧指令信号で設定される周波数を交流入力電源１の周波数に等しくすると共に、インバータ回路１３の出力電圧のピーク値のタイミングと、フィルムコンデンサ２１の両端電圧のピーク値のタイミングとをほぼ一致させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流入力電源の３相交流電圧を整流回路により整流し、この整流した電圧を出力電圧指令信号に基づいてパルス幅変調制御されるインバータ回路により所望の周波数および振幅の３相交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ装置に関する。

図９に、商用電源などの交流入力電源１から３相交流電圧を所望の周波数の３相交流電圧に変換して負荷の交流電動機２に供給する従来のインバータ装置の回路構成図を示す。

図９に示すインバータ装置１０において、符号１１は、交流入力電源１の３相交流電圧を整流するためのダイオードを３相ブリッジ結線してなる整流回路である。符号１２は、整流回路１１が整流した電圧を平滑するための電解コンデンサからなるコンデンサである。符号１３は、電解コンデンサ１２の両端電圧を後述のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により所望の周波数および振幅を有す３相交流電圧に変換するためのトランジスタとダイオードの逆並列回路を３相ブリッジ結線してなるインバータ回路である。符号１４は、インバータ回路１３が出力する３相交流電圧の周波数を指令する周波数設定器である。符号１５は、周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉで指令される周波数と、この周波数に対応した大きさの電圧振幅とを有する３相の正弦波状の出力電圧指令信号ｖｉを発生する電圧指令発生手段である。符号１６は、電圧指令発生手段１５の出力電圧指令信号ｖｉを、例えば、三角波状のキャリア信号との間で比較演算して、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたインバータ制御信号を発生し、インバータ回路１３の前記トランジスタの導通制御するＰＷＭ制御器である。

前記の電圧指令発生手段１５は、図１０に示すように、三相正弦波発振器５１、乗算器５２〜５４、電圧パターン発生器５５により構成される。この電圧指令発生手段１５における三相正弦波発振器５１は周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉで指令される周波数の電圧振幅が一定の３相の正弦波電圧を生成するものである。また、電圧パターン発生器５５は、例えば、交流電動機２の一次電圧（Ｖ）と一次周波数（ｆ）が比例するように制御（Ｖ／ｆ一定制御）する場合や、このＶ／ｆ一定制御で交流電動機２の低速域のトルクブースト補償を付加する場合および、２乗逓減トルク負荷特性の負荷を駆動する交流電動機２を制御する場合等に応じて、予め設定されインバータ回路の出力周波数ｆｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す電圧パターンに従って、周波数設定器１４から入力された周波数指令値ｆｉに対する電圧振幅指令値ｖａを出力する。

電圧指令発生手段１５は、三相正弦波発振器５１の出力する３相の正弦波状の周波数を指令する電圧ｖｆと電圧パターン発生器５５の出力する電圧振幅指令値ｖａとを乗算器５２〜５４により乗算することにより、周波数設定器１４で設定された周波数指令値ｆｉおよび電圧パターン発生器５５で発生された電圧振幅指令値ｖａに対応した周波数および電圧振幅を有する３相の正弦波電圧指令信号ｖｉを形成し、ＰＷＭ制御器１６に与える。

このような図９の従来のインバータ装置１０おいては、整流回路１１で整流した電圧を平滑するコンデンサ１２は、この整流した電圧を十分に平滑した直流電圧にするには容量を充分大きくする必要であることから、この平滑用コンデンサ１２として電解コンデンサが用いられていた。

しかしながら、電解コンデンサは、周知の如く、経時的に損耗する部品であるため、他の構成要素に比して寿命が短く、長期にわたってインバータ装置１０を使用する場合は、電解コンデンサで構成された平滑用コンデンサ１２のメンテナンスや交換が不可欠となり、そのために多くの労力や費用が必要になるという問題があった。

