JP2008079097A

JP2008079097A - 増幅回路及び電子機器

Info

Publication number: JP2008079097A
Application number: JP2006257328A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Mitsunaka; 健満仲
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2006-09-22
Filing date: 2006-09-22
Publication date: 2008-04-03

Abstract

【課題】受信感度を向上させる増幅回路を実現する。
【解決手段】位相反転アンプ１０１の出力信号及び同相アンプ１０２の出力信号は、検波回路１０３及び検波回路１０４に入力されて振幅の情報を検出され、その振幅の情報はＡＧＣ制御回路１０５に入力される。そして、ＡＧＣ制御回路１０５は、位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅と同相アンプ１０２の出力信号の振幅との差に基づいて、位相反転アンプ１０１の利得を変更して、位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅を同相アンプ１０２の出力信号の振幅と同じ振幅になるように調整する。
【選択図】図２

Description

本発明は、増幅回路及び電子機器に関する。

テレビチューナや携帯電話のような特に電波を受信する通信機器の増幅回路には、受信された受信信号をシングルエンド入力して、ダブルバランスミキサのようなバランス入力（入力端子が２個あり、その２端子間に信号を加える）の必要なミキサ回路に差動信号に変換して出力する増幅回路がある。

このような増幅回路として、非特許文献１がある。非特許文献１の増幅回路においては、図９に示すように、ゲート接地のトランジスタＭ９１のソース及びソース接地のトランジスタＭ９２のゲートには入力信号が入力される端子９００が接続されている。トランジスタＭ９１のドレインにはトランジスタＭ９３のソースがカスコード接続されており、トランジスタＭ９２のドレインにはトランジスタＭ９４のソースがカスコード接続されている。そして、トランジスタＭ９３、Ｍ９４のドレインには、負荷抵抗Ｒ９１、Ｒ９２を介して電源Ｖｃｃが接続されている。そして、図示しないゲート電圧制御回路からトランジスタＭ９１、Ｍ９３、Ｍ９４のゲートにそれぞれ一定の電圧である制御電圧Ｖｂ９１、Ｖｂ９３、Ｖｂ９４を与えることにより、トランジスタＭ９１、Ｍ９３を介して入力信号と同位相で増幅された出力信号を端子９０７から出力することができ、トランジスタＭ９２、Ｍ９４を介して入力信号と逆位相で増幅された出力信号を端子９０６から出力することができる。

"A 6.5GHz Wideband CMOS Low Noise Amplifier for Multi-Band Use"S Chehrazi et.al.IEEE2005 Custom Integrated Circuits Conference pp801-804

しかしながら、端子９０６及び端子９０７から出力される出力信号を出力するためのトランジスタの動作方法がゲート接地のトランジスタＭ９１及びソース接地のトランジスタＭ９２と異なることから生じる温度やプロセスバラツキの影響度合いの違いや、負荷抵抗Ｍ９１、Ｍ９２の抵抗値のズレによって、端子９０６及び端子９０７から出力される出力信号の振幅にズレが生じてしまう。この振幅のズレにより、受信感度が低下するという問題がある。

また、図９に示す回路の雑音指数（ＮＦ）は、次式で表される。

ｇｍＭ９１はトランジスタＭ９１のゲート接地時のｇｍ値、ｇｍＭ９２はトランジスタＭ９２のソース接地時のｇｍ値、Ｒｓは信号源のインピーダンス、γはトランジスタの雑音定数、Ｓは回路の電圧利得とする。数式１の第２項はトランジスタＭ９１から発生する出力雑音である。ここで、数式２となったときに、数式１の第２項であるトランジスタＭ９１から発生する出力雑音はゼロとなる。

ここで、端子９０６から出力される出力信号及び端子９０７から出力される出力信号の振幅にズレが生じることは、すなわち、トランジスタＭ９１及びトランジスタＭ９２の利得にズレが生じることであり、トランジスタＭ９１及びトランジスタＭ９２のｇｍ値にズレが生じることである。このトランジスタＭ９１、Ｍ９２のｇｍ値のズレや負荷抵抗Ｍ９１、Ｍ９２の抵抗値のズレにより、雑音指数が増加し、受信感度が低下するという問題がある。

