JP2008167524A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定常時は高調波の流出を抑えることができ、系統擾乱時には過電流を抑制して機器保護によるインバータの停止を防止でき、系統擾乱の収束後に定常時の制御に円滑に移行できるようにすることである。
【解決手段】切換部２２は、定常時は三角波比較方式制御部１４からのゲートパルス信号の生成信号を選択し、インバータの出力電流急変時はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８からのゲートパルス信号の生成信号を選択してゲートパルス信号の発生指令信号を出力する。また、ヒステリシス幅可変部３４は、
系統擾乱の収束後にインバータの出力電流ｉが断続的にヒステリシス幅を逸脱した状態であるときは、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８のヒステリシス幅Δｉ＊を変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源設備の直流を交流に変換して直流電源設備を電力系統に接続させるためのインバータをパルス幅変調にて制御するインバータ制御装置に関する。

通常、電力系統に連系される直流電源設備は系統連系用のインバータを有し、直流電源設備で発電した直流は、その系統連系用のインバータにより交流に変換されて電力系統に連系される。系統連系用のインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）で制御する場合、ＰＷＭ波形を出力させるために、インバータブリッジを構成するスイッチング素子のオンオフ指令用のパルス信号を作成する必要がある。このオンオフパルス信号の生成の方式には、信号波−搬送波比較方式（三角波比較方式を含む）とヒステリシスコンパレータ方式とがある（例えば、特許文献１参照）。

信号波−搬送波比較方式は、出力電圧指令値に基づく信号波（電圧参照波）と、スイッチング周波数を定める搬送波とを比較し、信号波と搬送波の値の大小によりオンオフパルス信号を生成する方式である。信号波−搬送波比較方式では、オンオフパルス信号の周期は一定であり、オンオフパルス信号の周期はスイッチング素子のスイッチング時間、スイッチングロス、出力波形の歪み等を考慮して決定される。搬送波としては三角波、鋸波、正弦波等の種々の波形が使われ得るが、三角波が使われる場合が最も一般的であり、この場合を三角波比較方式という。また信号波としても正弦波、台形波、三角波等の種々の波形が使われ得るが、正弦波が使われる場合が一般的である。

一方、ヒステリシスコンパレータ方式は、インバータ出力電流の検出値と出力電流指令値とをハンチングを防ぐためのヒステリシス特性を持たせた比較装置を通すことによりオンオフパルス信号を生成する方式である。ヒステリシスコンパレータ方式では、オンオフパルス信号の周期は電流の変化速度に依存して変わり、系統擾乱時に急激な過電流が発生した場合にはそれに応じた高速なスイッチングがスイッチング素子のスイッチング特性の範囲内で可能である。
特開平１０−３３７０３４号公報

しかし、信号波−搬送波比較方式では、そのオンオフパルス信号の周期は搬送波の周期によって定まり一定であり、一般的にスイッチング素子の過電流保護動作時間より長くなるため、系統擾乱時に急激に上昇する過電流を制御できない。従って、インバータの機器保護動作によりインバータが停止し直流電源設備の連系運転の継続ができなくなってしまう。

一方、ヒステリシスコンパレータ方式では、オンオフパルス信号の周期は電流の変化速度に依存して変わるので、定常時のスイッチング周波数が一定しない。このため、高調波除去用フィルタの設計が困難となり高調波が電力系統に流出することになる。また、外部回路によっては電流の変化速度が大となり、スイッチング周波数が過大になりスイッチングロスが大きくなる可能性がある。

本発明の目的は、定常時は高調波の流出を抑えることができ、系統擾乱時には過電流を抑制して機器保護によるインバータの停止を防止でき、系統擾乱の収束後に定常時の制御に円滑に移行できるインバータ制御装置を提供することである。

請求項１の発明に係わるインバータ制御装置は、直流電源設備の直流を交流に変換して前記直流電源設備を電力系統に接続させるためのインバータをパルス幅変調にて制御するインバータ制御装置において、前記インバータの出力電圧指令値に基づく信号波と搬送波とを比較しそれらの値の大小により前記インバータのスイッチング素子をオンオフするゲートパルス信号の生成信号を求める信号波−搬送波比較方式制御部と、前記インバータの出力電流値とその電流指令値とをヒステリシス特性を持たせて比較し前記インバータの出力電流値が所定のヒステリシス幅を逸脱したとき前記インバータのスイッチング素子をオンオフするためのゲートパルス信号の生成信号を求めるヒステリシスコンパレータ方式制御部と、定常時は前記信号波−搬送波比較方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択し前記インバータの出力電流急変時は前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択してゲートパルス信号の発生指令信号を出力する切換部と、
前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部の前記ヒステリシス幅を変更するヒステリシス幅可変部とを備えたことを特徴とする。

請求項２の発明に係わるインバータ制御装置は、請求項１の発明において、前記ヒステリシス幅可変部は、系統擾乱が収束したときまたは系統擾乱が収束してから一定時間経過後においても前記切換部が前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しているときは前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部のヒステリシス幅を所定値まで大きくし、前記切換部が前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しない状態が一定時間継続した場合に前記ヒステリシス幅を元の値に戻すことを特徴とする。

請求項３の発明に係わるインバータ制御装置は、請求項２の発明において、前記ヒステリシス幅可変部は、前記ヒステリシス幅を所定値まで大きくする際または前記ヒステリシス幅を元の値に戻す際に、前記ヒステリシス幅をステップ状またはランプ状に変化させることを特徴とする。

請求項４の発明に係わるインバータ制御装置は、請求項２の発明において、前記ヒステリシス幅可変部は、ヒステリシス幅を大きく際に、前記選択部がヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しないようになるまでヒステリシス幅を大きくすることを特徴とする。

請求項５の発明に係わるインバータ制御装置は、請求項１ないし４のいずれか１項の発明において、前記ヒステリシス幅可変部は、直流電源設備の電力系統の接続点電圧の実効値が閾値以内にあること、及び接続点電圧の位相がほぼ一定であることの条件を満たしたとき系統擾乱が収束したと判定することを特徴とする。

本発明によれば、定常時は信号波−搬送波比較方式で動作し、系統擾乱時等の出力電流急変時はヒステリシスコンパレータ方式で動作するので、定常時はスイッチング周波数は一定となる。従って、スイッチング素子のスイッチング時間、スイッチングロス、出力波形の歪み等を考慮した最適なスイッチング周波数を適用でき、これに合わせた高調波除去フィルタを設けることにより、高調波の流出を抑えることもできる。

一方で、系統擾乱時には、ヒステリシスコンパレータ方式に切り換わるため、過電流を抑制でき機器保護によるインバータの停止や電力系統からの解列を防ぐことができる。また、系統擾乱がなくなったときには、速やかに定常時の信号波−搬送波比較方式に復帰することが可能である。

また、ヒステリシス幅を可変とするので、信号波−搬送波比較方式とヒステリシスコンパレータ方式との切り換えが円滑に行えるヒステリシス幅の設定が可能となり、例えば、系統擾乱終了後に連続的な信号波−搬送波比較方式での運転に復帰できなくなる現象を回避できる。また、単相インバータ及び三相インバータの双方に適用可能である。

以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置のブロック構成図、図２は図１に示したインバータ制御装置が適用される単相インバータの回路構成図である。図２において、系統接続用の単相インバータ１１は、４個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４で構成され、直流電源設備１２で発電された直流を電力系統１３に供給する。

ここで、直流電源設備１２は、直流電力を直接的に発生する設備だけでなく、交流電源を順変換器により直流に変換してまたは直流電源をチョッパまたは高周波リンク等により電圧変換して直流電力を得る設備も含む。また、電力系統１３は商用電力系統だけでなく、需要地内に配置した電源設備をネットワークで接続し電力供給を行う小規模の自立系統（マイクログリッド）等の自立して運転している系統も含む。さらに、インバータには、直流から交流への電力変換を行うことのできる交直変換装置だけでなく、無効電力のみを出力する装置に使用されるもの及び設定により順変換動作を行うことができるものも含む。無効電力のみを出力する装置としては、例えば、電圧補償の目的で接続される有効電力を供給しない設備（自励式ＳＶＣ）があり、そのような設備に使用されるインバータも含む。

図２において、単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオフであるときは出力電流ｉが増加の制御状態であり、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンでスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフであるときは出力電流ｉが減少の制御状態である。以下の説明では、表１に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオフ（出力電流ｉの増加状態）をモード１と呼び、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンでスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ（出力電流ｉの減少状態）をモード２と呼ぶことにする。