このような問題を対処するために、特許文献１に示されたインバータ装置では、電解コンデンサの外に、インバータ回路のスイッチング動作に伴うノイズ電流を吸収するコンデンサを付加して、電解コンデンサにこのノイズ電流が流れないようにするようにすることが行われている。この特許文献１のインバータ装置によれば、電解コンデンサに流れる電流が減少するため、図９の従来装置よりも、電解コンデンサの負担が軽くなり、その分、寿命を延ばすことが可能となる。しかしこの場合は、ノイズ電流を吸収するために付加したコンデンサによりインバータ装置全体が大形化する問題が生じる。

また、特許文献２には、上述の電解コンデンサを使用しないで済むように、整流回路の平滑用コンデンサの容量を増加させないで小容量にしたインバータ装置が示されている。

この特許文献２の従来のインバータ装置は、平滑用コンデンサの容量を増加させずに小容量としているため、直流中間回路における整流された直流電圧に含まれるリプル電圧が大きくなる。このようなリプル電圧などにより直流電圧が変動すると、この変動にともなってインバータ装置の出力電流にビート現象が発生する。

この特許文献２の従来のインバータ装置においては、このような直流中間回路の直流電圧の変動にともなう出力電流のビート現象を抑制するために、平滑用コンデンサの端子電圧を検出し、この検出電圧によりインバータ回路へ与える電圧振幅指令信号または周波数指令信号を補正して、ビート現象を抑えるようにしている。

しかしながら、この特許文献２のインバータ装置においては、直流中間回路の直流電圧に含まれるリプル電圧によってインバータの出力可能な最大電圧がリプル電圧によって制限され、出力電圧の高くなる領域で不足状態となる問題を生じることがある。
特開平３−２７７１８０号公報特開平５−１０３４９４号公報

この発明は、このような従来装置における各種の問題を解決するため、インバータ装置の出力電圧の高くなる領域において、出力電圧のピークを直流中間回路の直流電圧のリプル電圧のピークまで高めることのできるインバータ装置を提供することを課題とするものである。

このような課題を解決するために、この発明は、交流入力電源の３相交流電圧を整流する整流回路と、この整流回路により整流された直流電圧を、周波数設定器で設定された周波数の電圧指令信号を発生する電圧指令発生手段の出力電圧指令信号に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されて所望の周波数および電圧振幅の３相交流電圧に変換するインバータ回路とを備えたインバータ装置において、前記電圧指令発生手段に、この手段の発生する出力電圧指令信号を、前記整流回路とインバータ回路との間の直流中間回路に生じるリプル電圧に同期させる電圧同期手段を設けたことを特徴とする（請求項１）。

この発明によれば、請求項１記載のインバータ装置において、前記電圧同期手段は、前記出力電圧指令信号の周波数が前記交流入力電源の周波数を含む所定の範囲内にあるときに、この出力電圧指令信号の周波数を前記交流入力電源の周波数と等しい周波数に固定すると共に、該出力電圧指令信号を前記直流中間回路のリプル電圧に同期させるようにすることができる（請求項２）。

また、請求項１記載のインバータ装置において、前記電圧同期手段は、前記出力電圧指令信号の周波数が前記交流入力電源の周波数を含む所定の範囲内にあるときは、前記インバータ回路が出力する電流が予め定めた上限値以上になったときだけ、この出力電圧指令信号の周波数を前記交流入力電源の周波数と等しい周波数に固定するとともに、該出力電圧指令信号を前記直流中間回路のリプル電圧に同期させるようにしてもよい（請求項３）。

さらに、この発明によれば、請求項１〜３の何れかに記載のインバータ装置において、前記電圧同期手段は、前記交流入力電源の電圧位相を検出し、この位相に基づいて前記出力電圧指令信号の電圧を直流中間回路のリプル電圧に同期させたり（請求項４）、前記電圧同期手段は、前記リプル電圧の位相を検出し、この位相に基づいて前記出力電圧指令信号を直流中間回路のリプル電圧に同期させたり（請求項５）することもできる。

さらにまた、請求項１〜５の何れかに記載のインバータ装置において、前記電圧指令発生手段は、前記出力電圧指令信号の電圧を前記直流中間回路のリプル電圧により補正する電圧補正手段を備えるようにしてもよい（請求項６）。