本発明の主たる目的は、受信感度を向上させる増幅回路及び電子機器を提供することである。

課題を解決するための手段及び発明の効果

本発明の増幅回路は、シングルエンド入力である入力信号を差動出力である出力信号に変換する増幅回路であって、入力信号を増幅して、前記入力信号と同位相の出力信号を出力する第１アンプと、前記入力信号を増幅して、前記入力信号と逆位相の出力信号を出力する第２アンプと、前記第１アンプ及び前記第２アンプから出力される出力信号の振幅の差に基づいて、前記第１アンプ及び前記第２アンプから出力される出力信号が同じ振幅になるように、前記第１アンプまたは前記第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整する振幅調整回路とを備えており、前記振幅調整回路は、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更することにより、前記第１アンプまたは前記第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整することを特徴とするものである。

この増幅回路によれば、第１アンプまたは第２アンプの利得を変更することにより、第１アンプ及び第２アンプから出力される出力信号の振幅を常に同じになるように調整することができ、増幅回路の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

また、前記第１アンプは、ソースに前記入力信号が入力されるゲート接地の第１トランジスタを含むアンプであり、前記第２アンプは、ゲートに前記入力信号が入力されるソース接地の第２トランジスタを含むアンプであることが好ましい。この構成によれば、ゲート接地の第１トランジスタにより、入力信号と同位相の出力信号を出力することができる。また、ソース接地の第２トランジスタにより、入力信号と逆位相の出力信号を出力することができる。すなわち、シングルエンド入力を差動信号の出力に変換することができる。

加えて、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインにソースが接続され、ドレインが出力負荷を介して電源に接続されるとともに出力端となる第３トランジスタと、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインにソースが接続され、ドレインが直接電源に接続される、電流を逃がすための第４トランジスタとを備えており、前記振幅調整回路は、前記第３トランジスタに流れる電流を変更することで、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更してもよい。この構成によれば、第３トランジスタに流れる電流を変更することで、第１アンプまたは第２アンプの利得を変更し、第１アンプまたは第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、第１アンプ及び第２アンプから出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、増幅回路の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

また、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインに接続された可変抵抗器を備えており、前記振幅調整回路は、前記可変抵抗器を調整することで、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更してもよい。この構成によれば、可変抵抗器を調整することで、第１アンプまたは第２アンプの利得を変更し、第１アンプまたは第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、第１アンプ及び第２アンプから出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、増幅回路の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

さらに、前記第１のトランジスタによって、入力インピーダンスマッチングを行うことが好ましい。この構成によれば、入力される入力信号に関わらず、一定の入力インピーダンスを保持することができる。

加えて、前記入力信号が入力される入力端に、ソースが前記第１トランジスタと共通に接続され、ドレインが直接電源に接続される、電流を逃がすための第５トランジスタを備えており、前記振幅調整回路は、前記第１トランジスタに流れる電流を変更することで、前記第１アンプの利得を変更し、前記第１トランジスタと前記第５トランジスタとに流れる電流の和が、前記第１アンプの利得を変更しても一定になることが好ましい。この構成によれば、入力される入力信号に関わらず、一定の入力インピーダンスを保持することができる。

また、前記第１アンプ、前記第２アンプ及び前記振幅調整回路は、同一半導体基板上に集積回路として構成されることが好ましい。この構成によれば、同一半導体基板上に集積回路として構成されるので、小型化及び高集積化を図ることができる。

また、本発明の増幅回路は、電子機器に採用され得る。本発明の増幅回路が電子機器に採用されていることにより、本発明の増幅回路のような制御を行わない電子機器に比べて、第１アンプ及び第２アンプから出力される出力信号の振幅を常に同じになるように調整することができ、増幅回路の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

＜第１実施形態＞
本発明に係る第１実施形態について、図面を参照して説明する。本実施形態の増幅回路は、例えば、図１に示すような無線通信機器１に設けられている。アンテナ１１で受信された受信信号は、フィルタ１２である周波数帯域に選別された後、低雑音増幅器１０で増幅される。さらに、発振器１４から入力されたローカル信号と周波数変換器１３において混合されて、周波数変換される。そして、バンドパスフィルタ１５によってある周波数帯域に選別され、可変利得増幅器１６において増幅された後、ＡＤ変換器１７を通して受信する。このとき、本実施形態の増幅回路は低雑音増幅器１０として利用される。なお、本実施形態の無線通信機器１は、テレビ受像機や携帯電話等に用いられる。本実施形態では、無線通信機器１を例に挙げて説明するが、有線通信機器等に用いられるものであってもよい。