図１において、信号波−搬送波比較方式として正弦波−三角波比較方式を採用した場合を示している。すなわち、信号波（電圧参照波）として正弦波を用い、搬送波として三角波を用いた場合を示している。以下では、正弦波−三角波比較方式のことを三角波比較方式と記す。なお、信号波として台形波や三角波などのもの、搬送波として鋸波や正弦波などを用いた場合にも同様に適用できる。

インバータ制御装置は、信号波−搬送波比較制御部である三角波比較方式制御部１４と、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８と、切換部２２と、ヒステリシス幅可変部３４とから構成される。

信号波−搬送波比較方式制御部である三角波比較方式制御部１４は、単相インバータの出力電圧指令値に基づく電圧参照波と三角波とを比較し、それらの値の大小により単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号を得るものである。

単相インバータ１１の電力系統１３への接続点における接続点電圧ｖは、三角波比較方式制御部１４の電圧参照波演算部１５および三角波作成部１６に入力される。電圧参照波演算部１５は出力電圧指令値とこれに基づく電圧参照波ｖ＊を演算するものであり、接続点における接続点電圧ｖに加え、単相インバータ１１の出力電流ｉおよび出力電流指令値ｉ＊も入力し、これらに基づいて出力電圧指令値とこれに基づく電圧参照波ｖ＊を演算する。そして、演算した電圧参照波ｖ＊を三角波比較部１７に出力する。なお、電流指令値ｉ＊は、単相インバータの有効電力指令値および無効電力指令値、接続点における接続点電圧ｖに基づいて、上位制御系にて演算される。

三角波作成部１６は接続点における接続点電圧ｖの位相を検出し、これに同期した三角波（搬送波）ｃを作成する。なお、三角波の作成にあたっては接続点電圧ｖに同期させない方式も考えられ、その場合は接続点電圧ｖを入力する必要はない。そして、作成した三角波ｃを三角波比較部１７に出力する。三角波比較部１７は電圧参照波ｖ＊と三角波ｃとを比較し、電圧参照波ｖ＊が三角波ｃより大きい場合に論理値「１」、電圧参照波ｖ＊が三角波ｃ以下である場合に論理値「０」の三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）を出力する。

このようにして、三角波比較方式制御部１４は、単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号として、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）を得る。

次に、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は、単相インバータ１１の出力電流値ｉとその電流指令値ｉ＊とをヒステリシス特性を持たせて比較し、単相インバータ１１の出力電流値ｉが電流指令値ｉ＊に対して所定のヒステリシス幅Δｉ＊によって決まる範囲ｉ＊±Δｉ*を逸脱したとき単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号を得るものである。

上限判定手段１９は、単相インバータ１１の出力電流値ｉ、その電流指令値ｉ＊、およびヒステリシス幅設定器３３に予め設定されたヒステリシス幅Δｉ＊を入力し、出力電流値ｉがヒステリシス特性の上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えたか否かを判定する。そして、出力電流値ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えたときは論理値「１」、出力電流値ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えていないときは論理値「０」の上限判定信号Ｓ（ｎ）を出力する。また、下限判定手段２０は、単相インバータ１１の出力電流値ｉ、その電流指令値ｉ＊、およびヒステリシス幅Δｉ＊を入力し、出力電流値ｉがヒステリシス特性の下限値（ｉ＊−Δｉ＊）未満となったか否かを判定する。そして、出力電流値ｉが下限値（ｉ＊−Δｉ＊）未満となったときは論理値「１」、出力電流値ｉが下限値（ｉ＊−Δｉ＊）未満でないときは論理値「０」の下限判定信号Ｒ（ｎ）を出力する。ここで、ヒステリシス幅Δｉ＊は定常時の三角波比較方式制御部１４による動作時にはインバータの出力電流がヒステリシス幅Δｉ＊を逸脱しない程度の大きめの値に設定しておく。これにより、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は定常時には動作せず、三角波比較方式制御部１４のバックアップとなる。

上限判定信号Ｓ（ｎ）および下限判定信号Ｒ（ｎ）はフリップフロップ２１に入力され、上限判定信号Ｓ（ｎ）が論理値「１」のときはフリップフロップ２１の出力信号ｆは「１」となり、下限判定信号Ｒ（ｎ）が論理値「１」のときはフリップフロップ２１の出力信号は「０」となる。

このようにして、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は、単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号として、上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）、フリップフロップ２１の出力信号ｆを得る。

次に、切換部２２は、単相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号、すなわち、三角波比較方式制御部１４からの三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８からの上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）、およびフリップフロップ２１の出力信号ｆを入力し、これらに基づいて、単相インバータのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするゲートパルス信号を発生させるためのゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）を出力する。

ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）が論理値「１」のときは前述したモード２（スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンでスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。また、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）が論理値「０」のときは前述したモード１（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。

ここで、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）、上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）が論理値「１」（真）となる場合を表２に示す。

切換部２２は信号選択部２３を有し、オア回路２４の出力信号ｅとフリップフロップ２１の出力信号ｆとを信号選択部２３で切り換える。この信号選択部２３での切り換えは、オア回路２５の出力信号ｇにより行われる。すなわち、上限判定信号Ｓ（ｎ）または下限判定信号Ｒ（ｎ）のいずれかが論理値「１」になったとき、つまり、単相インバータ１１の出力電流値ｉが所定のヒステリシス幅Δｉ＊を逸脱したときに、オア回路２５の出力信号ｇが論理値「１」となり、フリップフロップ２１の出力信号ｆを選択し、逆に上限判定信号Ｓ（ｎ）または下限判定信号Ｒ（ｎ）のいずれも論理値「０」のとき、つまり、単相インバータ１１の出力電流値ｉが所定のヒステリシス幅Δｉ＊の範囲内にあるときは、オア回路２５の出力信号ｇが論理値「０」となり、オア回路２４の出力信号ｅを選択する。

なお、フリップフロップ２１の出力信号ｆは、前述したように、上限判定信号Ｓ（ｎ）が論理値「１」のときに「１」であり、下限判定信号Ｒ（ｎ）が論理値「１」のときには「０」である。

一方、三角波比較方式制御部１４の三角波比較部１７からの三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）は、ノット回路２６を介してアンド回路２７ａ、２７ｃに入力されるとともに、ディレー回路２８ａを介してアンド回路２７ａ、２７ｂに入力される。ディレー回路２８ａは１サンプリング前の三角波比較判定信号Ｔ（ｎ−１）を出力するものである。

また、信号選択部２３の出力信号であるゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）は、ディレー回路２８ｂを介してアンド回路２７ｂ、２７ｃに入力される。ディレー回路２８ｂは１サンプリング前のゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ−１）を出力するものである。そして、オア回路２４はアンド回路２７ａ、２７ｂ、２７ｃのいずれかの出力信号が論理値「１」のときに、論理値「１」の出力信号ｅを出力する。切換部２２で行われる論理演算の内容を表３に示す。

また、切換部２２の論理演算で扱う、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）、１サンプリング前の三角波比較判定信号Ｔ（ｎ−１）、上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）、１サンプリング前のゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ−１）の真理値表を表４に示す。真理値表中の「ｘ」は「１」または「０」のいずれであっても良いことを示している。

表３に示すように、切換部２２は遷移前の状態がモード１である場合（ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ−１）が「０」である場合）には、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「１」から「０」に変化したとき、あるいは上限判定信号Ｓ（ｎ）が論理値「１」となったときに、モード２（ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）が「１」）に遷移する。

また、遷移前の状態がモード２である場合（ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ−１）が「１」である場合）には、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「０」から「１」に変化したとき、あるいは下限判定信号Ｒ（ｎ）が論理値「１」となったときに、モード１（ゲートパルス信号発生指令信号Ｑ（ｎ）が「０」）に遷移する。

例えば、遷移前の状態がモード１で、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「１」から「０」に変化したときに、モード２に遷移するのは、表４に示す真理値表の第５行の遷移である。また、遷移前の状態がモード２で、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「０」から「１」に変化したときに、モード１に遷移するのは、表４に示す真理値表の第４行の遷移である。これらの場合は、三角波比較方式制御部１４の出力信号である三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）の変化に伴ってモードの遷移が行われる。

一方、遷移前の状態がモード１で、上限判定信号Ｓ（ｎ）が成立し論理値「１」となったときに、モード２に遷移するのは、表１に示す真理値表の第１０行の遷移である。また、遷移前の状態がモード２で、下限判定信号Ｒ（ｎ）が成立し論理値「１」となったときに、モード１に遷移するのは、表１に示す真理値表の第９行の遷移である。これらの場合は、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の出力信号である上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）、フリップフロップ２１の出力信号ｆの変化に伴ってモードの遷移が行われる。