この発明によれば、整流回路の出力電圧を平滑するコンデンサ容量を小さくすることにともなって直流中間回路の直流電圧に含まれるリプル電圧が大きくなるが、電圧指令発生手段の発生する出力電圧指令信号を、前記整流回路とインバータ回路との間の直流中間回路に生じるリプル電圧と同期させる電圧同期手段を設けて、インバータ装置の出力電圧を、直流中間回路のリプル電圧に同期させるようにしているので、直流中間回路の直流電圧がリプル電圧により変動してもインバータ装置の出力電圧のピーク値を直流中間回路の直流電圧のリプル電圧のピーク値まで高めることができることにより、出力電圧の不足による過電流の発生を防止することが可能となる。

そして、この発明によれば、平滑コンデンサの容量を増大させないことにより、電解コンデンサを使用しないで済む。したがって、平滑コンデンサを
寿命の長いフィルムコンデンサにより構成できるようになるため、インバータ装置の平滑コンデンサのメンテナンスの労力および費用を大幅に軽減できるようになる。

さらに、前記電圧補正手段を備えることにより、前記リプル電圧に起因したインバータ装置の出力電圧の振幅の変動も補正することができる。

図１は、この発明の第１の実施例を示すインバータ装置の回路構成図である。この図１において、図９に示した従来例構成と同一機能を有するものには同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

図１に示したインバータ装置２０は、図９に示した電解コンデンサ１２に代えて、インバータ回路１３のスイッチング動作に伴うノイズを吸収することを主目的にした、電解コンデンサ１２より容量の小さいフィルムコンデンサ２１を備え、平滑コンデンサの容量を小容量としている。そして、フィルムコンデンサ２１の両端電圧を検出する直流電圧検出器２２と、交流入力電源１の電圧を検出する交流電圧検出器２３と、交流電圧検出器２３の検出値に基づいてその電圧位相を検出する交流入力電源位相検出器２４が新たに付加されている。さらに、図９に示した電圧指令発生手段１５に代えて、電圧指令発生手段２５を備えている。

図２は、この電圧指令発生手段２５の詳細な回路構成を示すものである。この図２において、図１０に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図２の電圧指令発生手段２５は、三相正弦波発振器５１、乗算器５２〜５４の他に、切換判別器６１、切換スイッチ６２、電圧パターン発生器６３、電圧補正手段６４、位相比較器６５および比例―積分回路６６を備えている。ここで、後で説明するが、位相比較器６５、比例―積分回路６６、切換スイッチ６２、三相正弦波発振器５１を閉ループに接続することにより、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路を形成することができる。

また、図３は、電圧指令発生手段２５における周波数設定器１４の設定値に基づく周波数指令値ｆｉとインバータ装置２０の出力周波数ｆｏとの関係を示す特性図である。

図２の電圧指令発生手段２５における切換判別器６１は、これに予め設定された、図３に示す交流入力電源の周波数ｆｐの８５から９０％程度の大きさに選ばれた所定の周波数ｆｓを基準値として、周波数設定器１４から入力される周波数指令値ｆｉの大小を判別し、ｆｉがｆｓ以上の大きさになったとき判別信号ＤＳを発生し、切換スイッチ６２、電圧パターン発生器６３および電圧補正手段６４に与えるように動作する。

切換スイッチ６２は、切換判別器６１から判別信号ＤＳが与えられるまでは、切換接点を周波数設定器１４側の接点ａに接続し、周波数指令値ｆｉを三相正弦波発振器５１に導く。そして切換判別器６１から判別信号ＤＳが与えられると、切換スイッチ６２は、切換接点を接点ｂ側に切り換えて、位相比較器６５および比例−積分回路６６と三相正弦波発振器５１とを閉ループに接続し、位相検出器２４により検出された交流入力電源の電圧位相を基準位相とするＰＬＬ回路を形成する。