図２は、本発明の低雑音増幅器１０の電気的構成を示すブロック図である。図２において、端子１００から入力された入力信号は、一方のアンプである位相反転アンプ１０１（第２アンプ）によって、入力信号に対して位相を反転して増幅される。そして、増幅された逆位相の出力信号は端子１０６から出力される。一方、端子１００から入力された入力信号は、他方のアンプである同相アンプ１０２（第１アンプ）によって、入力信号と同位相のまま増幅される。そして、増幅された同位相の出力信号は端子１０７から出力される。このとき、位相反転アンプ１０１の出力信号は、検波回路１０３に入力されて振幅の情報が検出される。同様に、同相アンプ１０２の出力信号も、検波回路１０４に入力されて振幅の情報が検出される。そして、これらの振幅の情報はＡＧＣ制御回路１０５（振幅調整回路）に入力される。そして、ＡＧＣ制御回路１０５は、位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅と同相アンプ１０２の出力信号の振幅との差に基づいて、位相反転アンプ１０１の利得を変更して、位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅を同相アンプ１０２の出力信号の振幅と同じ振幅になるように調整する。

ＡＧＣ制御回路１０５による、振幅の調整について詳細に説明する。図３は、低雑音増幅器１０の各端子における信号の波形図である。図３（ａ）は、端子１００からの入力信号の波形２０であり、図３（ｂ）は、端子１０６から出力される波形２１、２３であり、図３（ｃ）は、端子１０７から出力される波形２２が示してある。

図３（ａ）のような端子１００から入力されたｓｉｎ波である波形２０は、位相反転アンプ１０１によって、波形２０に対して位相を反転して増幅されて、端子１０６から波形２１となり出力される（図３（ｂ））。一方、同相アンプ１０２によって、入力信号と同位相のまま増幅されて、端子１０７から波形２２となり出力される（図３（ｃ））。このとき、波形２１の振幅は波形２２の振幅よりも小さい場合には、ＡＧＣ制御回路１０５によって、位相反転アンプ１０１の利得が変更され、波形２２の振幅と同じ振幅になるように調整される。そして、端子１０７から出力される波形２２と逆位相で同じ振幅である波形２３となり、端子１０６から出力される（図３（ｂ））。

以下、増幅回路の具体的な回路構成について詳細に説明する。図４は、第１実施形態の増幅回路の具体的な回路構成を示す回路図である。

図４（ａ）に示すように、位相反転アンプ１０１は、トランジスタＭ２６（第１トランジスタ）と、トランジスタＭ２７と、負荷抵抗Ｒ２２とから構成されている。トランジスタＭ２６は、ソース接地であり、ゲートが入力端である端子１００に接続されている。トランジスタＭ２７は、ソースがトランジスタＭ２６のドレインにカスコード接続され、ドレインが出力端である端子１０６に接続されるとともに、電流信号を電圧に変換する負荷抵抗Ｒ２２を介して電源Ｖｃｃに接続されている。位相反転アンプ１０１は、トランジスタＭ２６のゲートに入力信号が与えられることにより、トランジスタＭ２７のゲートに図示しないバイアス回路から一定のバイアス電圧Ｖｂ２が与えられてトランジスタＭ２６に流れる電流が反転増幅されて、端子１０６から入力信号と逆位相の出力信号として出力される。

同相アンプ１０２は、トランジスタＭ２１（第２トランジスタ）と、トランジスタＭ２４（第３トランジスタ）、Ｍ２５（第４トランジスタ）と、負荷抵抗Ｒ２１とから構成されている。トランジスタＭ２１は、ソースが入力端である端子１００に接続されている。トランジスタＭ２４、Ｍ２５は、ソースが共通にトランジスタＭ２１のドレインに接続されている。また、トランジスタＭ２４は、ドレインが出力端である端子１０７に接続されるとともに、電流信号を電圧に変換する負荷抵抗Ｒ２１を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＭ２５は、ドレインが直接電源Ｖｃｃに接続されている。同相アンプ１０２は、トランジスタＭ２１のゲートに図示しないバイアス回路から一定のバイアス電圧Ｖｂ１が与えられ、後述する電流調整回路２０５からの制御電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２により、トランジスタＭ２４、Ｍ２５に与えられる電流を制御することにより、トランジスタＭ２１に流れる電流が増幅されて、端子１０７から入力信号と同位相の出力信号として出力される。