次に、ヒステリシス幅可変部３４は、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８のヒステリシス幅を変更するものである。単相インバータ１１の電力系統１３への接続点における接続点電圧ｖは、ヒステリシス幅可変部３４の系統擾乱収束判定手段３５に入力される。系統擾乱収束判定手段３５は単相インバータ１１の電力系統１３の接続点に系統擾乱が収束しているか否かを判定するものであり、電力系統１３の接続点電圧の実効値が閾値を超えているとき、または接続点電圧ｖの位相が所定値以上変動しているときは系統擾乱が収束していないと判定する。言い換えれば、電力系統１３の接続点電圧ｖの実効値が閾値以内にあり、かつ、接続点電圧ｖの位相がほぼ一定であるときは系統擾乱は収束していると判定する。なお、判定にあたっては、ノイズ等の影響による誤判定を避けたり、インバータの連系運転上問題のない瞬間的な変動を排除したりするため、例えば電圧実効値が一定期間閾値を超える状態が継続することを持って判定したり、電圧実効値に移動平均処理等のフィルタ処理をした上で判定したりするなどの操作が必要である。系統擾乱収束判定手段３５の判定結果はヒステリシス幅変更手段３６に入力される。

一方、切換部２２のオア回路２５の出力信号ｇは、ヒステリシス幅可変部３４のモード判定手段３７に入力される。モード判定手段３７は、信号選択部２３がヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の出力信号ｆを断続的に選択している状態（ヒステリシスコンパレータモード）か否かを判定するものであり、信号選択部２３での切り換えを行う出力信号ｇ｛上限判定信号Ｓ（ｎ）、下限判定信号Ｒ（ｎ）｝を監視し、出力信号ｇ｛Ｓ（ｎ）、Ｒ（ｎ）｝が論理値「１」となる状態が断続的に発生しているときは、信号選択部２３がヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の出力信号ｆを断続的に選択している状態（ヒステリシスコンパレータモード）であると判断する。ここで、オア回路２５の出力信号ｇはインバータ電流ｉがヒステリシス幅を逸脱している間しか１にならないため、ヒステリシスコンパレータモードの判定のためには、例えば一定期間で出力信号ｇが論理値「１」となる状態が一定回数以上発生すること、または出力信号ｇに一定時間の遅延要素を介すること等によって判定する必要がある。モード判定手段３７の判定結果はヒステリシス幅変更手段３６に入力される。

ヒステリシス幅変更手段３６は、モード判定手段３７がヒステリシスコンパレータモードである旨を検出している状態で、系統擾乱収束判定手段３５が系統擾乱の収束を検出したか否かを監視し、系統擾乱収束判定手段３５が系統擾乱の収束を検出したとき、または、系統擾乱の収束を検出してから一定時間経過後においても、モード判定手段３７がヒステリシスコンパレータモードである旨を検出しているときは、ヒステリシス幅Δｉ＊を所定値まで大きくする。そして、モード判定手段３７がヒステリシスコンパレータモードである旨を一定時間以上継続して検出しないときは、ヒステリシス幅を元の値に戻す。ヒステリシス幅Δｉ＊の変更はヒステリシス幅設定器３３への設定値を変更することにより行う。

このように、ヒステリシス幅Δｉ＊を変更するのは、系統擾乱の収束後であっても、単相インバータ１１の出力電流ｉが電流指令値ｉ＊に対してヒステリシス幅Δｔ＊によって決まる範囲ｉ＊±Δｉ*を逸脱した状態が断続的に継続すること（ヒステリシスコンパレータモード）を回避し、系統擾乱の収束した後には連続的な三角波比較モードでの運転に復帰させるためである。これにより、系統擾乱の収束後においても、切換部２２がゲートパルス信号の発生指令信号としてヒステリシスコンパレータ方式制御部１８からのゲートパルス信号の生成信号を断続的に選択して出力するような場合を回避し、切換部２２が三角波比較方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択し、連続的な三角波比較モードでの運転に復帰できる。

次に、本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の動作を説明する。図３は、本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の動作特性図である。図３に示すように、単相インバータ１１の出力電流ｉが出力電流指令値ｉ＊になるように単相インバータのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御する。出力電流指令値ｉ＊に対して、ヒステリシス幅Δｉ＊を保って上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）および下限値（ｉ＊−Δｉ＊）が設定されている。

上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）および下限値（ｉ＊−Δｉ＊）は、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作開始する制限値であり、出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えた場合、あるいは出力電流ｉが下限値（ｉ＊−Δｉ＊）を下回った場合に、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作する。

出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）と下限値（ｉ＊−Δｉ＊）との間にあるときは、切換部２２の信号選択部２３は、三角波比較方式制御部１４の三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）に基づく演算結果であるオア回路２４の出力信号ｅを選択する。これにより、インバータ制御装置は三角波比較方式制御部１４による制御を行う。このとき、三角波比較方式制御部１４は出力電流ｉと上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）および下限値（ｉ＊−Δｉ＊）との直接的な大小関係により動作するものではなく、出力電流ｉの変化は電圧参照波演算部１５における制御演算を通じて間接的に三角波比較方式制御部１４の出力である三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）に反映される。

一方、出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えた場合、あるいは出力電流ｉが下限値（ｉ＊−Δｉ＊）を下回った場合には、切換部２２の信号選択部２３は、オア回路２５の出力信号ｇにより、上限判定信号Ｓ（ｎ）や下限判定信号Ｒ（ｎ）に基づく演算結果であるフリップフロップ２１の出力信号ｆを選択する。これにより、インバータ制御装置はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８による制御を行う。

ここで、三角波比較方式制御部１４は電圧参照波ｖ＊と三角波ｃとの比較により、「１」と「０」とを繰り返しながら変化する三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）を出力する。いま、時点ｔ１で三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「０」から「１」に変化したとすると、モード２からモード１への運転に切り換わる。モード１は前述したように出力電流ｉを増方向に制御するモードである。そして、時点ｔ２で三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「１」から「０」に変化したとすると、モード１からモード２への運転に切り換わる。モード２は前述したように出力電流ｉを減方向に制御するモードである。このように、三角波比較方式制御部１４は、三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）の「１」と「０」との変化に伴い、モード１とモード２との切り換えを行う。

そして、次のモードの切換点に到達するまでの間に出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）または下限値（ｉ＊−Δｉ＊）を逸脱したときは、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作し、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８による制御となる。この場合、三角波比較方式制御部１４は演算を継続し、三角波比較方式制御部１４による次のモードの切換点に到達するまでの間に、出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）または下限値（ｉ＊−Δｉ＊）を逸脱しないときは、三角波比較方式制御部１４による制御に復帰する。

いま、時点ｔ５で三角波比較判定信号Ｔ（ｎ）が「０」から「１」に変化し、モード２からモード１への運転に切り換わったとする。三角波比較方式制御部１４による次のモードの切換点は時点ｔ７であるが、時点ｔ７以前の時点ｔ６において、出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超え過電流となったとすると、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作し、切換部２２の信号選択部２３は、オア回路２５の出力信号ｇにより、上限判定信号Ｓ（ｎ）に基づく演算結果であるフリップフロップ２１の出力信号ｆ（論理値「１」）を選択する。これにより、時点ｔ６でモード１からモード２に切り換わる。モード２の運転により出力電流ｉが減少し、時点ｔ８で出力電流ｉが下限値（ｉ＊−Δｉ＊）未満となったとすると、時点ｔ８は三角波比較方式制御部１４による次のモードの切換点に到達する時点ｔ９より前であるので、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作し、切換部２２の信号選択部２３は、オア回路２５の出力信号ｇにより、下限判定信号Ｒ（ｎ）に基づく演算結果であるフリップフロップ２１の出力信号ｆ（論理値「０」）を選択する。これにより、時点ｔ８でモード２からモード１に切り換わる。

この間、信号選択部２３によって選択されていないが演算を継続している三角波比較方式制御部１４によるモードは、時点ｔ９でモード２からモード１に切り換わり、時点ｔ１０でモード１からモード２に切り換わる。この切換点である時点ｔ１０までに、出力電流ｉが上限値（ｉ＊＋Δｉ＊）を超えていないので、時点ｔ１０で三角波比較方式制御部１４による制御に復帰する。そして、時点ｔ１１でモード２からモード１に切り換わり、以下、三角波比較方式制御部１４による制御が行われる。