また、電圧パターン発生器６３は、切換判別器６１から判別信号ＤＳが与えられるまでは、予め内部に設定された所定の周波数−電圧パターンに従って周波数設定器１４から入力される周波数指令値ｆｉに対応した電圧振幅指令値ｖaを発生する。そして、これに判別信号ＤＳが与えられると、入力された周波数指令値ｆｉに関係なく、交流入力電源１の周波数ｆｐに対応する一定の電圧振幅指令値ｖapを発生するように動作する。

さらに、電圧補正手段６４は、電圧パターン発生器６３から与えられる電圧振幅指令値ｖaを、直流電圧検出器２２により検出される直流中間回路の直流電圧Ｖｄにより除算し、直流中間回路すなわち整流回路の整流された直流電圧のリプル電圧等による変動に応じて電圧振幅指令値ｖaの補正を行う。この補正動作は判別信号ＤＳが与えられると停止される。

このように構成されたインバータ装置２０の動作を、図３に示す特性図と図４の（ａ）および（ｂ）に示す直流中間回路の直流電圧Ｖｄおよびインバータの出力電圧Ｖｏの波形図とを参照しつつ、以下に説明する。

周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉが、図３に示す所定の周波数ｆｓより小さい区間Ａの領域にあるときは、切換判別器６１は、判別信号ＤＳを発生しないので、切換スイッチ６２の切換接点は周波数設定器側の接点ａに接続される。これにより、周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉが三相正弦波発振器５１に入力されるので、この三相正弦波発振器からこの周波数指令値ｆｉに対応した周波数の電圧振幅一定の正弦波電圧ｖｆが発生され、乗算器５２〜５４に与えられる。

また、このとき電圧パターン発生器６３は、判別信号ＤＳを受けていないので、通常の動作をし、設定された電圧パターンに従って入力の周波数指令値ｆｉに対応した出力電圧振幅指令値ｖaを発生する。これが電圧補正手段６４において直流電圧検出器２２により検出された直流中間回路の直流電圧Ｖｄにより補正された出力電圧振幅指令値ｖa´として乗算器５２〜５４に与えられる。

乗算器を５２〜５４は、三相正弦波発振器５１からの正弦波電圧ｖｆと、補正された出力電圧振幅指令値ｖa´とを乗算して出力電圧指令信号ｖｉを求めてＰＷＭ制御器１６に与える。ＰＷＭ制御器１６は、出力電圧指令信号ｖｉに対応するＰＷＭ変調されたインバータ制御信号ＣＳを形成し、これによりインバータ回路１３のトランジスタの導通を制御する。これにより、インバータ回路１３は出力電圧指令信号ｖｉにより指令された周波数と電圧振幅を有する正弦波の交流出力電圧Ｖｏを発生する。

したがって、周波数指令値ｆｉが所定の周波数ｆｓをより小さい区間Ａの領域にあるときは、インバータ装置２０の出力周波数ｆｏは、図３に示すように、周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉに比例する。

周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉが交流入力電源１の周波数ｆｐに近づき、所定の周波数ｆｓを越えて、交流入力電源１の周波数ｆｐを含む所定の範囲内（区間Ｂ）にあるときには、切換判別器６１がこれを判別して、判別信号ＤＳを発生する。これにより、切換スイッチ６２が、切換接点を比例―積分回路６６側の接点ｂに切り換えることにより、前記のＰＬＬ回路が形成され、ＰＬＬ制御が開始される。この状態になると、三相正弦波発振器５１の出力周波数が、位相検出器２４により検出された交流入力電源１の電圧Ｖｐの位相と、三相正弦波発振器５１の出力の電圧指令ｖｆの位相とが一致するように制御されるので、三相正弦波発振器５１の出力電圧指令ｖｆと交流入力電源１の電圧Ｖｐとが同じ周波数および位相となり、同期する。このため、ｆｉがｆｓより大きくなる区間Ｂでは、インバータ装置２０の出力周波数ｆｏは、図３に示すように、出力電圧指令ｖｆで指令される周波数ｆｉに関係なく、交流入力電源１の周波数ｆｐと等しい周波数に固定される。

