JP2008092792A - 制御回路端子に結合されたインピーダンスに応答する制御回路のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インピーダンスを測定する電源コントローラの方法および装置を提供すること。
【解決手段】本発明の態様による装置は、検出端子に結合された検出回路を含む。調節回路は、検出回路に結合され、検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルより小さいとき、検出端子を第１の電圧レベルに調節するように結合される。調節回路はさらに、検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルに達するとき、検出端子を第２の電圧レベルに調節するように結合される。応答回路は、検出回路に結合され、検出端子が第２の電圧レベルに調節されるとき、検出端子を通って流れる電流に応答する。
【選択図】図１

Description

本発明は一般に制御回路に関し、より具体的には、本発明は制御回路端子におけるインピーダンスに応答する制御回路に関する。

集積回路は、さまざまな目的と用途に用いることができる。多くの用途にはコスト目標があり、その目標を満たすために集積回路の機能が制約を受ける。集積回路が収容されるパッケージは、そのコストの大きな要因となる。それが使用するピンまたは端子の数は、集積回路パッケージのコストに影響を与える。したがってコスト目標を満たすために用いることができるピンの数により、集積回路を用いる顧客に提供できる機能またはオプションの数がしばしば制限される。

その一例は、電力変換用途に用いられる制御回路によって一般に提供される過電圧保護機能に関連して理解することができる。顧客によっては、過電圧障害状態に対する望ましい応答として、電力変換器が動作を停止し、たとえば電力変換器が再び動作を開始する前に、入力電圧を除去し、再印加することによって電力変換器がリセットされることを必要とすることがある。他の場合、顧客は、過電圧状態に対する応答が、しばしば自動再起動と呼ばれる動作、すなわちシャットダウン期間後の自動的な再起動であることを望むことがある。

同じ動作状態に対するこれらの異なる応答を顧客に提供するために、過電圧状態に対する応答を唯一の違いとして、同じ集積回路の２つのバージョンを製造することが必要になる。これにより追加の製造コストと、区別される一つの部分を有する２つのタイプの集積回路の在庫を保有することに関する間接経費が発生する。別法としては動作状態に対する様々な応答に対応するために、同じ集積回路が複数の別々の端子を持つようにすることもできるが、これは集積回路を収容するために用いられるパッケージのコストが増大する。

本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態について、別段の指定がない限り様々な図を通して同じ参照番号は同じ部品を指している以下の図を参照して説明する。

制御回路端子におけるインピーダンスに応答する制御回路を実施するための装置および方法の例が開示される。以下の説明では、本発明の十分な理解を得るために、数多くの具体的な詳細が記載される。しかし、当業者には本発明を実行するために具体的な詳細を用いる必要がないことは明らかであろう。実施に関係する良く知られた方法については、本発明が不明瞭になるのを避けるために詳細に説明していない。

本明細書全体にわたって「一実施形態」とは、実施形態に関連して説明される特定の機能、構造、または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。したがって本明細書全体にわたって様々な所で現れる「一実施形態では」という語句は、必ずしもすべて同じ実施形態を指すものではない。さらに特定の機能、構造、または特性は、たとえば１つまたは複数の実施形態の任意の適当な組合せおよび／または部分的組合せに、組み合わせることができる。

次に、本発明の教示による、制御回路端子におけるインピーダンスに応答する制御回路について説明する。本発明の実施形態は、制御回路端子におけるインピーダンスに応答する制御回路を生成する方法および装置を含む。

図１は、本発明の教示による、コントローラの一部分である制御回路の例示のブロック図を全体的に示す。電流検出回路１１０は、検出端子１０４を流れる電流１２２の大きさを検出する。別の例では、本発明の教示により、端子１０４を通る電流１２２の方向すなわち極性は逆にもなり得る。例に示されるように、電流１２２は、電圧調節回路１１８の、１０７または１１４のいずれの側でも検出することができる。１０７または１１４のどちらの側で電流１２２が検出されるかに応じて、電流検出信号１０８または１１３が電流検出回路１１０に供給される。

例では、電圧調節回路１１８は、検出端子１０４と、この例ではコントローラ１０６の接地電位端子１０５に結合された基準電位１０２の間の電圧Ｖ_V １０３を調節する。図１の例では、電圧調節回路１１８は直列レギュレータ回路である。本発明の教示による別の例では、シャント・レギュレータ回路構成を用いることもできる。例では検出端子電圧１０３は、端子１０４を通って流れる電流１２２の大きさが第１の閾値より低いとき、第１の電圧レベルに調節される。

図示のように、検出端子１０４と外部バイアス電圧Ｖ_BIAS １０１の間に結合されているのは、インピーダンス・ブロック１８１である。本発明の教示による様々な例では、インピーダンス・ブロック１８１は、検出ピン１０４と外部バイアス電圧１０１の供給源の間に結合されたインピーダンスを形成する抵抗器１２０、ツェナー・ダイオード１１９、コンデンサ１８２、またはそれらの組合せを含むことができる。インピーダンス・ブロック１８１は、インダクタを含むこともできるが、低コストインダクタの低周波インピーダンスに関連する実用上の理由から可能性は低いと考えられるので、これについてはさらには検討しない。外部インピーダンスの選択については、図２に関連してより詳しく説明する。

インピーダンス・ブロック１８１が抵抗器１２０を有する例では、Ｖ_BIAS １０１電圧が増加すると、抵抗器１２０を流れる電流１２２も増加する。端子１０４を通って流れる電流の大きさが、電流検出回路１１０の設計によって決まる値である第１の閾値電流レベルに達すると、信号１０９が電圧調節回路１１８に供給され、電圧調節回路１１８は第２の電圧調節レベルに設定する。この第２の電圧調節レベルは、第１の調節電圧レベルよりも高くまたは低くすることができる。電圧Ｖ_V １０３が第２の電圧調節レベルに設定されると、再び電流検出回路１１０によって電流１２２の検出が行われる。第２の電圧調節レベルで端子１０４を通って流れる電流１２２の大きさは、電流検出回路１１０の出力信号１１２を決定し、したがって応答回路１１７の出力を決定する。

一例において、第２の電圧調節レベルが第１の電圧調節レベルより低い場合で、第２の電圧調節レベルでの電流１２２の大きさが第２の閾値電流レベルよりも大きい場合、これは抵抗器１２０の代わりにツェナー・ダイオード１１９が検出端子１０４に結合されていることを示すことになる。なぜなら定格ツェナー電圧に達した後は、ツェナー・ダイオードの傾斜すなわち動的インピーダンスは非常に低いからである。しかし、第２の電圧調節レベルでの電流１２２の大きさが第２の電流閾値レベルを超えない場合、これはツェナー・ダイオード１１９の代わりに抵抗器１２０が用いられていることを示す。上述の説明は、抵抗器１２０のインピーダンスが、ツェナー・ダイオード１１９の傾斜インピーダンスよりずっと高いと仮定している。

応答回路１１７の応答としては、たとえば第２の電圧調節レベルでの電流１２２が、少なくとも測定遅延期間の間、第２の電流閾値レベルよりも大きい場合、コントローラ１０６を無期限にシャットダウンすなわちラッチ・オフさせるようにする。電圧Ｖ_V １０３が第２の電圧調節レベルに調節されているとき、電流１２２の大きさが第２の電流閾値レベル超えない場合、応答回路１１７の応答は、たとえばコントローラ１０６を短時間だけシャットダウンし、次いで自動的に再起動させるようにする。