このように、定常時は三角波比較方式制御部１４によるスイッチング周波数一定の制御を行い、系統擾乱時等の出力電流急変時はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８による制御を行う。系統擾乱時は、三角波比較方式制御部１４では電流を制御しきれないため、ヒステリシスコンパレータ方式のヒステリシス幅を出力電流が超え、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が動作する。その後はヒステリシスコンパレータ制御部１８の制御で推移するが、過渡的な過電流がおさまり、三角波比較方式制御部１４のスイッチングの方が早く動作する時点で三角波比較モードが復帰し、以後は定常時の動作となる。

なお、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は、定常時の三角波比較方式制御部による動作時にはインバータの出力電流がヒステリシス幅を逸脱しない程度の大きめのヒステリシス幅Δｉ＊を持たせているので、系統擾乱時等の出力電流急変時に三角波比較方式制御部１４のバックアップとして動作することになる。この場合、三角波比較方式制御部１４のスイッチング周波数を十分高くすることにより、三角波比較方式制御部による動作時の電流リップルを小さく抑え、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が通常時において不要に動作しないようにしておく。

図４は、本発明の実施の形態における単相インバータの出力電流波形の説明図であり、図４（ａ）は従来の三角波比較方式制御部１４のみの場合の単相インバータの出力電流波形図、図４（ｂ）は本発明の実施の形態での三角波比較方式制御部及びヒステリシスコンパレータ方式制御部の双方による場合の単相インバータの出力電流波形図である。

図４（ａ）及び図４（ｂ）中のＳ１は電流上限値指令値、Ｓ２は電流下限値指令値、Ｓｉは単相インバータのインバータ出力電流である。いま、三角波比較方式制御部１４の三角波ｃの制御演算刻みが５０μｓ、三角波周波数が２０ｋＨｚ、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の演算刻みが１μｓ、電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が±０．１５ｐｕであるとする。ただし、１ｐｕは単相インバータの定格出力電流とする。そして、図４（ａ）及び図４（ｂ）の時点ｔ１で接続点の交流電圧ｖの位相が急変したとする。

従来の三角波比較方式制御部１４のみの場合には、接続点の交流電圧ｖの位相急変に対して、三角波比較方式制御部１４の電圧参照波演算部１５の演算が間に合わないため、出力電圧指令値およびこれに基づく電圧参照波ｖ＊が交流電圧ｖの変化に追随することができず、インバータ出力電圧と接続点交流電圧の位相差が開いてインバータ出力電流Ｓｉは過電流となる。例えば、位相急変時には定常時の５倍以上の過電流が発生し、実際には過電流保護により単相インバータは停止する。

ここで、急激な位相変化に対して電圧参照波演算部１５の演算が間に合わないのは、実効値ベースで演算を行っているためである。そのため、交流電圧が急変してから実効値ベースの検出値に正確に反映されるのに最低１周期かかり、さらに制御の遅れが加わるため、図４（ａ）に示すように、擾乱が収まるのに、交流電圧ｖの位相急変が発生した時点１以降、２〜３周期程度かかることになる。

これに対し、本発明の実施の形態での三角波比較方式制御部及びヒステリシスコンパレータ方式制御部の双方による場合には、常時は三角波比較方式で動作しているが、位相急変時にはヒステリシスコンパレータ方式制御部１８に移行するので過電流を回避できる。図４（ｂ）に示すように、時点ｔ１で接続点の交流電圧ｖの位相が急変すると、インバータ出力電流Ｓｉは増加状態となり上昇するが、時点ｔ２で電流上限値指令値Ｓ１により制限が加えられる。従って、電流上限値指令値Ｓ１以上に上昇しない。

一方、時点ｔ３でインバータ出力電流Ｓｉの状態が増加状態から減少状態になり、時点ｔ４で減少状態となると、電流下限値指令値Ｓ２により制限が加えられる。従って、電流下限値指令値Ｓ２以下に下降しない。なお、位相急変後の動揺が収束した後は、前述したように三角波比較方式制御部１４による制御に復帰する。

図５は、本発明の実施の形態における三角波比較方式制御部１４のスイッチング周波数を変化させた場合の単相インバータの出力電流波形の説明図であり、図５（ａ）は三角波比較方式制御部１４のスイッチング周波数が低い場合（１０ｋＨｚ）の単相インバータの出力電流波形図、図５（ｂ）は本発明の実施の形態での三角波比較方式制御部のスイッチング周波数が高い場合（２０ｋＨｚ）の場合の単相インバータの出力電流波形図である。

図５（ａ）及び図５（ｂ）中のＳ１は電流上限値指令値、Ｓ２は電流下限値指令値、Ｓｉは単相インバータのインバータ出力電流であり、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の演算刻みは１μｓ、電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）は±０．１５ｐｕである。そして、図５（ａ）は三角波比較方式制御部１４の三角波ｃの制御演算刻みが１００μｓ、三角波周波数が１０ｋＨｚである場合、図５（ｂ）は三角波比較方式制御部１４の三角波ｃの制御演算刻みが５０μｓ、三角波周波数が２０ｋＨｚである場合を示している。

ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が±０．１５ｐｕのとき、三角波比較方式制御部１４のスイッチング周波数が１０ｋＨｚでは、図５（ａ）に示すように、インバータ出力電流Ｓｉは、常時ヒステリシスコンパレータの電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）に引っ掛かり、三角波比較動作とヒステリシスコンパレータ動作が交互に発生する。従って、常時スイッチング周波数が変動することになる。

これに対して、同じ電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）の±０．１５ｐｕで、三角波比較方式のスイッチング周波数を２０ｋＨｚとすると、図５（ｂ）に示すように、定常時は±０．１５ｐｕに引っ掛からずに、三角波比較動作での制御が持続する。

このことから、三角波比較方式制御部１４のスイッチング周波数を十分高くすることにより、三角波比較方式制御部１４による動作時の電流リップルを小さく抑え、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８が通常時において不要に動作しないようにしておく。

図６は、本発明の実施の形態におけるヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）を変化させた場合の単相インバータの出力電流波形の説明図であり、図６（ａ）はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が小さい場合（±０．１ｐｕ）の単相インバータの出力電流波形図、図６（ｂ）は本発明の実施の形態でのヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が大きい場合（±０．１５ｐｕ）の場合の単相インバータの出力電流波形図である。

図６（ａ）及び図６（ｂ）中のＳ１は電流上限値指令値、Ｓ２は電流下限値指令値、Ｓｉは単相インバータのインバータ出力電流であり、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の演算刻みは１μｓであり、三角波比較方式制御部１４の三角波ｃの制御演算刻みは５０μｓで三角波周波数が２０ｋＨｚである。そして、図６（ａ）はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が小さい場合（±０．１ｐｕ）、図６（ｂ）はヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が大きい場合（±０．１５ｐｕ）を示している。

三角波比較方式のスイッチング周波数を２０ｋＨｚとしたとき、ヒステリシスコンパレータの電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）が±０．１ｐｕのときは、図６（ａ）に示すように、インバータ出力電流Ｓｉは、常時電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）に引っ掛かり、ヒステリシスコンパレータ動作が継続することがある。この場合、常時スイッチング周波数が変動することになる。

これに対して、同じスイッチング周波数の２０ｋＨｚで、ヒステリシスコンパレータの電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）を±０．１５ｐｕとすると、図６（ｂ）に示すように、定常時は電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）に引っ掛からずに三角波比較動作での制御が持続する。

このことから、電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）は定常時の三角波比較方式制御部１４による動作時には単相インバータの出力電流がこの電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）を逸脱しない程度の大きめの値に設定しておく。これにより、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は定常時には動作せず、三角波比較方式制御部１４のバックアップとなる。

ここで、図６（ａ）のように、インバータ出力電流Ｓｉが、常時電流許容幅（ヒステリシス幅Δｉ＊）に引っ掛かり、ヒステリシスコンパレータ動作が継続するのは、ヒステリシス幅Δｉ＊の設定値の選び方だけでなく、系統擾乱の収束後であっても、単相インバータ１１の出力電流ｉが電流指令値ｉ＊に対してヒステリシス幅Δｔ＊によって決まる範囲ｉ＊±Δｉ＊を逸脱した状態を断続的に継続する場合にも発生する。ヒステリシス幅可変部３４は、この状態を回避し、連続的な三角波比較モードでの運転に復帰させるものである。

図７は、ヒステリシス幅可変部３４によるヒステリシスコンパレータから三角波比較モードへの復帰の動作を示すフローチャートである。電力系統１３に系統擾乱が発生すると（Ｓ１）、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８によるヒステリシスコンパレータ動作となる。ここで、系統擾乱の発生を特に判定する機構は必要なく、ヒステリシスコンパレータ動作が発生することを持って系統擾乱発生と判断する。系統擾乱発生後（ヒステリシスコンパレータ動作中）に、系統擾乱が収束したか否かを判定する（Ｓ２）。ここでは系統擾乱収束判定条件として一定時間Ｔ１の間に連系点電圧実効値が閾値以内かつ位相が一定であるという条件を採用している。系統擾乱が継続しているときは系統擾乱が収束するまでステップＳ２を繰り返す。