また、電圧パターン発生器６３は、判別信号ＤＳが与えられると、前記したとおり、交流入力電源１の周波数ｆｐに対応する出力電圧の振幅指令値ｖａを発生する。そして電圧補正手段６４は、判別信号ＤＳを受けると補正動作を停止するので、電圧パターン発生器６３の発生する電圧振幅指令値ｖａがそのまま、乗算器５２〜５４に加えられる。したがって、乗算器５２〜５４で、三相正弦波発振器５１から与えられる出力電圧指令ｖｆと電
圧振幅指令値ｖａとを乗算して求められた出力電圧指令信号ｖｉは、インバータ回路が交流入力電源電圧Ｖｐの周波数ｆｐおよび電圧振幅値ｖｐに等しい周波数および電圧振幅値を生成するよう指令するものである。

このため、周波数指令値ｆｉが所定の周波数ｆｓを超える区間Ｂの領域になるとインバータ装置２０の出力周波数ｆｏは図３に示すように、交流入力電源１の周波数ｆｐと等しい周波数に固定される。そして出力電圧Ｖｏは、そのピークの位相および高さ（振幅）が、図４に示すように直流中間回路の直流電圧Ｖｄのリプル電圧のピークの位相および高さ（振幅）と一致し、直流電圧Ｖｄに含まれるリプル電圧と同期するようになる。

したがって、インバータ装置２０の出力電圧Ｖｏの振幅（ピーク）は、直流中間回路のリプル電圧のピークと等しくなるまで高められるので、出力可能な最大電圧となり出力電圧が不足することはなくなる。このため、インバータ装置の出力電圧不足にともなう過電流の発生がなくなるので、この過電流によってインバータ装置２０や負荷の交流電動機２が焼損するのを防止することができる。

さらに電圧指令発生手段２５においては、電圧補正手段６４により電圧パターン発生器６３からの出力電圧の振幅指令値を直流電圧検出器２２の検出値により除算演算し、この演算結果を新たな出力電圧指令信号の振幅指令値として電圧補正制御、すなわち、自動電圧調整（ＡＶＲ）制御を行うようにしているので、インバータ装置の出力電圧に直流中間回路におけるリプル電圧による電圧変動に影響されない安定した電圧となる。

図５は、この発明の第２の実施例を示すインバータ装置の回路構成図であり、この図において、図１に示した実施例構成と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち図５に示したインバータ装置２０ａでは、交流入力電源位相検出器２４に代えて交流入力電源位相検出器２６を備えている。この交流入力電源位相検出器２６では、直流電圧検出器２２の検出値に含まれる前記整流した電圧のリプル電圧（図４参照）に基づいて、交流入力電源１の電圧位相を検出するようにしている。

その結果、このインバータ装置２０ａでは、図１に示したインバータ装置２０における交流電圧検出器２３を省略することができる。

さらに、図６は、この発明の第３の実施例を示すインバータ装置の回路構成図である。この図６において、図５に示した実施例の構成と同一機能を有するものには同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。

図６に示すインバータ装置３０は、インバータ回路１３の出力電流を検出する交流電流検出器３１が付加され、また、電圧指令発生手段２５に代えて電圧指令発生手段３２を備えている。

この電圧指令発生手段３２の詳細な回路構成を図７に示す。この図７において、図２に示した構成と同一機能を有するものには同一符号を付している。

この電圧指令発生手段３２は、図２に示した切換判別器６１、電圧パターン発生器６３に代えて、切換判別器７１、電圧パターン発生器７２を備えている。

また、図８は、このインバータ装置３０の出力周波数ｆｏに対する出力電圧Ｖｏの関係を示す特性図である。

このインバータ装置３０における電圧指令発生手段３２の切換判別器７１は、これに入力された周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉおよび交流電流検出器３１により検出されたインバータ回路１３の出力電流Ｉｏの大きさを判別する。すなわち、切替判別部７１は、図８に示すように、予め交流入力電源１の周波数ｆｐの例えば、８５〜９０％程度の値に設定した所定の第２の周波数ｆｓ２を基準にして周波数指令値ｆｉの大きさを判別する。また、切替判別部７１は、インバータ装置３０の定格出力電流Ｉｒを基準にして出力電流Ｉｏの大きさを判別する。そして、切換判別器７１は、は周波数指令値ｆｉが、所定の第２の周波数ｆｓ２以上となり、かつ出力電流Ｉｏが定格出力電流Ｉｒを超過したときに判別出力信号ＤＳを発生し、これを切換スイッチ６２、電圧パターン発生器７２および電圧補正手段６４に与える。