ラッチ・オフ状態のケースでは、一例ではコントローラ１０６は、コントローラ１０６に電力を供給するＶｃｃ端子１８０の電源電圧が、コントローラ１０６をリセットするため、リセット閾値レベルよりも低下し、かつ電源電圧が再導入されたときに再起動可能とするまで、無期限にシャットダウンされる。コントローラ１０６がＡＣ／ＤＣ電力変換器回路中に用いられる一例では、本発明の教示にしたがうある期間、電力変換器へのＡＣ入力電圧を除去することにより、コントローラ１０６への電源電圧をコントローラ１０６をリセットするための閾値より低下させることができる。一例ではコントローラ１０６のリセットは、Ｖｃｃ端子１８０の電圧をリセット閾値レベルより低下させることを必要とせずに実現することができ、その代わりに、コントローラ１０６の動作をリセットするのに、コントローラ１０６の別の端子を用いることができる。

一例ではＶ_BIAS １０１電圧の供給源は、電力変換器回路中の変圧器のバイアス巻線とすることができる。バイアス巻線電圧の上昇は電力変換器動作の障害状態を示すことがある。したがってこのタイプの障害状態に対するコントローラ回路の応答をプログラムすることは、コントローラ１０６のユーザにとって大きな利点となる。他の例では、応答を発生する動作状態は障害状態である必要ななく、応答を発生する必要があるその他の任意の動作状態とすることができる。一例では、その動作状態としてはコントローラに印加される外部シャットダウン信号とすることができ、応答は、たとえばコントローラがリセットされるまでシャットダウンする、または一定のシャットダウン期間後に自動的にコントローラを再起動するようにすることができる。以下の説明のために、障害状態での例を用いる。

図２は、上記の説明を補助する例示の波形を全体的に示す。プロット２００の波形は、時間ｔ ２１３に対するＩ_V ２０１の変化を示す。プロット２９０の波形は、時間ｔ ２１３に対するＶ_V ２０４の変化を示す。図示のように第１の期間２２５では、Ｉ_V ２０７は第１の閾値レベルＩ_TH1 ２０３より低い。この期間２２５では、Ｖ_V ２０４は第１の電圧レベルＶ_V1 ２０５に調節される。

時刻２２６で、Ｉ_Vは第１の閾値レベルＩ_TH1 ２０３に達し、次いでＶ_V ２０４は第２の電圧レベルＶ_V2 ２０６に調節される。図示の例ではＶ_V ２０４は、Ｉ_Vが第１の閾値レベルＩ_TH1 ２０３に達すると、ほぼ直ちに第２の電圧レベルに調節される。別の例では検出端子は、検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルＩ_TH1 ２０３に達してからある遅延期間後に、第２の電圧レベルに調節されるようにすることができる。一例ではＩ_V ２０１は、第２の閾値レベルＩ_TH2 ２０２より低い新しいレベル２１１まで上昇して、これは図１で抵抗性インピーダンス１２０がインピーダンス・ブロック１８１に含まれ、検出端子１０４に結合されていることを示す。別の例ではＩ_V ２０１は、第２の閾値レベルＩ_TH2 ２０２を超える、より高い新しいレベル２１０まで上昇し、これは図１でツェナー１１９などのずっと低いインピーダンスがインピーダンス・ブロック１８１に含まれ、検出端子１０４に結合されていることを示す。例では、電圧レベルＶ_V1 ２０５とＶ_V2 ２０６は、ほぼ一定である。別の例では、電圧レベルＶ_V1 ２０５とＶ_V2 ２０６は、検出端子１０４を通って流れる電流Ｉ_V １２２の大きさの値に応じてわずかに変化する。図２の信号２１２は、第２の電圧調節レベルＶ_V2 ２０６が設定されたときの、時間に対するＩ_V ２０１の１つの可能な実際的な特性を示す。一例ではこのタイプの特性となる理由は、コントローラ１０６が電力変換器コントローラであり、Ｉ_TH1 ２０３を超えるとすぐに、図１の応答回路１１７が初期応答信号１１１に応答して出力信号１１５を発生しており、それがコントローラ１０６の動作を停止することになり、コントローラ１０６が用いられている電力変換器の動作を停止させるからである。したがって初期応答信号１１１が用いられる場合は、初期応答信号１１１は検出端子１０４に結合されたインピーダンス・ブロック１８１のインピーダンスに関わらず印加され、したがって検出端子１０４に結合されたインピーダンスに依存しない。コントローラ１０６が動作を停止すると、電力変換器回路中では図１のコンデンサ１２１が放電を始める。したがって図２の曲線２１２で示されるように、Ｉ_Vの値は低下し始める。実用的な実装形態では、応答回路１１７がコントローラ１０６の無期限のシャットダウンすなわちラッチ・オフを命令する以前でのノイズに対する耐性を確保するために、遅延期間２０９を含めることができる。したがって本発明の教示によれば、測定遅延期間２０９の終わりに応答回路１１７が正しい出力信号１１５を供給することを可能にするために、Ｉ_V ２０１の値を第２の閾値Ｉ_TH2 ２０２より高く保つようにコンデンサ１２１が十分大きいことを確実にすることが重要である。

上述の動作は、端子１０４を通って流れる電流の大きさが閾値を超えるとき、コントローラ１０６が、検出端子１０４に結合されたインピーダンスを検出または測定するのを可能にする。したがって本発明の教示によれば、制御回路によって発生される応答は、検出端子に結合されたインピーダンスの値に依存する。

図１の例ではインピーダンス・ブロック１８１には、１２０または１１９のいずれかの単一の構成要素が含まれ、検出端子１０４に結合される。しかし他の例では、検出端子１０４に結合されたインピーダンスは、２つ以上の構成要素からなるものとすることができる。その場合は、本発明の教示によれば、電源コントローラの応答は、検出端子１０４に結合されたインピーダンス・ブロック１８１の全部の回路のインピーダンスに応答するまたは依存することになる。

上述のように一例では、電流検出回路１１０は、たとえば第１の電流閾値Ｉ_TH1を超えたことと、検出端子１０４に結合されたインピーダンスを検出する第２の段階が始まることを表示するものとして、第２の信号１１１を応答回路１１７に結合する。一例ではこの第２の信号１１１は、端子１０４に結合された回路のインピーダンスに無関係な初期応答を、回路１１７から発生させる。コントローラ１０６が電力変換器コントローラである一例では、初期応答は、第１の電流閾値Ｉ_TH1を超えたことによって障害状態であることが示されると、直ちに確実に電力変換器を保護するために、電力変換器の出力へのエネルギーの移動を停止させるようにする。本発明の教示による一例では、この初期応答信号１１１に次いで、障害状態に対する最終応答を決定するために、応答回路１１７に結合する信号１１２が後に続く。

上述の例は、単一の第２の電流閾値レベルＩ_TH2に限定されている。しかし一例では、図１に複数の応答出力１１６で示されるような複数の応答回路出力を発生させるために、電流検出回路１１０によって、１つまたは複数の追加の電流検出レベルを検出することができる。