一方、系統擾乱が収束しているときは、ヒステリシスコンパレータ動作を断続的に継続している状態（ヒステリシスコンパレータモード）か否かを判定する（Ｓ３）。ここではヒステリシスコンパレータモードか否かの判定条件として一定時間Ｔ２の間にヒステリシスコンパレータ動作が一定回数以上発生という条件を採用している。ステップＳ３の判定でヒステリシスコンパレータモードでないと判定された場合には、定常状態の三角波比較モードに移行する（Ｓ６）。

一方、ヒステリシスコンパレータモードである判定された場合には、系統擾乱が収束した状態かつヒステリシスコンパレータモードである状態が一定時間Ｔ３以上継続したか否かを判定する（Ｓ４）。そして、一定時間Ｔ３が経過していないときは系統擾乱収束条件が不成立であるか否かを判定し（Ｓ５）、一定時間Ｔ３が経過する前に系統擾乱収束条件が不成立となった場合にはステップＳ２に戻る。

ステップＳ５の判定で系統擾乱収束条件が成立しているときは、定常状態の三角波比較モードに移行する（Ｓ６）。ここで、ステップＳ４での一定時間Ｔ３は、Ｔ３＝０である場合もあり得る。この場合は、ステップＳ３でヒステリシスコンパレータモードであると判定した場合、直ちに後述のステップＳ７に移行し、ステップＳ３でヒステリシスコンパレータモードでないと判定した場合には、直ちに定常状態の三角波比較モードに移行する（Ｓ６）。

系統擾乱が収束した状態かつヒステリシスコンパレータモードである状態が一定時間Ｔ３の間継続したときは、ヒステリシス幅Δｉ＊を予め定めた所定値まで大きくする（Ｓ７）。そして、ヒステリシス幅Δｉ＊を予め定めた所定値まで大きくした状態で、ヒステリシスコンパレータモードが終了したか否かを判定する（Ｓ８）。ここではヒステリシスコンパレータモードか否かの判定条件として一定時間Ｔ２の間にヒステリシスコンパレータ動作が一定回数以上発生という条件を採用している。ヒステリシスコンパレータモードが終了しているときは一定時間Ｔ４を経過してもヒステリシスコンパレータモードを継続しているか否かを判定する（Ｓ９）。

そして、ヒステリシスコンパレータモードの終了した状態が一定時間Ｔ４以上継続したときはヒステリシス幅Δｉ＊を元の値に戻す（Ｓ１０）。ただし、ここで、ステップＳ９での所定時間Ｔ４はＴ４＝０である場合もあり得る。この場合は、ステップＳ８でヒステリシスコンパレータモードが終了したと判定した場合、直ちにステップＳ１０に移行する。ステップＳ１０の後、ヒステリシスコンパレータ動作が復活したか否かを判定し（Ｓ１１）、ヒステリシスコンパレータ動作が復活していないときは、三角波比較モードが継続していることとなり、定常状態に復帰していることになる（Ｓ６）。

一方、ステップＳ８の判定で、ヒステリシス幅Δｉ＊を大きくしたにもかかわらず、ヒステリシスコンパレータモードが終了していないとき、または、ステップＳ９の判定で、一定時間Ｔ４を経過しないうちにステリシスコンパレータモードが復活したときは、再度、系統擾乱が収束しているか否かを確認する（Ｓ１２）。ここでは系統擾乱収束判定条件として一定時間Ｔ１の間に連系点電圧実効値が閾値以内かつ位相が一定であるという条件を採用している。ステップＳ１２で系統擾乱が収束していないときはステップＳ８に戻る。ステップＳ１２の判定で系統擾乱が収束しているときは、一定時間Ｔ５を継続して系統擾乱収束条件およびヒステリシスコンパレータモードの条件が成立しているか否かを判定する（Ｓ１３）。

そして、一定時間Ｔ５が経過していないときは系統擾乱収束条件が不成立であるか否かを判定し（Ｓ１４）、一定時間Ｔ５が経過する前に系統擾乱収束条件が不成立となった場合にはステップＳ８に戻る。ステップＳ１４の判定で系統擾乱収束条件が成立しているときは、ステップＳ１０に移行する。

ステップＳ１３の判定で、系統擾乱収束条件およびヒステリシスコンパレータモードの条件が一定時間Ｔ５継続しているときは、異常情報を出力しインバータ制御装置を停止させる（Ｓ１５）。これは、ヒステリシス幅Δｉ＊を大きくし、系統擾乱が収束しているにもかかわらず、一定時間Ｔ５を経過してもヒステリシスコンパレータモードが終了しないときは異常であると判断できるからである。

また、ステップＳ１１の判定で、ヒステリシス幅Δｉ＊を元の値に戻した状態においてヒステリシスコンパレータ動作が復活したときは、ステップＳ２に戻る。これにより、系統擾乱の収束後に過渡的に単相インバータ１１の出力電流ｉが電流指令値ｉ＊に対してヒステリシス幅Δｉ＊によって決まる範囲ｉ＊±Δｉ*を逸脱した状態が断続的に継続した（ヒステリシスコンパレータモードが継続した）としても三角波比較モードに移行でき、三角波比較モードに移行できないときは、異常であると判断して異常情報を出力するとともにインバータ制御装置を停止させる。

ここで、ステップＳ７において、ヒステリシス幅Δｉ＊を所定値まで大きくするにあたり、ヒステリシス幅Δｉ＊をステップ状またはランプ状に変化させる。ヒステリシス幅Δｉ＊をステップ状に変化させた場合には、ヒステリシス幅Δｉ＊の大きさが急峻に大きくなるので、インバータ制御装置が正常である場合には、ヒステリシスコンパレータ動作の終了が早くなる傾向となる。一方、ヒステリシス幅Δｉ＊をランプ状に変化させた場合には、ヒステリシス幅Δｉ＊の大きさが緩慢に大きくなるので、インバータ制御装置が正常である場合には、ヒステリシスコンパレータ動作の終了が遅くなる傾向となる。

同様に、ステップＳ１０において、ヒステリシス幅Δｉ＊を元の値に戻すにあたり、ヒステリシス幅Δｉ＊をステップ状またはランプ状に変化させる。この場合、ヒステリシス幅Δｉ＊をステップ状に変化させた場合には、ヒステリシス幅Δｉ＊の大きさが急峻に元の値に戻るので、ヒステリシスコンパレータ動作が復活する可能性が高くなる傾向となる。一方、ヒステリシス幅Δｉ＊をランプ状に変化させた場合には、ヒステリシス幅Δｉ＊の大きさが緩慢に元の値に戻るので、ヒステリシスコンパレータ動作が復活する可能性が低くなる傾向となる。

また、ステップＳ５においてヒステリシス幅Δｉ＊を大きくする際に、選択部２２が選択部がヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しないようになるまでヒステリシス幅Δｉ＊を大きくするようにしてもよい。

また、ステップＳ４では、系統擾乱が収束してから一定時間Ｔ３の経過後にヒステリシス幅Δｉ＊を大きくするようにしたが、ステップＳ４を省略し、系統擾乱が収束したらヒステリシス幅Δｉ＊を大きくするようにしてもよい。

この場合は、単相インバータ１１の出力電流ｉが電流指令値ｉ＊に対してヒステリシス幅Δｔ＊によって決まる範囲ｉ＊±Δｉ＊を断続的に逸脱した状態を未然に防止できる。

図８はヒステリシス幅可変部３４によるヒステリシス幅Δｉ＊の変更動作による単相インバータの出力電流波形の説明図である。図８中のＳ１は電流上限値指令値、Ｓ２は電流下限値指令値、Ｓｉは単相インバータのインバータ出力電流、Ｓ１’はヒステリシス幅Δｉ＊の変更後の電流上限値指令値、Ｓ２’はヒステリシス幅Δｉ＊の変更後の電流下限値指令値であり、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の演算刻みは１μｓ、通常時のヒステリシス幅Δｉ＊は±０．１５ｐｕであるとする。

そして、図７に示したステップＳ４は省略し（Ｔ３＝０とし）、系統擾乱の収束およびヒステリシスコンパレータモードの継続を判定したら直ちにヒステリシス幅Δｉ＊を大きくするものであり、また、時刻８４５ｍｓで位相急変（３０゜遅れ）が発生し、時刻１０４５ｍｓ（位相急変後０．２秒）で系統擾乱が収束およびヒステリシスコンパレータモードの継続を判定しヒステリシス幅を変更して、そのヒステリシス幅変更後からヒステリシスコンパレータモードの終了を判定し一定時間Ｔ４の経過後が時刻１．５４５であるとする。