電圧パターン発生器７２には、周波数設定器１４から与えられる周波数指令値ｆｉに対して出力される電圧の振幅指令値ｖａの関係が、図８に実線で示す特性線と同じとなる電圧パターンが予め設定されている。

これにより、電圧パターン発生器７２は、周波数指令値ｆｉが、図８に示す所定の第１の周波数ｆｓ１より低い区間Ｃにあるときは、出力電圧Ｖｏが一定のブースト電圧Ｖｓ１となるような電圧振幅指令値ｖａ１を発生する。そして、周波数指令値ｆｉが第１の周波数ｆｓ１と第２の周波数ｆｓ２の間の区間Ｄにあるときは、周波数指令値ｆｉに比例した電圧振幅指令値ｖａを発生する。さらに周波数指令値ｆｉが交流入力電源１の周波数ｆｐ付近の第２の周波数ｆｓ２以上になると、出力電圧Ｖｏが交流入力電源１の電圧Ｖｐから直流中間回路のリプル電圧ｖｒ分を差し引いた程度に選定された電圧Ｖｓ２となる電圧振幅指令値ｖａ２を発生する。

このように構成されたインバータ装置３０の動作を、図８に示す特性図を参照して説明する。

先ず、インバータ装置３０の通常動作時において、切換判別器７１からの判別信号ＤＳは停止されており、切換スイッチ６２の切換接点は周波数設定器側の接点ａに閉路する。このため、周波数設定器１４に設定された周波数指令値ｆｉが、三相正弦波発振器５１に入力されるので、この三相正弦波発振器５１からこの周波数指令値ｆｉに比例した周波数の出力電圧指令ｖｆが発生され乗算器５２〜５４を介してＰＷＭ制御器１６に与えられる。

一方、電圧パターン発生器７２は、周波数指令値ｆｉが第１の周波数ｆｓ１より低い区間Ｃの領域にあるときは、一定のブースト電圧Ｖｓ１（図８参照）に対応する一定の電圧振幅指令値ｖａ１を発生する。また、周波数指令値ｆｉがｆｓ１からｆｓ２の間の区間Ｄの領域にあるときには、この周波数指令値ｆｉに比例した電圧振幅指令値ｖａを発生する。さらに、周波数指令値ｆｉが第２の周波数ｆｓ２を超えて、交流入力電源周波数ｆｐを含む所定の範囲になると、直流中間回路における整流した電圧からリプル電圧分（図４の（ａ）参照）を差し引いた電圧Ｖｓ２に対応する電圧振幅指令値ｖａ２を発生するように動作する。

また、電圧指令発生手段３２には、電圧パターン発生器７２からの出力値を、前記整流電圧に含まれる比較的大きな振幅のリプル電圧（図４参照）等による電圧変動に応じて補正するために、電圧補正手段６４を設けている。この電圧補正手段６４は、前記の第１の実施例の場合と同様に、電圧パターン発生器７２から出力される電圧振幅指令値ｖａを直流電圧検出器２２により検出された直流中間回路の直流電圧Ｖｄにより除算して電圧振幅指令値ｖａの補正値ｖａ´を求めて乗算器５２〜５４に与える。