上述の例は、単一の第２の電圧調節電圧レベルＶ_V2 ２０６に限定された。しかし一例では、検出端子１０４を通って流れる電流１２２が第１の閾値を超えるとき、複数の電圧レベルを実装することができ、これは一例では検出端子１０４で時間に対して交互の電圧レベルを提供するために、交互の電圧レベルとすることができる。検出端子１０４に交互の電圧レベルがあることにより、たとえば検出端子１０４に結合された容量性外部インピーダンス１８２も検出する能力が実現される。一般にこのタイプの容量性インピーダンス検出方式は、実装がより複雑となり、したがって以下で説明する代替実施形態では、容量性インピーダンスの検出については述べない。しかし一般原理は、以下で説明するいずれの実施形態にも適用できることを理解されたい。したがって一例では、検出端子に結合されたインピーダンスの検出は、検出端子の複数の電圧レベルで、検出端子を通って流れる電流を検出することを含むことを理解されたい。

図３は、本発明の教示による例示のコントローラの動作の例示のフローチャートを全体的に示す。ブロック３０１で、Ｖ_Vが第１の調節電圧レベルＶ_V1に調節される。ブロック３０２では、検出端子を通って流れる電流Ｉ_Vが、第１の閾値Ｉ_TH1に達したかどうかを確定するために監視される。検出端子を通って流れる電流Ｉ_VがＩ_TH1に達すると、コントローラの用途により必要な場合、ブロック３０３で初期応答が実施される。ブロック３０４で、Ｖ_Vは第２の電圧レベルＶ_V2に調節される。ブロック３０５では、Ｉ_Vが第２の電流閾値Ｉ_TH2と比較される。Ｉ_VがＩ_TH2に達すると、ブロック３０６は応答を発生する。

図３の例示のフローチャートでは、ブロック３０７、３０９に示されるように、検出端子を流れる電流と比較するために、複数の検出端子閾値電流レベルが用いられる。ブロック３０９では、Ｉ_Vはｎ番目の閾値電流値Ｉ_THnと比較され、それぞれブロック３１０、３１１で応答（ｎ−１）または応答ｎの１つを発生する。図３のフローチャートでは、複数の検出端子閾値レベルが、検出端子を流れる電流と順次的に比較される。回路実装においては、比較は同時に行うことができることを理解されたい。

本発明の教示が不明瞭にならないように図示されていないが、例ではそれぞれを用いて検出端子を流れる電流の変化を監視するために複数の電圧調節閾値を用いることも可能である。このようにして、本発明の教示によれば、検出端子に結合された回路のインピーダンスを、いくつかの異なる電圧調節閾値にわたって特性化することができる。

図４は、本発明の教示によるコントローラの一部である例示の制御回路のブロック図を全体的に示す。例では電圧検出回路４１０は、検出端子４０４と基準電位端子４０５の間の電圧Ｖ_V ４０３の大きさを検出する。電流４２２は、電圧Ｖ_V ４０３が閾値より低いときは可変電流源４１８によって決まる第１の電流値に調節され、電圧Ｖ_V ４０３が閾値に達すると可変電流源４１８によって決まる第２の値に調節される。検出端子４０４と外部バイアス電圧Ｖ_BIAS ４０１の間に、インピーダンス・ブロック４８１が結合される。様々な例ではインピーダンス・ブロック４８１は、たとえば検出ピン４０４と外部バイアス電圧４０１の供給源の間に結合されたインピーダンスを形成する抵抗器４２０、ツェナー・ダイオード４１９、またはそれらの組合せを含むことができる。

一例では可変電流源４１８は、電圧Ｖ_Vが第１の閾値電圧値より低いときは、ほぼゼロの第１の電流値を導通し、それによりＩ_V ４２２もほぼゼロに等しくなる。これらの状態では電圧Ｖ_Vは、ほぼＶ_BIAS ４０１に等しい。一例では電圧Ｖ_Vが第１の閾値電圧値に達すると、可変電流源４１８は有限の第２の電流値を導通する。これらの状態ではインピーダンス４８１の両端に電圧降下が生じるので、電圧Ｖ_Vは減少する。電圧Ｖ_Vの変化は、インピーダンス４８１の値に依存する。一例において抵抗器４２０に低い抵抗値が用いられる場合は、抵抗性要素４２０に高い抵抗値が用いられる例の場合よりも、検出端子電流４２２が第２の電流値に調節されるときの電圧の変化が小さい。

図４に示される例で、抵抗性要素４２０がツェナー・ダイオード４１９に置き換えられた場合は、その定格閾値電圧よりツェナー・ダイオード４１９両端の電圧が低いときツェナー・ダイオードはほぼ開回路となる点で、回路の特性が変わる。ツェナー・ダイオード４１９両端の電圧がその定格閾値電圧に達すると、その両端の電圧のさらなる増加に対してツェナー・ダイオード４１９は、非常に低いインピーダンスとなる。したがって本発明の教示によれば、図４で抵抗器４２０の代わりにツェナー・ダイオード４１９が用いられる場合は、可変電流源４１８がＩ_V ４２２を第２の電流レベルに調節するとき、電圧Ｖ_V ４０３は非常に小さい変化を示す。

実用的な回路実装では、可変電流源４１８は実際には、上記の説明に従って電圧Ｖ_Vの値に応じて回路への接続と非接続が切り替えられる２つの電流源を含む。本発明の教示によれば、電圧検出回路４１０の出力と応答回路４１７は、図１の回路１００の動作と多くの側面を共有する。

図５は回路４００の上記の説明を補助する例示の波形を全体的に示す。プロット５００の波形は、時間ｔ ５１３に対するＶ_V ５０１の変化を示す。プロット５９０の波形は、時間ｔ ５１３に対するＩ_V ５０４の変化を示す。第１の期間５２５では、Ｖ_V ５０７は、第１の閾値レベルＶ_TH1 ５０３より低い。期間５２５ではＩ_V ５０４は、一例ではほぼゼロである第１の電流値Ｉ_V1 ５０６に調節される。時刻５２６で、Ｖ_Vは第１の閾値レベルＶ_TH1 ５０３に達し、Ｉ_V ５０４は第２の電流値１_V2 ５０５に調節される。図示の例ではＩ_V ５０４は、Ｖ_Vが第１の閾値レベルＶ_TH1 ５０３に達するとほぼ直ちに、第２の電流値に調節される。別の例では検出端子は、Ｖ_Vが第１の閾値電圧レベルＶ_TH1 ５０３に達してから、ある遅延期間後に第２の電流値に調節されるようにすることができる。一例ではＶ_V ５０１は、第２の閾値レベルＶ_TH2 ５０２より高い新しいレベル５１１に減少する。別の例ではＶ_V ５０１は、第２の閾値レベルＶ_TH2 ５０２未満の、より低い新しいレベル５１０に減少し、これは図４で抵抗器４２０などの高いインピーダンスが検出端子４０４に結合されていることを示す。範囲の矢印５１４は、本発明の教示によりＩ_V ５０５が第２の値Ｉ_V2に調節されるとき、検出端子に結合された回路のインピーダンスに応じて生じ得る異なる電圧Ｖ_V ５０１の範囲を示す。