図９は、図８中の位相急変（３０゜遅れ）した時刻８４５ｍｓ近傍の拡大図である。図９に示すように、時刻８４５ｍｓで位相急変（３０゜遅れ）が発生したとすると、出力電流がヒステリシス幅Δｉ＊にかかりヒステリシスコンパレータ動作となる。そして、そのまま、時刻１０４５ｍｓまでヒステリシスコンパレータ動作が断続的に発生する状態（ヒステリシスコンパレータモード）が続く。

図１０は、図８中の系統擾乱の収束およびヒステリシスコンパレータモードの継続を判定した時刻１０４５近傍の拡大図である。位相急変後の０．２秒（時刻１０４５ｍｓ）で系統擾乱の収束およびヒステリシスコンパレータモードの継続を判定した（図７のステップＳ２、Ｓ３のＴ１＝Ｔ２＝０．２秒）とすると、ヒステリシス幅変更手段３６はヒステリシス幅を±０．１５ｐｕから±０．３０に変更する。これにより、出力電流がヒステリシス幅にかからなくなるので、ヒステリシスコンパレータ動作から三角波比較動作に切り換わり三角波比較動作が継続するようになる。その後、時刻１５４５ｍｓまでヒステリシス幅±０．３０ｐｕのままである。

次に、図１１は、図８中の系統擾乱が収束しヒステリシス幅を変更しヒステリシスコンパレータモードの終了を判定してから一定時間Ｔ４の経過後の時刻１．５４５ｍｓ近傍の拡大図である。ヒステリシス幅を変更してから一定時間Ｔ２＝０．２秒の間、ヒステリシスコンパレータ動作が発生しないことから、時刻１．２４５ｍｓでヒステリシスコンパレータモード終了と判定し、その後一定時間Ｔ４＝０．３秒経過後の時刻１．５４５ｍｓ（ヒステリシス幅変更後０．５秒）でヒステリシス幅を±０．３０ｐｕから±０．１５ｐｕと元に戻す。これによってヒステリシスコンパレータ動作が復活することはなく、その後も三角波比較動作が継続する。

なお、ヒステリシス幅を変更してからの一定時間Ｔ４（例えば０．３秒）や系統擾乱が収束してからの一定時間（例えば、０秒）、また系統擾乱収束判定時間Ｔ１（例えば０．２秒）やヒステリシスコンパレータモード判定時間Ｔ２（例えば０．２秒）といった時限整定は、状況に応じて最適に整定し、また、定常時のヒステリシス幅、変更後のヒステリシス幅についても、同様に連系状況に応じて最適な設定を選択することになる。 以上の説明では、インバータ制御装置を単相インバータに適用した場合について説明したが三相インバータについても同様に適用できる。図１２は本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の他の一例を示すブロック構成図であり、三相順変換器順変換器に適用されるインバータ制御装置の一例を示している。また、図１３は図１２に示したインバータ制御装置が適用される三相インバータの回路構成図である。

図１３において、系統接続用の三相インバータ２９は、６個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６で構成され、直流電源設備１２で発電された直流を三相交流に変換して電力系統１３に供給する。三相インバータ２９では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相にそれぞれ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる。Ｕ相出力電流ｉｕはスイッチＳ１がオンでスイッチＳ４がオフであるときに増加の制御状態であり、スイッチＳ４がオンでスイッチＳ１がオフであるときに減少の制御状態である。同様に、Ｖ相出力電流ｉｖはスイッチＳ２がオンでスイッチ５がオフであるときに増加の制御状態であり、スイッチＳ５がオンでスイッチＳ２がオフであるときに減少の制御状態である。また、Ｗ相出力電流ｉｗはスイッチＳ３がオンでスイッチＳ６がオフあるときに増加の制御状態であり、スイッチＳ６がオンスイッチＳ３がオフであるときに減少の制御状態である。

以下の説明では、表５に示すように、スイッチング素子Ｓ１がオンでスイッチＳ４がオフ（出力電流ｉｕの増加状態）をモード１、スイッチング素子Ｓ４がオンでスイッチＳ１がオフ（出力電流ｉｕの減少状態）をモード２、スイッチング素子Ｓ２がオンでスイッチＳ５がオフ（出力電流ｉｖの増加状態）をモード３、スイッチング素子Ｓ５がオンでスイッチＳ２がオフ（出力電流ｉｖの減少状態）をモード４、スイッチング素子Ｓ３がオンでスイッチＳ６がオフ（出力電流ｉｗの増加状態）をモード５、スイッチング素子Ｓ６がオンでスイッチＳ３がオフ（出力電流ｉｗの減少状態）をモード６と呼ぶことにする。

図１２において、三角波比較方式制御部１４は、共通の電圧参照波演算部１５を有するとともに、三相各相に対応して、各相三角波比較方式制御部３０、すなわち、Ｕ相三角波比較方式制御部３０ｕ、Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ、Ｗ相三角波比較方式制御部３０ｗが設けられている。これらＵ相三角波比較方式制御部３０ｕ、Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ、Ｗ相三角波比較方式制御部３０ｗは、それぞれ図１に示した三角波作成部１６及び三角波比較部１７を備えている。

三相インバータ２９の電力系統１３への接続点における三相接続点電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗは、三角波比較方式制御部１４の電圧参照波演算部１５およびＵ相三角波比較方式制御部３０ｕ、Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ、Ｗ相三角波比較方式制御部３０ｗに入力される。

電圧参照波演算部１５は、三相接続点における接続点電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに加え、三相インバータ２９の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび出力電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を入力し、これらに基づいて出力電圧指令値とこれに基づく三相各相の電圧参照波ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算する。なお、電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊は、単相インバータの有効電力指令値および無効指令値、接続点における接続点電圧ｖに基づいて、上位制御系にて演算される。

そして、演算したＵ相の電圧参照波ｖｕ＊をＵ相三角波比較方式制御部３０ｕに、Ｖ相の電圧参照波ｖｖ＊をＶ相三角波比較方式制御部３０ｖに、Ｗ相の電圧参照波ｖｗ＊をＷ相三角波比較方式制御部３０ｗに出力する。ここで、Ｕ相三角波比較方式制御部３０ｕ、Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ、Ｗ相三角波比較方式制御部３０ｗは、同一構成であり同一の機能を有するので、Ｕ相三角波比較方式制御部３０ｕについて説明する。

Ｕ相三角波比較方式制御部３０ｕでは、接続点におけるＵ相接続点電圧ｖｕの位相を検出し、これに同期した三角波（搬送波）ｃｕを作成し、電圧参照波ｖｕ＊と三角波ｃｕとを比較し、Ｕ相電圧参照波ｖｕ＊が三角波ｃｕより大きい場合に論理値「１」、Ｕ相電圧参照波ｖｕ＊が三角波ｃｕ以下である場合に論理値「０」のＵ相の三角波比較判定信号Ｔｕ（ｎ）を出力する。Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ及びＷ相三角波比較方式制御部３０ｗにおいても同様に、三角波比較判定信号Ｔｖ（ｎ）及びＴｗ（ｎ）を出力する。なお、三角波の作成にあたっては接続点電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに同期させない方式も考えられ、その場合は、Ｕ相三角波比較方式制御部３０ｕ、Ｖ相三角波比較方式制御部３０ｖ、Ｗ相三角波比較方式制御部３０ｗに、接続点電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを入力する必要はない。

このようにして、三角波比較方式制御部１４は、三相インバータ２９のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をオンオフするためのゲートパルス信号を生成するための生成信号として、Ｕ相の三角波比較判定信号Ｔｕ（ｎ）、Ｔｖ（ｎ）、Ｔｗ（ｎ）を得る。

次に、ヒステリシス幅設定器３３は、三相各相に対応して、各相ヒステリシス幅設定器３８すなわち、Ｕ相ヒステリシス幅設定器３８ｕ、Ｖ相ヒステリシス幅設定器３８ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅設定器３８ｗが設けられ、これらＵ相ヒステリシス幅設定器３８ｕ、Ｖ相ヒステリシス幅設定器３８ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅設定器３８ｗには、ぞれぞれＵ相ヒステリシス幅Δｉｕ＊、Ｖ相ヒステリシス幅Δｉｖ＊、Ｗ相ヒステリシス幅Δｉｗ＊が設定される。