通常動作時には、三相正弦波発振器５１から与えられる周波数を示す電圧指令ｖｆと電圧補正手段６４から与えられる電圧の振幅を示す電圧指令ｖａ´とを乗算器５２〜５４により乗算して出力電圧指令信号ｖｉを求めてＰＷＭ制御器１６に与える。ＰＷＭ制御器１６が、この出力電圧指令信号ｖｉをＰＷＭ制御信号変換して、インバータ回路１３のトランジスタの導通を制御することにより、インバータ回路１３から出力周波数ｆｏに対して出力電圧Ｖｏが図８の実線の特性線で示すように変化する交流出力電圧Ｖｏが得られる。すなわち、出力周波数ｆｏが、第１の周波数ｆｓ１以下となるときは、出力電圧Ｖｏが一定のブースト電圧Ｖｓ１を示し、第１の周波数ｆｓ１から第２の周波数ｆｓ２の間では、出力電圧Ｖｏが出力周波数ｆｏに比例して変化し、第２の周波数ｆｓ２を超えるとこれを一定の電圧Ｖｓ２に固定されるのである。

周波数指令値ｆｉが第２の周波数ｆｓ２をより大きくなった区間Ｅの領域でインバータ装置３０が動作中に、交流電流検出器３１の検出値が交流電動機２の定格電流Ｉｒを超える過電流状態となったときには、切換判別器７１がこれを検知して直ちに判別信号ＤＳを発生して、切換スイッチ６２、電圧パターン発生器７２および電圧補正手段６４に与える。

これにより、切換スイッチ６２が、切換接点を比例―積分回路６６側の接点ｂに切り換えるので、位相比較器６５、比例―積分回路６６および三相正弦波発振器５１によるＰＬＬ回路が形成され、ＰＬＬ制御が開始される。

この状態になると、三相正弦波発振器５１の出力の周波数が、出力電圧の位相と位相検出器２４により検出された交流入力電源１の電圧位相とが一致する周波数に制御されるので、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが、交流入力電源１の電圧、したがって直流中間回路の直流電圧のリプル電圧と同期するになる。このため、インバータ装置３０の出力周波数ｆｏは、指令される周波数ｆｉに関係なく、交流入力電源１の周波数ｆｐと等しい周波数に固定される。

また、電圧パターン発生器７２は、判別信号ＤＳが与えられると、前記したとおり、交流入力電源１の周波数ｆｐに対応する出力電圧の振幅指令値ｖａｐを発生する。電圧補正手段６４は、判別信号ＤＳを受けると補正動作を停止する。したがって、電圧パターン発生器７２の発生する出力電圧の振幅指令値ｖａｐがそのまま、乗算器５２〜５４に加えられる。したがって、乗算器５２〜５４で、三相正弦波発振器５１から与えられる電圧指令ｖｆと振幅指令値ｖａｐとを乗算して求められる出力電圧指令信号ｖｉは、交流入力電源の電圧の周波数ｆｐおよび振幅値ｖｐに等しい周波数および振幅値を指令するものとなる。

このため、周波数指令値ｆｉが第２の周波数ｆｓ２を超える区間Ｅの領域になり、かつインバータ回路１３の出力電流Ｉｏが定格電流Ｉｒを超える過電流になると、インバータ装置３０の動作点は、図８におけるＦ点へ飛ぶことになる。

すなわち、出力周波数ｆｏが、交流入力電源１の周波数ｆｐと等しい周波数ｆｐとなる。そして、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏは、ピークの位相および高さ（振幅）が図４に示すように直流中間回路の直流電圧のリプル電圧のピークの位相および高さ（振幅）と一致し、出力電圧Ｖｏのピークと交流入力電源１の電圧Ｖｐのピークとが同期した電圧となる。このために、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏの振幅は、直流中間回路の直流電圧のリプル電圧のピーク値Ｖｐｐまで高められ、出力電圧Ｖｏは、入力電源の電圧Ｖｐと等しい電圧となるのである。これにより、インバータ装置３０の出力電圧Ｖｏが上昇し、過電流が抑えられる用になるので、負荷の交流電動機２やインバータ装置が焼損するのを防止することができる。

なお、この第３の実施例においては、出力電圧指令信号で設定される周波数を交流入力電源１の周波数と同じ周波数に固定するのは、負荷の交流電動機２へ供給する電流が定格電流を超えて過電流状態になったときとすることにより、インバータ装置３０の出力周波数が交流入力電源１の周波数と等しい周波数に固定されて周波数制御できる範囲が狭くなる動作状態を可能な限り少なくすることができる。