一例では図４のコントローラ４０６は、電力変換器コントローラである。一例では初期応答信号４１１は初期応答を発生するために応答回路４１７に結合され、初期応答としてはたとえば、電圧Ｖ_V ４０３が第１の閾値レベルに達することによって障害状態であることが示されてから直ちに、電力変換器を保護するために電力変換器の出力へのエネルギーの移動を停止させる。したがって初期応答信号は、端子４０４に結合されたインピーダンスには無関係である。図５のプロット５１５、５１６は、初期応答後の電圧Ｖ_V ５０１の例示の特性を示す。したがって図４で信号４１２に応答して発生される最終応答は、電圧Ｖ_V ５０１が減衰し過ぎる前に実現されることが重要である。図５のプロット５１５の例では、時間と共に電圧Ｖ_V ５０１はＶ_TH2 ５０２未満に減衰し、したがって時刻５２７より後で検出されると、間違った応答を生じることになる。

図６は、本発明の教示による例示のコントローラの動作の例示のフローチャートを示す。ブロック６０１では、Ｉ_Vは第１の調節電流値Ｉ_V1に調節される。ブロック６０２で、検出端子と基準電位Ｖ_Vの間の電圧が、それが第１の閾値Ｖ_TH1に達したことを確定するために監視される。Ｖ_VがＶ_TH1に達すると、コントローラの用途によって必要であればブロック６０３が初期応答を実施する。ブロック６０４では、Ｉ_Vは第２の電流値Ｉ_V2に調節される。ブロック６０５で、Ｖ_Vが第２の電圧閾値Ｖ_TH2と比較される。Ｖ_VがＶ_TH2より低い場合は、ブロック６０６が第１の応答出力を発生する。

図６の例示のフローチャートでは、ブロック６０７、６０９に示されるように、検出端子と基準電位端子の間の電圧Ｖ_Vと比較するために、複数の検出端子閾値電圧レベルが用いられる。ブロック６０９では、Ｖ_Vはｎ番目の閾値電圧レベルＶ_THnと比較され、それぞれブロック６１０、６１１で応答（ｎ−１）または応答ｎの１つを発生する。図６のフローチャートでは、複数の検出端子電圧レベルが、検出端子と基準電位端子の間の電圧Ｖ_Vと順次的に比較される。回路実装においては、比較は同時に行っても良いことを理解されたい。

本発明の教示が不明瞭にならないように図示されていないが、それぞれを用いて検出端子の電圧Ｖ_Vの変化を監視するために複数の電流調節値を用いることも可能である。このようにして、検出端子に結合された回路のインピーダンスを、いくつかの異なる電流調節閾値にわたって特性化することができる。したがって一例では、検出端子に結合されたインピーダンスの検出は、検出端子を通って流れる複数の電流で、検出端子の電圧レベルを検出することを含むことを理解されたい。

図７は、本発明の教示による例示のコントローラ７３８の一部分を全体的に示す概略図である。図示のように図７の例示の概略図は、その動作の多くの側面を、図１のブロック図の例と共有する。電圧調節回路７５３は検出端子７０４に結合され、検出端子７０４は電流Ｉ_V ７２２を受け取るように結合される。電流検出回路７５４は、図１の電流検出要素１１４と同様に、検出端子７０４を通って流れる電流の大きさを検出するように結合される。一例では、図１で別個の項目１１４として示される電流検出要素は、図７では電流検出回路７５４の一部として含まれる。電流検出回路７５４は、信号７４５、７４６を応答回路７１７に結合させ、応答回路７１７は、１つまたは複数の応答信号７１５を、本発明の教示が不明瞭にならないように図示されていないコントローラ７３８の一部に結合させる。一例では信号７４５は、検出端子７０４に結合された回路のインピーダンスに無関係に応答回路７１７から初期応答を発生させることができる初期応答信号である。

以下の説明では特に明記しない限り、すべての例示の電圧は、基準電位７０３に対して表される。正常な動作状態ではスイッチ７３２が閉じられ、したがって電圧源７３３がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ ７９１のゲート７９０に２Ｖを印加するように結合される。動作時にはＭＯＳＦＥＴ ７９１のソース７９２は、ゲート７９０の電圧値に、集積ＭＯＳＦＥＴでは通常１ボルト程度であるＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を加えた値に調節される。ソース７９２は検出端子７０４に結合されているので、したがって検出端子７０４の電圧は、ＭＯＳＦＥＴ ７９１のゲート７９０に印加される電圧の関数として調節される。

例に示されるように、検出端子７０４を通って流れる電流は、トランジスタ７３４から、トランジスタ７３５、７３９を通してミラーリングされる。一例ではトランジスタ７３４、７３５、７３９を含むカレント・ミラーは、ラベル７５２で表される比で示されるように１：１：１のカレント・ミラーである。他の例では、たとえばコントローラ７３８の内部消費を低減させるために、検出端子電流をより低い値にステップ・ダウンするように異なる比を用いることもできる。

例では、トランジスタ７３５を流れるミラーリングされた検出端子電流７２２が、インバータ・ゲート７９３を用いて、内部電源レール７４０から供給される第１の閾値電流レベルＩ_TH1 ７３７と比較される。検出端子電流７２２がＩ_TH1 ７３７より小さい場合は常に、ノード７４９の電圧はハイとなる。ノード７４９からの信号７５０は、スイッチ７３２に印加されて上述のようにスイッチ７３２をオンに保つ。しかし検出端子電流７２２がＩ_TH1 ７３７を超えると、ノード７４９の電圧はローになる。スイッチ７３２はターン・オフされ、インバータ・ゲート７９３の出力信号７５１はハイになる。出力信号７５１はスイッチ７３０に印加され、スイッチ７３０は電圧源７３１をＭＯＳＦＥＴ ７９１のゲート７９０に結合させる。

一例では電圧源７３１の値は、１．５Ｖである。電圧源７３３と比較すると、これにより検出端子７０４の電圧は約０．５Ｖだけ低下する。これは図２に示される例のＶ_V2 ２０６に対応する。インバータ・ゲート７９３の出力信号７５１がハイになると、スイッチ７６０もスイッチ・オンされる。次いでトランジスタ７３９を流れる電流は、インバータ・ゲート７４２を用いて、第２の閾値電流レベルＩ_TH2 ７４１と比較される。検出端子７０４を流れる電流が、第２の閾値電流レベルＩ_TH2 ７４１よりも大きい場合は、インバータ・ゲート７４２の出力はハイになる。論理ゲート７４４の出力もハイとなり、図１および図２の例示の回路とプロットの説明に関連して述べたように、信号７４６が応答回路７１７に印加される。

図８は、本発明の教示による例示のコントローラ８００の一部分の詳細概略図を全体的に示す。例示の回路は、その動作の多くの側面を、上述の図７の例示の概略図と共有する。以下の説明では特に明記しない限り、すべての例示の電圧は、基準電位８０２に対して表される。

図示のように応答回路８１７は、電流検出回路８１０と電圧調節回路８１８の動作を通して、検出端子８０４に結合される。例では応答回路８１７は、検出端子８０４を通って流れる電流８２２が閾値を超えるとき、検出端子８０４に結合された外部回路のインピーダンスに応答するように結合される。検出端子８０４を通って流れる電流が閾値より低い場合は、スイッチ８５６が閉じられる。次いで検出端子８０４の電圧は、電圧源８５８の電圧にほぼ等しい値に調節される。

例で、図８に示されるスイッチ８５６を検出端子８０４に結合する回路は、スイッチ閾値電圧の影響を除去するために、図７のスイッチ７３２を検出端子７０４に結合する例示の回路より複雑である。しかしこの回路の動作は、コントローラが本発明の教示から恩恵を受けるためには必要ではなく、したがって本発明の教示が不明瞭にならないようにここでは説明しない。