図４（ｂ）に示すように、電流調整回路２０５は、制御電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が与えられるトランジスタＭ２８、Ｍ２９と、Ｍ２４とカレントミラー回路を構成するトランジスタＭ２２と、トランジスタＭ２５とカレントミラー回路を構成するトランジスタＭ２３とから構成されている。トランジスタＭ２８、Ｍ２９は、ドレインが直接電源Ｖｃｃに接続されており、ゲートに制御電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が与えられ、ソースがトランジスタＭ２２、Ｍ２３のドレインにそれぞれ接続されている。この制御電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２は、端子１０６から出力される出力信号を検波回路１０３に入力することにより検出された出力信号の振幅の情報と、端子１０７から出力される出力信号を検波回路１０４に入力することにより検出された出力信号の振幅の情報とがＡＧＣ制御回路１０５に入力されることにより、その振幅の差に基づいて与えられる。

たとえば、端子１０６から出力される出力信号の振幅の方が、端子１０７から出力される出力信号の振幅よりも大きい場合、ＡＧＣ制御回路１０５は、同相アンプ１０２の利得を大きくするために、制御電圧Ｖｃ１の電圧を大きくして、制御電圧Ｖｃ２の電圧を小さくする。これにより、トランジスタＭ２２に流れる電流が大きくなり、トランジスタＭ２２はトランジスタＭ２４とカレントミラー回路を構成しているので、ミラー効果によりトランジスタＭ２４に大きな電流が流れ、同相アンプ１０２の利得が大きくなる。これにより、端子１０７から出力される出力信号の振幅を端子１０６から出力される出力信号の振幅と同じ振幅に調整することができる。

また、端子１０６から出力される出力信号の振幅の方が、端子１０７から出力される出力信号の振幅よりも小さい場合、ＡＧＣ制御回路１０５は、同相アンプ１０２の利得を小さくするために、制御電圧Ｖｃ１の電圧を小さくする。これにより、トランジスタＭ２２に流れる電流が小さくなり、ミラー効果によりトランジスタＭ２４に小さな電流が流れる。そして、制御電圧Ｖｃ２の電圧を大きくすることにより、トランジスタＭ２３に流れる電流が大きくなり、余分となる電流をトランジスタＭ２５に逃がして、同相アンプ１０２の利得が小さくなる。これにより、端子１０７から出力される出力信号の振幅を端子１０６から出力される出力信号の振幅と同じ振幅に調整することができる。

なお、図２の低雑音増幅器１０は、同一半導体基板上に集積回路として構成される。これにより、小型化及び高集積化を図ることができる。

このように、トランジスタＭ２１により、入力信号と同位相の出力信号を出力することができ、トランジスタＭ２６により、入力信号と逆位相の出力信号を出力することができる。すなわち、シングルエンド入力を差動信号の出力に変換することができる。そして、トランジスタＭ２４に流れる電流を変更することで、同相アンプ１０２の利得を変更することにより、同相アンプ１０２から出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、位相反転アンプ１０１及び同相アンプ１０２から出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、低雑音増幅器１０の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

＜第２実施形態＞
本発明に係る第２実施形態について、図面を参照して説明する。図５は、第２実施形態の増幅回路の具体的な回路構成を示す回路図である。なお、第１実施形態と実質的に同じ機能を有するものは同一の符号を付してその説明を省略する。

図５（ａ）に示すように、位相反転アンプ１３１は、トランジスタＭ２６のゲートに入力信号が与えられることにより、トランジスタＭ２７のゲートに図示しないバイアス回路から一定のバイアス電圧Ｖｂ２が与えられてトランジスタＭ２６に流れる電流が反転増幅されて、端子１０６から入力信号と逆位相の出力信号として出力される。