さらに電圧指令発生手段３２では、電圧パターン発生器７２からの出力値に対して、前記整流電圧に含まれる比較的大きな振幅のリプル電圧（図４参照）に対応するために、電圧補正手段６４を設けている。この電圧補正手段６４では、例えば、直流電圧検出器２２の検出値に基づいて電圧パターン発生器７２からの出力値を除算演算し、この演算結果を新たな出力電圧指令信号の振幅値とする電圧補正制御、すなわち、自動電圧調整（ＡＶＲ）制御を行うようにしている。

なお、この図６の第３の実施例においては、交流入力電源位相検出器２６に代えて、図１に示した交流電圧検出器２３と交流入力電源位相検出器２４とを設けて、交流入力電源電圧の検出値に基づいて交流入力電源１の電圧位相を検出するようにしてもよい。

この発明の第１の実施例を示すインバータ装置の回路構成図図１の部分詳細回路構成図図１の動作を説明する特性図図１の動作を説明する波形図この発明の第２の実施例を示すインバータ装置の回路構成図この発明の第３の実施例を示すインバータ装置の回路構成図図６の部分詳細回路構成図図６の動作を説明する特性図従来例を示すインバータ装置の回路構成図図９の部分詳細回路構成図

符号の説明

１‥交流入力電源、２‥交流電動機、１０‥インバータ装置、１１‥整流回路、１２‥電解コンデンサ、１３‥インバータ回路、１４‥周波数設定器、１５‥電圧指令発生手段、１６‥ＰＷＭ制御器、２０，２０ａ‥インバータ装置、２１‥フィルムコンデンサ、２２‥直流電圧検出器、２３‥交流電圧検出器、２４‥交流入力電源位相検出器、２５‥電圧指令発生手段、２６‥交流入力電源位相検出器、３０‥インバータ装置、３１‥交流電流検出器、３２‥電圧指令発生手段。

Claims

交流入力電源の３相交流電圧を整流する整流回路と、この整流回路により整流された直流電圧を、周波数設定器で設定された周波数の電圧指令信号を発生する電圧指令発生手段の出力電圧指令信号に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されて所望の周波数および電圧振幅の３相交流電圧に変換するインバータ回路とを備えたインバータ装置において、
前記電圧指令発生手段に、この手段の発生する出力電圧指令信号を、前記整流回路とインバータ回路との間の直流中間回路に生じるリプル電圧に同期させる電圧同期手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置において、
前記電圧同期手段は、前記出力電圧指令信号の周波数が前記交流入力電源の周波数を含む所定の範囲内にあるときに、この出力電圧指令信号の周波数を前記交流入力電源の周波数と等しい周波数に固定すると共に、該出力電圧指令信号を前記直流中間回路のリプル電圧に同期させるものであることを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置において、
前記電圧同期手段は、前記出力電圧指令信号の周波数が前記交流入力電源の周波数を含む所定の範囲内にあるときは、前記インバータ回路が出力する電流が予め定めた上限値以上になったときだけ、この出力電圧指令信号の周波数を前記交流入力電源の周波数と等しい周波数に固定するとともに、該出力電圧指令信号を前記直流中間回路のリプル電圧に同期させるものであることを特徴とするインバータ装置。
請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
前記電圧同期手段は、前記交流入力電源の電圧位相を検出し、この位相に基づいて前記出力電圧指令信号を直流中間回路のリプル電圧に同期させることを特徴とするインバータ装置。
請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
前記電圧同期手段は、前記リプル電圧の位相を検出し、この位相に基づいて前記出力電圧指令信号を直流中間回路のリプル電圧に同期させるものであることを特徴とするインバータ装置。
請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
前記電圧指令発生手段は、前記出力電圧指令信号の電圧を前記直流中間回路のリプル電圧により補正する電圧補正手段を備えることを特徴とするインバータ装置。