図８の例で、続いて信号８１３は、図１で信号１１３が電流検出回路１１０に結合されるように、電圧調節回路８１８と電流検出回路８１０の間に結合される。検出端子８０４を通って流れる電流は、トランジスタ８６２にミラーリングされる。一例ではこのカレント・ミラーの比は、コントローラ８００の内部電流消費を制限するために、ラベル８６５で示されるように、検出端子電流を１／６にステップ・ダウンする。電流源８６４は、トランジスタ８６１を流れることができる最大電流レベルを設定する。

トランジスタ８６２を流れる電流は、トランジスタ８５４、８５２からなるカレント・ミラーを通してミラーリングされる。一例ではこのカレント・ミラーはまた、回路のノイズ耐性を改善するために、トランジスタ８５２を流れる電流をフィルタリングするように結合された抵抗器８５０とコンデンサ８５１を含む。電流源８５５は、図７の電流源７３７と同様な機能を有し、第１の閾値電流のレベルを設定する。

動作時には、検出端子８０４を通って流れる電流が、トランジスタ８５２において、電流源８５５を流れる電流を超える電流フローになる場合は、インバータ・ゲート８８６の出力はハイからローに変化する。インバータ・ゲート８８６の出力がハイからローになるとき、検出端子８０４の電圧レベルを電圧源８５９とほぼ等しくなるように調節するために、信号８０９がスイッチ８５６、８５７に結合される。一例では電圧源８５９の値は、２．５Ｖである。一例ではスイッチ８５６、８５７に結合された信号８０９は、検出端子８０４を通って流れる電流が第１の電流閾値レベルを超えたことを表示するものとして電流検出回路８１０を応答回路８１７に結合する信号８１２と同じである。信号８１２は、検出端子８０４を通って流れる電流が第１の電流閾値レベルに達したことに対する初期応答を可能にするように、応答回路８１７に情報を供給する。したがって信号８１２は、検出端子８０４に結合された外部回路のインピーダンスに関わらず印加される。

一例では、信号８０９はインバータ・ゲート８６７の入力に印加され、インバータ・ゲート８６７はスイッチＫ２ ８６６をターン・オンする。一例ではさらに、信号８０９は遅延回路８５３に印加され、遅延回路８５３は、以下に述べるように信号８０９がハイからローになるとき、インバータ・ゲート８７２の出力によって決まる遅延期間の間、出力信号８７１をスイッチＫ１ ８６８に結合してオン状態にする。図示のように遅延回路８５３とスイッチ８６８の間の回路には、ＮＯＲゲートに結合された、交差結合されたＮＡＮＤゲートを含むラッチが含まれる。したがって一例では、スイッチＫ１ ８６８は、検出端子８０４を通って流れる電流が、上述のように電流源８５５の値によって決まる第１の電流閾値に達するとスイッチ・オンされる。

例ではスイッチＫ１ ８６８を流れる電流は、一例では２５０μＡである電流源８７０の値に設定される。一例でスイッチ８６８が含まれる理由は、検出端子８０４に結合される外部回路の性質に関係する。検出端子８０４と図１の１０１などの外部バイアス電圧の間に、図１の１１９と同様なツェナー・ダイオードが結合された一例では、上述のようにスイッチ８５６がターン・オフし、スイッチ８５７がターン・オンするときに検出端子８０４の調節電圧が変化させられて、検出端子８０４を通って流れる電流の増加は極めて大幅に増大し得る。本発明の教示による一例では、これらの状態において、検出端子８０４の電圧が大幅に上昇し、それにより、検出端子８０４での電圧調節レベルが電圧源８５９によって設定されるときに行われるインピーダンス測定が損なわれるのを回避するように、電圧調節回路８１８内のトランジスタ８６０がより少ない電流を導通することを確実にするために追加の電流源８７０を必要とする。

例ではスイッチ８６６がオンのとき、トランジスタ８６３は電流源８６９に直接結合される。したがって電流源８６９と電流源８７０が第２の電流レベルの閾値を設定し、それを超えるとインバータ・ゲート８７２の出力の極性をローからハイに変化させる。ラベル８７３によって示されるように、インバータ・ゲート８７２からのハイ・レベルすなわち「１」出力は、遅延回路８５３の遅延期間を無限大に設定し、それにより一例ではスイッチ８６８は無期限にオンとなる。なぜならこの状態は検出端子８０４に結合された外部回路のインピーダンスが低いことを示しているからである。しかし検出端子８０４を流れる電流が第２の閾値電流より低ければ、遅延回路８５３は、一例では５００ｎｓである遅延期間後に、スイッチ８６８をターン・オフする。

一例では、スイッチ８６８を制御するために用いられる信号８１１は、応答回路８１７にも結合される。一例では信号８１１は、検出端子８０４に結合された外部回路のインピーダンスに応じて、コントローラ８００の応答を決定する。一例では、信号８１１が、遅延回路８８８によって設定される遅延期間よりも長い間ハイのままである場合は、コントローラ８００はオフ状態にラッチされ、動作を再起動するためには、一例ではＶｃｃ端子８８０で行われる、コントローラへの電力のサイクリングが必要になる。一例では、信号８１１が遅延回路８５３によって設定される遅延期間後にローである場合、コントローラ８００は第１の期間の間ターン・オフされ、第１の期間の後に自動的に再起動され、少なくとも第２の期間の間ターン・オンされる。

図９は本発明の教示によるコントローラ９０６を使用したＡＣ−ＤＣ電力変換器回路の例示の概略図９００を全体的に示す。図示のように電力変換器は、ＡＣ入力電圧９９３を受け取り、ＤＣ電圧９９２を出力するように結合される。例示の概略図９００は、フライバック電力変換器構成を示す。バイアス電圧Ｖ_BIAS ９０１は、コンデンサ９２１の両端に印加される。オプションの出力過電圧保護（ＯＶＰ）回路９９１が、コンデンサ９２１とコントローラ９０６の検出端子９０４の間に結合される。

例では検出回路９９１が含まれ、これは図１のツェナー・ダイオード１１９と同様なツェナー・ダイオード９１９を用いる。しかしこの実用的な実装形態では、抵抗器９４０が追加されている。例ではツェナー・ダイオード９１９は、正常な動作状態において検出端子９０４を、コンデンサ９２１の両端の電圧から分離するために用いられる。検出端子９０４にはまた抵抗器９４１が結合され、入力電圧９９３に関する情報をコントローラ９０６に供給しており、それがＯＶＰ回路９９１を通って流れる電流によって損なわれることになるので、この分離が必要になる。ツェナー・ダイオード９１９は、障害状態が生じたときだけ導通し、それによりコンデンサ９２１の両端の電圧は、ツェナー・ダイオード９１９のツェナー閾値電圧に達するレベルまで増加する。したがって例では、ツェナー・ダイオード９１９は、所望の応答に関わらず用いられ、抵抗器９０１の値は、コントローラ９０６の必要な応答のタイプを決定するように選択される。検出端子９０４の電流Ｉ_V ９２２が第１の閾値電流値より低い場合は、検出端子９０４は、基準電位端子９０５に対する第１の電圧レベルに調節される。検出端子電流Ｉ_V ９２２が第１の閾値に達すると、検出端子９０４は、基準電位端子９０５に対する第２の電圧レベルに調節される。