次に、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は、三相各相に対応して、各相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１すなわち、Ｕ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕ、Ｖ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｖ、Ｗ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｗが設けられ、これらＵ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕ、Ｖ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｖ、Ｗ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｗは、それぞれ図１に示した上限判定手段１９、下限判定手段２０、フリップフロップ２１を備えている。ここで、Ｕ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕ、Ｖ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｖ、Ｗ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｗは、同一構成であり同一の機能を有するので、Ｕ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕについて説明する。

Ｕ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕは、三相インバータ２９のＵ相出力電流ｉｕとその電流指令値ｉｕ＊とをヒステリシス特性を持たせて比較し、三相インバータ２９の出力電流値ｉｕが電流指令値ｉｕ＊に対してＵ相ヒステリシス幅設定器３８ｕに設定された所定のヒステリシス幅Δｉｕ＊によって決まる範囲ｉｕ＊±Δｉｕ*を逸脱したとき、三相インバータ２９のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオンオフするためのゲートパルス信号の生成信号を得る。

ゲートパルス信号の生成信号は、出力電流値ｉｕがヒステリシス特性の上限値（ｉｕ＊＋Δｉｕ＊）を超えたときに論理値「１」となる上限判定信号Ｓｕ（ｎ）、出力電流値ｉｕが下限値（ｉｕ＊−Δｉｕ＊）未満となったときに論理値「１」となる下限値判定信号Ｒｕ（ｎ）、上限判定信号Ｓｕ（ｎ）が論理値「１」のときに論理値「１」を下限判定信号Ｒｕ（ｎ）が論理値「１」のときに論理値「０」を出力するフリップフロップの出力信号ｆｕである。

ここで、ヒステリシス幅Δｉｕ＊は、定常時の三角波比較方式制御部１４による動作時には三相インバータ２９の出力電流ｉｕが電流指令値ｉｕ＊に対してヒステリシス幅Δｉｕ＊によって決まる範囲ｉｕ＊±Δｉｕ*を逸脱しない程度の大きめの値に設定しておく。これにより、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８は定常時には動作せず、三角波比較方式制御部１４のバックアップとなる。

Ｖ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｖ及びＷ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｗにおいても同様に、上限判定信号Ｓｖ（ｎ）、Ｓｗ（ｎ）、下限値判定信号Ｒｖ（ｎ）、Ｒｗ（ｎ）、フリップフロップの出力信号ｆｖ、ｆｗがゲートパルス信号の生成信号として出力される。

次に、切換部２２は、三相各相に対応して、各相切換部３２すなわち、Ｕ相切換部３２ｕ、Ｖ相切換部３２ｖ、Ｗ相切換部３２ｗが設けられ、これらＵ相切換部３２ｕ、Ｖ相切換部３２ｖ、Ｗ相切換部３２ｗは、それぞれ図１に示した信号選択回路２３、オア回路２４、オア回路２５、ノット回路２６、アンド回路２７、ディレー回路２８を備えている。すなわち、Ｕ相切換部３２ｕ、Ｖ相切換部３２ｖ、Ｗ相切換部３２ｗは、同一構成であり同一の機能を有するので、Ｕ相切換部３２ｕについて説明する。

Ｕ相切換部３２ｕは、三角波比較方式制御部１４のＵ相三角波比較方式制御部３０ｕからのＵ相の三角波比較判定信号Ｔｕ（ｎ）、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８のＵ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕからの上限判定信号Ｓｕ（ｎ）、下限判定信号Ｒｕ（ｎ）、およびフリップフロップの出力信号ｆｕを入力し、これらに基づいて、三相インバータ２９のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をオンオフするゲートパルス信号を発生させるためのゲートパルス信号発生指令信号Ｑｕ（ｎ）を出力する。

ゲートパルス信号発生指令信号Ｑｕ（ｎ）が論理値「１」のときは前述したモード２（スイッチング素子Ｓ４がオンでスイッチング素子Ｓ１がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。また、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑｕ（ｎ）が論理値「０」のときは前述したモード１（スイッチング素子Ｓ１がオンでスイッチング素子Ｓ４がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。

Ｖ相切換部３２ｖ、Ｗ相切換部３２ｗにおいても同様に、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑｖ（ｎ）、Ｑｗ（ｎ）を出力する。

Ｖ相切換部３２ｖからのゲートパルス信号発生指令信号Ｑｖ（ｎ）が論理値「１」のときは前述したモード４（スイッチング素子Ｓ５がオンでスイッチング素子Ｓ２がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。また、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑｖ（ｎ）が論理値「０」のときは前述したモード３（スイッチング素子Ｓ２がオンでスイッチング素子Ｓ５がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。

また、Ｗ相切換部３２ｗからのゲートパルス信号発生指令信号Ｑｗ（ｎ）が論理値「１」のときは前述したモード６（スイッチング素子Ｓ６がオンでスイッチング素子Ｓ３がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。また、ゲートパルス信号発生指令信号Ｑｗ（ｎ）が論理値「０」のときは前述したモード５（スイッチング素子Ｓ３がオンでスイッチング素子Ｓ６がオフ）のゲートパルス信号を発生させる指令信号である。

次に、切換部２２で行われる論理演算の内容を表６に示す。

表６に示すように、遷移前の状態がモード１であり、Ｕ相の三角波比較判定信号Ｔｕ（ｎ）が「１」から「０」に変化したとき、あるいは上限判定信号Ｓｕ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード２に遷移する。また、遷移前の状態がモード２であり、Ｕ相の三角波比較判定信号Ｔｕ（ｎ）が「０」から「１」に変化したとき、あるいは下限判定信号Ｒｕ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード１に遷移する。

遷移前の状態がモード３であり、Ｖ相の三角波比較判定信号Ｔｖ（ｎ）が「１」から「０」に変化したとき、あるいは上限判定信号Ｓｖ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード４に遷移する。また、遷移前の状態がモード４であり、Ｖ相の三角波比較判定信号Ｔｖ（ｎ）が「０」から「１」に変化したとき、あるいは下限判定信号Ｒｖ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード３に遷移する。

遷移前の状態がモード５であり、Ｗ相の三角波比較判定信号Ｔｗ（ｎ）が「１」から「０」に変化したとき、あるいは上限判定信号Ｓｗ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード６に遷移する。また、遷移前の状態がモード６であり、Ｗ相の三角波比較判定信号Ｔｗ（ｎ）が「０」から「１」に変化したとき、あるいは下限判定信号Ｒｗ（ｎ）が論理値「１」となったときにモード５に遷移する。

このように、三相インバータに適用する場合には、基本的には第１の実施の形態と同様であり、三相各相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、通常時の三角波比較方式制御部１４による制御と、系統擾乱時等の出力電流急変時のヒステリシスコンパレータ方式制御部よる制御とを切り換えることになる。

次に、ヒステリシス幅可変部３４は、三相各相に対応して、各相ヒステリシス幅可変部３９すなわち、Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ、Ｖ相ヒステリシス幅可変部３９ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅可変部３９ｗが設けられ、これらＵ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ、Ｖ相ヒステリシス幅可変部３９ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅可変部３９ｗは、それぞれ図１に示した系統擾乱収束判定手段３５、ヒステリシス幅変更手段３６、モード判定手段３７を備えている。ここで、Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ、Ｖ相ヒステリシス幅可変部３９ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅可変部３９ｗは、同一構成であり同一の機能を有するので、Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕについて説明する。

Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕは、三相インバータ２９の電力系統１３への接続点におけるＵ相接続点電圧ｖｕを入力し、Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ内の系統擾乱収束判定手段３５により三相インバータ２９の電力系統１３のＵ相接続点に系統擾乱が収束しているか否かを判定するものであり、電力系統１３のＵ相接続点電圧ｖｕの実効値が閾値を超えているとき、またはＵ相接続点電圧ｖｕの位相が所定値以上変動しているときは系統擾乱が収束していないと判定する。言い換えれば、電力系統１３のＵ相接続点電圧ｖｕの実効値が閾値以内にあり、かつ、Ｕ相接続点電圧ｖｕの位相がほぼ一定であるときは系統擾乱は収束していると判定する。なお、判定にあたっては、ノイズ等の影響による誤判定を避けたり、インバータの連系運転上問題のない瞬間的な変動を排除したりするため、例えば電圧実効値が一定期間閾値を超える状態が継続することを持って判定したり、電圧実効値に移動平均処理等のフィルタ処理をした上で判定したりするなどの操作が必要であることは、単相インバータの場合と同様である。