例では検出端子電流Ｉ_V ９２２の値は、検出端子９０４が基準電位端子９０５に対する第２の電圧レベルに調節されているときに検出される。コントローラ９０６は、検出端子９０４が基準電位端子９０５に対する第２の電圧レベルに調節されているとき、検出端子電流Ｉ_V ９２２の値に応じて応答するように結合される。

したがって先に上述した例示の回路と同様に、本発明の教示によるコントローラ９０６は、検出端子９０４を通って流れる電流の大きさが閾値に達したとき、検出端子９０４に結合された回路のインピーダンスを測定する。次いで、本発明の教示によるコントローラ９０６の応答は、検出端子９０４に結合された回路の測定されたインピーダンスに依存する。

一例では１つの応答としては、ＡＣ入力電圧９９３が除去され、コントローラ９０６がリセットされ、ＡＣ入力電圧９９３が再び導入されたときに動作を再起動されるまで、電力変換器出力９９２にエネルギーがもはや供給されないようにコントローラ９０６の動作をシャットダウンする。一例では別の応答として、ある期間、電力変換器出力９９２にエネルギーがもはや供給されないようにコントローラ９０６の動作をシャットダウンし、次いでＡＣ入力電圧９９３を除去する必要なしに、コントローラ９０６の動作を自動的に再起動させることができる。名前が示すようにこの過電圧保護は、正常な調節値を超えて上昇する電圧がＤＣ出力９９２に現れるようになる電力変換器障害状態によって損傷を受けることから、ＤＣ出力９９２に結合される負荷回路を保護するために、電力変換器回路中に用いられる。

ＡＣ入力電圧９９３が除去され再導入されるまでコントローラ９０６を無期限にシャットダウンするすなわちラッチング・シャットダウンか、またはシャットダウン期間後に自動的に再起動させるかのオプションは、通常、顧客によって選択されなければならない２つの別々のコントローラ端子または別々のコントローラ設計を必要とし、これらは共にコントローラと電力変換器の追加の製造コストとなる。

図９に示される例の実用的な実装形態では、追加の抵抗器９４１が検出端子９０４に結合されることに留意されたい。例では抵抗器９４１は、電力変換器への入力電圧を検出し、検出端子９０４が入力またはライン過電圧シャットダウンと呼ばれる保護機能も実現することを可能にするために用いられる。したがって本発明の教示によれば、出力電圧９９２の出力過電圧障害状態を検出すると共に、ＡＣ入力電圧９９３の過電圧障害状態を検出するために、単一の検出端子９０４を用いることができる。したがってコントローラ９０６は実効的に、この追加の抵抗器９４１を含んで検出端子９０４に結合されたインピーダンスを測定するが、一般に抵抗器９４１のインピーダンスの値は出力ＯＶＰ回路９９１のそれに比べて非常に高く、したがって本発明の教示によるコントローラ９０６の動作に与える影響は非常に小さい。

図１０は、本発明の教示によるコントローラの一部分である例示の制御回路のブロック図を全体的に示す。図１０の例示の回路は、その動作の多くの側面を、図１の例示のブロック図と共有する。しかし、端子１００４を通って流れる電流が第１の閾値を超えるとき、検出端子電圧Ｖ_V １００３の値は第２の電圧レベルに調節されない。その代わりに電流検出回路１０１０は、端子１００４を通って流れる電流が第１の閾値に達した時間からの測定遅延期間を時間設定するタイマを含む。次いで、測定遅延が完了した後、端子１００４を通って流れる電流が検出される。例では応答回路１０１７への信号１０１２は、測定遅延期間が完了した後にのみ印加される。したがって一例では、図１の初期応答信号１１１は、図１０ではもはや必要ない。

コントローラ１００６が電力変換器回路中に使用される電力変換器コントローラである一例では、電源コントローラは、検出端子１００４を通って流れる電流Ｉ_V １０２２が、第１の電流閾値レベルに達するときも動作を継続する。たとえば図９に示されるタイプの例示の電力変換器回路では上述の動作は、端子９０４を流れる電流Ｉ_Vが第１の閾値レベルを超えるとき、電力変換器が初期応答を実施せず測定遅延期間が完了するまで動作を継続するので、Ｖ_BIAS ９０１電圧は上昇し続けることになる。

図１１は、図１０のブロック図の上記の説明を補助する例示の波形を全体的に示す。プロット１１００の波形は、時間１１１３に対するＩ_V １１０１の変化を示す。プロット１１９０の波形は、時間１１１３に対するＶ_V １１０４の変化を示す。図示のように第１の期間１１２５では、Ｉ_V １１０１は第１の閾値レベルＩ_TH1 １１０３より低い。時刻１１２６で、Ｉ_Vは第１の閾値レベルＩ_TH1 １１０３に達する。一例ではＶ_V １１０４は変化されず、Ｖ_V １１０４は引き続きＶ_V1に調節され、したがってＶ_V1とＶ_V2はほぼ等しい。一例ではＩ_V １１０１は、図１０の検出端子１００４に結合された外部回路のインピーダンスに依存した速度で上昇し続ける。測定遅延期間１１０９の後、時刻１１２８で電流Ｉ_Vが検出される。

プロット１１０７によって示される一例では、時刻１１２８でＩ_Vは第２の閾値レベルＩ_TH2 １１０２より低く、これは図１０のインピーダンス・ブロック１０８１が、検出端子１００４に結合された抵抗性インピーダンス１０２０を含むことを示す。プロット１１２７によって示される別の例では、Ｉ_V １１０１は、第２の閾値レベルＩ_TH2 １１０２を上回る、より高い新しいレベルまで上昇し、これはツェナー１０１９などのずっと低いインピーダンスが、図１０の検出端子１００４に結合されていることを示す。本発明の教示により、このようにして、図１０の検出端子１００４に結合された外部回路のインピーダンスが検出される。一例ではコンデンサ１１５０を、検出端子１００４と基準電位端子１００５の間に結合することができる。一例では、検出端子電流１０２２の時間に対する特性に影響を与えるように時定数を設定するために、コンデンサ１１５０が用いられる。コントローラ１００６の応答は、先に説明した例に関連して述べたように、検出端子１００４に結合された外部回路の測定されたインピーダンスの値に依存する。

図１２は、上記図１０と図１１に関連して述べたような本発明の教示から恩恵を受ける例示のコントローラの動作のフローチャートを全体的に示す。ブロック１２０１では、Ｖ_Vは第１の調節電圧レベルＶ_V1に調節される。ブロック１２０２では、検出端子を流れる電流Ｉ_Vが、第１の閾値Ｉ_TH1より高いかどうかを確定するために監視される。検出端子を流れる電流Ｉ_VがＩ_TH1に達すると、ブロック１２０３で測定遅延が実施される。測定遅延期間が完了した後、ブロック１２０４で、Ｉ_Vが第２の電流閾値Ｉ_TH2と比較される。Ｉ_VがＩ_TH2より大きい場合は、ブロック１２０５が第１の応答を発生する。

図１２のフローチャートでは、ブロック１２０６とブロック１２０８に示されるように、検出端子を流れる電流と比較するために、複数の検出端子閾値電流レベルが用いられる。ブロック１２０８でＩ_Vは、ｎ番目の閾値電流値Ｉ_THnと比較され、それぞれブロック１２０９、１２１０で応答（ｎ−１）または応答ｎの１つを発生する。

図１３は本発明の教示によるコントローラの一部分である例示の制御回路のブロック図を全体的に示す。例示の回路は、その動作の多くの側面を、図１０の例示のブロック図と共有する。しかし電流検出回路１３１０は、端子１３０４を通って流れる電流が第１の閾値に達する時刻から、端子１３０４を通って流れる電流が第２の閾値Ｉ_TH2に達する時刻までの、遅延期間ｄｔを時間設定するタイマを含む。次いで遅延期間は、応答回路１３１７の応答を決定するために、１つまたは複数の閾値と比較される。例では、応答回路１３１７への信号１３１２は、検出端子１３０４を通って流れる電流Ｉ_V １３２２が第２の閾値Ｉ_TH2に達した後にのみ印加される。

コントローラ１３０６が、電力変換器回路内で使用される電力変換器コントローラである一例では、検出端子１３０４を通って流れる電流Ｉ_V １３２２が第１の電流閾値レベルを超えるとき、電源コントローラが動作を継続する。たとえば図９に示されるタイプの電力変換器回路では上述の動作は、端子９０４を流れる電流Ｉ_Vが第１の閾値レベルを超えるとき、電力変換器が初期応答を実施せず端子９０４を流れる電流が第２の閾値電流値Ｉ_TH2より大きくなるまで動作を継続するので、Ｖ_BIAS ９０１電圧は上昇し続ける。

図１４は、図１３のブロック図の上記の説明を補助する例示の波形を全体的に示す。プロット１４００の波形は、時間１４１３に対するＩ_V １４０１の変化を示す。プロット１４９０の波形は、時間１４１３に対するＶ_V １４０４の変化を示す。第１の期間１４２５では、Ｉ_V １４０１は第１の閾値レベルＩ_TH1 １４０３より低い。時刻１４２６で、Ｉ_Vは第１の閾値レベルＩ_TH1 １４０３に達する。一例ではＶ_V １４０４は変化されず、Ｖ_V １４０４は引き続きＶ_V1 １４０５に調節され、したがってＶ_V1とＶ_V2はほぼ等しい。

一例ではＩ_V １４０１は、図１３の検出端子１３０４に結合された外部回路のインピーダンスに依存する速度で上昇し続ける。プロット１４０７によって示される一例では、Ｉ_Vが第２の閾値レベルＩ_TH2 １４０２に達するのに時間ｄｔ_{HIGHIMPEDANCE} １４２９を要し、高インピーダンス、たとえば図１３の抵抗性インピーダンス１３２０が検出端子１３０４に結合されていることを示す。プロット１４２７によって示される別の例では、Ｉ_Vが第２の閾値レベルＩ_TH2 １４０２に達するのに、より短い時間ｄｔ_LOWIMPEDANCE １４３０を要し、低インピーダンス、たとえば図１３のツェナー・インピーダンス１３１９が検出端子１３０４に結合されていることを示す。

したがって、本発明の教示により、図１３の検出端子１３０４に結合された外部回路のインピーダンスが検出される。一例では、検出端子電流１３２２の時間に対する特性に影響を与えるように時定数を設定するために、コンデンサ１３５０が用いられる。コントローラ１３０６の応答は、上述の例に関連して述べたように、検出端子１３０４に結合された外部回路の測定されたインピーダンスの値に依存する。

図１５は、上の図１３と図１４に関連して述べたような本発明の教示によるコントローラの動作のフローチャートを全体的に示す。ブロック１５０１では、Ｖ_Vは第１の調節電圧レベルＶ_V1に調節される。ブロック１５０２では、検出端子を通って流れる電流Ｉ_Vが、第１の閾値Ｉ_TH1に達したかどうかを確定するために監視される。検出端子を通って流れる電流Ｉ_VがＩ_TH1に達すると、ブロック１５０３で時間測定が開始される。ブロック１５０４で、Ｉ_Vは第２の電流閾値Ｉ_TH2と比較される。Ｉ_VがＩ_TH2に達すると、ブロック１５０５は、電流Ｉ_Vの、第１の閾値電流Ｉ_TH1への到達と第２の閾値電流レベルＩ_TH2への到達の間の経過時間ｄｔを測定する。ブロック１５０６で、経過時間ｄｔが第１の時間経過閾値と比較される。経過時間ｄｔが第１の経過時間閾値ｄｔ_TH1より大きい場合は、第１の応答が発生される。

図１５のフローチャートでは、ブロック１５０８、１５１０に示されるように、測定された経過時間ｄｔと比較するために、複数の経過時間閾値が用いられる。ブロック１５１０では、ｄｔはｎ番目の経過時間閾値ｄｔ_THnと比較され、それぞれブロック１５１１、１５１２で応答ｎまたは応答（ｎ＋１）の１つを発生する。

図１０から１５は、応答を発生するために、検出端子を通って流れる電流が検出される例を示している。この点に関して、図１０と図１３の例示のブロック図は、図１の例示のブロック図と同様である。しかし図１０から１５で述べた技法は、応答を発生させるために検出端子の電圧が検出される図４で示された技法にも等しく適用可能であることに留意されるべきである。この場合、本発明の教示により、図１０から１５の第１と第２の電流閾値は、第１の閾値電圧レベルを超える検出端子の電圧に対する応答を決定するために、第１と第２の電圧閾値によって置き換えられる。

以上の詳細な説明で、本発明の方法および装置について、その特定の例示の実施形態に関して説明してきた。しかし本発明の、より広い趣旨と範囲から逸脱せずに、それらに様々な変形や変更を行うことができることは明らかであろう。したがって本明細書と図面は、限定的ではなく例示的として見なされるべきである。

本発明の教示による、電流の大きさを検出する電流検出回路の一例を有する、コントローラの検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合されたコントローラの一部分の一例を全体的に示すブロック図である。 本発明の教示による、検出端子での電流および電圧の波形の例を全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラ回路端子に結合されたインピーダンスに応答するコントローラ用のフローチャートの一例を全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子と基準電位の間の電圧の値を検出する例示の電圧検出回路を有するコントローラの検出端子において、電圧を受け取るように結合されたコントローラの一部分の一例を全体的に示すブロック図である。 本発明の教示による、検出端子での電圧および電流の波形を全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラ回路端子に結合されたインピーダンスに応答するコントローラ用の例示のフローチャートを全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子を通って流れる電流の大きさを検出する例示の電流検出回路によって、検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合された回路の例示の概略図を全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子を通って流れる電流の大きさを検出する電流検出回路によって、検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合された回路の例示の概略図を全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子を通って流れる電流の大きさを検出する電流検出回路によって、検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合された回路を備えるコントローラを使用する電力変換器の例示の概略図を全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラの検出端子を通って流れる電流の大きさを検出する例示の電流検出回路によって、検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合されたコントローラの一部分の例示のブロック図を全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子での電流および電圧の波形を全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラ回路端子に結合されたインピーダンスに応答する例示のコントローラ用の例示のフローチャートを全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラの検出端子を通って流れる電流の大きさを検出する電流検出回路によって、検出端子を通って流れる電流を受け取るように結合されたコントローラの一部分の例示のブロック図を全体的に示す図である。 本発明の教示による、検出端子での電流および電圧の波形を全体的に示す図である。 本発明の教示による、コントローラ回路端子に結合されたインピーダンスに応答する例示のコントローラ用の例示のフローチャートを全体的に示す図である。