一方、切換部２２でのＵ相三角波比較方式制御部３０ｕとＵ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕの切換信号は、Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕに入力される。Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ内のモード判定手段３７は、切換部２２がＵ相ヒステリシスコンパレータ方式制御部３１ｕの出力信号を断続的に選択している状態（ヒステリシスコンパレータモード）か否かを判定する。ここで、前記切換信号はインバータ電流ｉｕがヒステリシス幅を逸脱している間しか１にならないため、ヒステリシスコンパレータモードの判定のためには、例えば一定期間で切換信号が論理値「1」となる状態が一定回数以上発生すること、または切換信号に一定時間の遅延要素を介すること等によって判定する必要があることは、単相インバータの場合と同様である。

Ｕ相ヒステリシス幅可変部３９ｕ内のヒステリシス幅変更手段３６は、系統擾乱の収束の判定およびヒステリシスコンパレータモードである旨の判定の両条件が成立しているか否かを監視し、前記両条件が成立したときは、直ちにまたはその後一定時間経過後においても前記両条件が成立しているときは、Ｕ相ヒステリシス幅Δｉｕ＊を所定値まで大きくする。その後、ヒステリシスコンパレータモードの終了を判定したときは、直ちにまたはその後一定時間経過後においてもヒステリシスコンパレータモードが復活しないとき、Ｕ相ヒステリシス幅Δｉｕ＊を元の値に戻す。Ｕ相ヒステリシス幅Δｉｕ＊の変更はＵ相ヒステリシス幅設定器３８ｕへの設定値を変更することにより行う。

Ｖ相ヒステリシス幅可変部３９ｖ、Ｗ相ヒステリシス幅可変部３９ｗにおいても同様に、系統擾乱の収束の判定およびヒステリシスコンパレータモードである旨の両条件が成立したか否かを監視し、前記両条件が成立したときは、直ちにまたはその後一定時間経過後においても前記両条件が成立しているときは、Ｖ相ヒステリシス幅Δｉｖ＊（Ｗ相ヒステリシス幅Δｉｗ＊）を所定値まで大きくする。その後、ヒステリシスコンパレータモードの終了を判定したときは、直ちにまたはその後一定時間経過後においてもヒステリシスコンパレータモードが復活しないとき、Ｖ相ヒステリシス幅Δｉｖ＊（Ｗ相ヒステリシス幅Δｉｗ＊）を元の値に戻す。Ｖ相ヒステリシス幅Δｉｖ＊（Ｗ相ヒステリシス幅Δｉｗ＊）の変更はＶ相ヒステリシス幅設定器３８ｖ（Ｗ相ヒステリシス幅設定器３８ｗ）への設定値を変更することにより行う。

このように、三相インバータに適用する場合には、基本的には第１の実施の形態と同様であり、三相各相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、通常時の三角波比較方式制御部１４による制御と、系統擾乱時等の出力電流急変時のヒステリシスコンパレータ方式制御部よる制御とを切り換えを行う。また、三相インバータ２９の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に対して断続的にヒステリシス幅によって決まる範囲を逸脱した状態（ヒステリシスコンパレータモード）であるときは、三相各相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、系統擾乱の収束した後に連続的な三角波比較モードでの運転に復帰させるために、ヒステリシス幅の変更を行う。

本発明の実施の形態によれば、定常時は三角波比較方式制御部による制御が行われ、系統擾乱時等の出力電流急変時はヒステリシスコンパレータ方式制御部での制御が行われるので、定常時はスイッチング周波数は一定となり、スイッチング素子のスイッチング時間、スイッチングロス、出力波形の歪み等を考慮した最適なスイッチング周波数を適用できる。また、これに合わせた高調波除去フィルタを設けることにより高調波の流出を抑えることもできる。

また、系統擾乱時には、ヒステリシスコンパレータ方式制御部１８の制御に切り換わるため過電流を抑制できる。従って、機器保護による単相インバータの停止や電力系統からの解列を防ぐことができ、系統擾乱がなくなったときには、速やかに定常時の三角波比較方式制御部１４の制御に復帰することが可能である。このことから、系統擾乱時には脱落しにくく、定常時には高調波の流出の少ない直流電源設備となり、電力系統側に与える影響が少なくなるため、直流電源設備の接続可能量を拡大することが可能となる。また、直流電源設備の設置者にとっても、稼働率の向上や高調波対策の容易さなどのメリットがある。

また、系統擾乱の収束後に三相インバータ２９の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが断続的にヒステリシス幅を逸脱した状態であるときは、三相各相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、ヒステリシス幅の変更を行うので、系統擾乱の収束した後に連続的な三角波比較モードでの運転に復帰できる。

本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の一例を示すブロック構成図。 図１に示したインバータ制御装置が適用される単相インバータの回路構成図。 本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の動作特性図。 本発明の実施の形態における単相インバータの出力電流波形の説明図。 本発明の実施の形態における三角波比較方式制御部のスイッチング周波数を変化させた場合の単相インバータの出力電流波形の説明図。 本発明の実施の形態におけるヒステリシスコンパレータ方式制御部の電流許容幅を変化させた場合の単相インバータの出力電流波形の説明図。 本発明の実施の形態におけるヒステリシス幅可変部によるヒステリシスコンパレータから三角波比較モードへの復帰の動作を示すフローチャート。 本発明の実施の形態におけるヒステリシス幅可変部によるヒステリシス幅の変更動作による単相インバータの出力電流波形の説明図。 図８中の位相急変（３０゜遅れ）した時刻８４５ｍｓ近傍の拡大図。 図８中の系統擾乱が収束した時刻１０４５近傍の拡大図。 図８中の系統擾乱が収束しヒステリシス幅を変更してから一定時間Ｔ３の経過後の時刻１．５４５ｍｓ近傍の拡大図。 本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置の他の一例を示すブロック構成図。 図１２に示したインバータ制御装置が適用される三相インバータの回路構成図。

符号の説明

１１…単相インバータ、１２…直流電源設備、１３…電力系統、１４…三角波比較方式制御部、１５…電圧参照波演算部、１６…三角波作成部、１７…三角波比較部、１８…ヒステリシスコンパレータ方式制御部、１９…上限判定手段、２０…下限判定手段、２１…フリップフロップ、２２…切換部、２３…信号選択部、２４…オア回路、２５…オア回路、２６…ノット回路、２７…アンド回路、２８…ディレー回路、２９…三相インバータ、３０…各相三角波比較方式制御部、３１…各相ヒステリシスコンパレータ方式制御部、３２…各相切換部、３３…ヒステリシス幅設定器、３４…ヒステリシス幅可変部、３５…系統擾乱収束判定手段、３６…ヒステリシス幅変更手段、３７…モード判定手段、３８…各相ヒステリシス幅設定器

Claims (5)

1. 直流電源設備の直流を交流に変換して前記直流電源設備を電力系統に接続させるためのインバータをパルス幅変調にて制御するインバータ制御装置において、
   前記インバータの出力電圧指令値に基づく信号波と搬送波とを比較しそれらの値の大小により前記インバータのスイッチング素子をオンオフするゲートパルス信号の生成信号を求める信号波−搬送波比較方式制御部と、
   前記インバータの出力電流値とその電流指令値とをヒステリシス特性を持たせて比較し前記インバータの出力電流値が所定のヒステリシス幅を逸脱したとき前記インバータのスイッチング素子をオンオフするためのゲートパルス信号の生成信号を求めるヒステリシスコンパレータ方式制御部と、
   定常時は前記信号波−搬送波比較方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択し前記インバータの出力電流急変時は前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択してゲートパルス信号の発生指令信号を出力する切換部と、
   前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部の前記ヒステリシス幅を変更するヒステリシス幅可変部とを備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記ヒステリシス幅可変部は、系統擾乱が収束したときまたは系統擾乱が収束してから一定時間経過後において、前記切換部が前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択するヒステリシスコンパレートモードのときは前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部のヒステリシス幅を所定値まで大きくし、前記切換部が前記ヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しない状態が一定時間継続した場合に前記ヒステリシス幅を元の値に戻すことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記ヒステリシス幅可変部は、前記ヒステリシス幅を所定値まで大きくする際または前記ヒステリシス幅を元の値に戻す際に、前記ヒステリシス幅をステップ状またはランプ状に変化させることを特徴とする請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 前記ヒステリシス幅可変部は、ヒステリシス幅を大きくする際に、前記選択部がヒステリシスコンパレータ方式制御部からのゲートパルス信号の生成信号を選択しないようになるまでヒステリシス幅を大きくすることを特徴とする請求項２乃至３記載のインバータ制御装置。
5. 前記ヒステリシス幅可変部は、直流電源設備の電力系統の接続点電圧の実効値が一定期間閾値以内にあること、及び接続点電圧の位相が一定期間ほぼ一定であることの条件を満たしたとき系統擾乱が収束したと判定することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。

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