符号の説明

１００ 回路、１０１ 外部バイアス電圧、１０３ 検出端子電圧、１０４ 検出端子、１０６ コントローラ、１０７ 電圧調節回路の１つの側、１０９ 信号、１１０ 電流検出回路、１１１ 初期応答信号、１１２、１１３ 信号、１１４ 電流検出要素、１１５ 出力信号、１１６ 応答出力、１１７ 応答回路、１１８ 電圧調節回路、１１９ ツェナー・ダイオード、１２０ 抵抗器、１２１ コンデンサ、１２２ 電流、１８０ Ｖｃｃ端子、１８１ インピーダンス・ブロック、１８２ コンデンサ

Claims (30)

1. 検出端子に結合された検出回路と、
   前記検出回路に結合された調節回路であって、前記調節回路は前記検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルより小さいとき、前記検出端子を第１の電圧レベルに調節するように結合され、前記調節回路はさらに前記検出端子を通って流れる電流が前記第１の閾値電流レベルに達すると、前記検出端子を第２の電圧レベルに調節するように結合される、調節回路と、
   前記検出端子が前記第２の電圧レベルに調節されるとき、前記検出端子を通って流れる電流に応答する、前記検出回路に結合された応答回路と
   を備える電源コントローラ。
2. 前記検出端子が、前記検出端子を通って流れる電流が前記第１の閾値電流レベルに達してから遅延期間後に、前記第２の電圧レベルに調節される請求項１に記載の電源コントローラ。
3. 前記第２の電圧レベルが、前記第１の電圧レベルより低い請求項１に記載の電源コントローラ。
4. 前記第２の電圧レベルが、前記第１の電圧レベルより高い請求項１に記載の電源コントローラ。
5. 前記第２の電圧レベルが、前記第１の電圧レベルに等しい請求項１に記載の電源コントローラ。
6. 前記検出回路が、前記検出端子を通って流れる電流の大きさが前記第１の閾値電流レベルに達してから測定遅延期間後に、前記検出端子を通って流れる電流を検出するように結合される請求項５に記載の電源コントローラ。
7. 前記応答回路が、前記電源コントローラがリセットされるまで、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項１に記載の電源コントローラ。
8. 前記応答回路が、前記検出回路に応答して前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項１に記載の電源コントローラ。
9. 前記検出端子が前記第２の電圧レベルに調節されているとき、前記検出端子を通って流れる電流が第２の閾値電流レベルより大きい場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項１に記載の電源コントローラ。
10. 前記検出端子が前記第２の電圧レベルに調節されているとき、前記検出端子を通って流れる電流が第２の閾値電流レベルより小さい場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項１に記載の電源コントローラ。
11. 検出端子に結合された検出回路と、
    前記検出回路に結合された調節回路であって、前記調節回路は前記検出端子の電圧が第１の閾値電圧レベルより低いとき、前記検出端子を通って流れる電流を第１の電流値に調節するように結合され、前記調節回路はさらに前記検出端子の電圧が前記第１の閾値電圧レベルに達すると、前記検出端子を通って流れる電流を第２の電流値に調節するように結合される、調節回路と、
    前記検出回路に結合され、前記検出端子を通って流れる電流が前記第２の電流レベルに調節されると、前記検出端子の電圧に応答する応答回路と
    を備える電源コントローラ。
12. 前記検出端子が、前記検出端子の電圧が前記第１の閾値電圧レベルに達してから遅延期間後に、前記第２の電流値に調節される請求項１１に記載の電源コントローラ。
13. 前記第２の電流レベルが、前記第１の電流レベルより小さい請求項１１に記載の電源コントローラ。
14. 前記第２の電流レベルが、前記第１の電流レベルより大きい請求項１１に記載の電源コントローラ。
15. 前記第２の電流レベルが、前記第１の電流レベルに等しい請求項１１に記載の電源コントローラ。
16. 前記検出回路が、前記検出端子の電圧が前記第１の閾値電圧レベルに達してから測定遅延期間後に、前記検出端子の電圧を検出するように結合される請求項１５に記載の電源コントローラ。
17. 前記応答回路が、前記電源コントローラがリセットされるまで、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項１１に記載の電源コントローラ。
18. 前記応答回路が、検出回路に応答して前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項１１に記載の電源コントローラ。
19. 前記検出端子が前記第２の電流レベルに調節されているとき、前記検出端子の電圧が第２の閾値電圧レベルより高い場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項１１に記載の電源コントローラ。
20. 前記検出端子が前記第２の電流レベルに調節されているとき、前記検出端子の電圧が第２の閾値電圧レベルより低い場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項１１に記載の電源コントローラ。
21. 検出端子に結合された検出回路と、
    前記検出端子を通って流れる電流が、第１の電流閾値レベルに達した後、前記第１の閾値電流レベルから第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間を測定するように結合されたタイミング回路と、
    前記検出回路に結合され、前記検出端子を通って流れる電流が前記第１の閾値電流レベルから前記第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間に応答する応答回路と
    を備える電源コントローラ。
22. 前記応答回路が、前記電源コントローラがリセットされるまで、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項２１に記載の電源コントローラ。
23. 前記応答回路が、検出回路に応答して前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項２１に記載の電源コントローラ。
24. 前記検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルから第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間が閾値期間より短い場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラをラッチ・オフするように結合される請求項２１に記載の電源コントローラ。
25. 前記検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルから第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間が閾値期間より長い場合に、前記応答回路が、前記電源コントローラを自動再起動するように結合される請求項２１に記載の電源コントローラ。
26. 電源コントローラの検出端子を検出するステップと、
    前記検出端子を通って流れる電流が第１の閾値電流レベルより小さいとき、前記検出端子を第１の電圧レベルに調節するステップと、
    前記検出端子を通って流れる電流が前記第１の閾値電流レベルに達すると、前記検出端子に結合されたインピーダンスを測定するステップと、
    前記検出端子に結合されたインピーダンスに応答して、電源コントローラ応答を発生するステップと
    を含む電源を制御する方法。
27. 前記検出端子に結合されたインピーダンスを測定する前記ステップが、前記検出端子を通って流れる電流を、前記検出端子上の複数の電圧レベルで検出するステップを含む請求項２６に記載の電源を制御する方法。
28. 電源コントローラの検出端子を検出するステップと、
    前記検出端子の電圧が第１の閾値電圧レベルより低いとき、前記検出端子を通って流れる電流を第１の電流値に調節するステップと、
    前記検出端子の電圧が前記第１の閾値電圧レベルに達すると、前記検出端子に結合されたインピーダンスを測定するステップと
    前記検出端子に結合されたインピーダンスに応答して、電源コントローラ応答を発生するステップと
    を含む電源を制御する方法。
29. 前記検出端子に結合されたインピーダンスを測定する前記ステップが、前記検出端子の電圧レベルを、前記検出端子を通って流れる複数の電流で検出するステップを含む請求項２８に記載の方法。
30. 電源コントローラの検出端子を検出するステップと、
    前記検出端子を通って流れる電流が、第１の電流閾値レベルに達した後、前記第１の閾値電流レベルから第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間を測定するステップと、
    前記検出端子を通って流れる電流が前記第１の閾値電流レベルから前記第２の閾値電流レベルまで変化するのにかかる時間に応答して、電源コントローラ応答を発生するステップと
    を含む電源を制御する方法。

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