同相アンプ１３２は、トランジスタＭ２１と、トランジスタＭ３０と、可変抵抗器３０１とから構成されている。トランジスタＭ２１は、ソースが入力端である端子１００に接続されている。トランジスタＭ３０は、ソースがトランジスタＭ２１のドレインにカスコード接続され、ドレインが出力端である端子１０７に接続されるとともに、電流信号を電圧に変換する可変抵抗器３０１を介して電源Ｖｃｃに接続されている。同相アンプ１３２は、トランジスタＭ２１、Ｍ３０のゲートに図示しないバイアス回路から一定のバイアス電圧Ｖｂ１、Ｖｂ３がそれぞれ与えられることにより、トランジスタＭ２１、Ｍ３０に流れる電流が増幅されて、端子１０７から入力信号と同位相の出力信号として出力される。

図５（ｂ）に示すように、可変抵抗器３０１は、スイッチと負荷抵抗が直列に接続されたものが並列にｎ列並んで構成されている。そして、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎ側の一端が直接電源Ｖｃｃに接続され、負荷抵抗Ｒ１〜Ｒｎ側の一端がトランジスタＭ３０のドレインに接続されるとともに、出力端子である端子１０７に接続されている。この可変抵抗器３０１の抵抗値は、端子１０６から出力される出力信号を検波回路１０３に入力することにより検出された出力信号の振幅の情報と、端子１０７から出力される出力信号を検波回路１０４に入力することにより検出された出力信号の振幅の情報とがＡＧＣ制御回路１０５に入力されることにより、その振幅の差に基づいてｎビットの制御信号が出力されて変更される。ｎビットの制御信号は２進数の情報となっており、この２進数の情報に従って、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎがＯＮもしくはＯＦＦする。

たとえば、同相アンプ１３２の利得を大きくしたい場合には、可変抵抗器３０１の抵抗値を小さくすることにより、トランジスタＭ２１、Ｍ２８に流れる電流が小さくなり、同相アンプ１３２の利得を大きくすることができる。また、同相アンプ１３２の利得を小さくしたい場合には、可変抵抗器３０１の抵抗値を大きくすることにより、トランジスタＭ２１、Ｍ３０に流れる電流が大きくなり、同相アンプ１３２の利得を小さくすることができる。このように、同相アンプ１３２の利得を変更することにより、端子１０７から出力される出力信号の振幅を調整することができる。すなわち、端子１０７から出力される出力信号の振幅を端子１０６から出力される出力信号の振幅と同じ振幅に調整することができる。

このように可変抵抗器３０１によって負荷抵抗の抵抗値を変更することにより、同相アンプ１３２の利得を変更することにより、同相アンプ１３２から出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、位相反転アンプ１３１及び同相アンプ１３２から出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、低雑音増幅器１０の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

＜第３実施形態＞
本発明に係る第３実施形態について、図面を参照して説明する。図６は、第３実施形態の増幅回路の具体的な回路構成を示す回路図である。なお、第１実施形態または第２実施形態と実質的に同じ機能を有するものは同一の符号を付してその説明を省略する。

図６（ａ）に示すように、位相反転アンプ１４１は、トランジスタＭ２６のゲートに入力信号が与えられることにより、トランジスタＭ２７のゲートに図示しないバイアス回路から一定のバイアス電圧Ｖｂ２が与えられてトランジスタＭ２６に流れる電流が反転増幅されて、端子１０６から入力信号と逆位相の出力信号として出力される。

同相アンプ１４２は、トランジスタＭ２１、Ｍ３１（第５トランジスタ）と、負荷抵抗Ｒ２１とから構成されている。トランジスタＭ２１、Ｍ３１は、ソースが共通に入力端である端子１００に接続されている。また、トランジスタＭ２１は、ドレインが出力端である端子１０７に接続されるとともに、負荷抵抗Ｒ２１を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＭ３１は、ドレインが直接電源Ｖｃｃに接続されている。そして、図６（ｂ）に示すように、電流調整回路２０５からの制御電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２により、トランジスタＭ２１、Ｍ３１に与えられる電流を制御することにより、トランジスタＭ２１に流れる電流が増幅されて、端子１０７から入力信号と同位相の出力信号として出力される。

このとき、トランジスタＭ２１、Ｍ３１に流れる電流の和を一定にすることで、図９におけるＲＩＮと図６におけるＲＩＮとは、数式３に示すように、比例の関係となっているので、入力インピーダンスＲＩＮを一定にすることができる。

端子１００から入力される入力信号に関わらず、一定の入力インピーダンスを保持することで、通常外付け部品となるフィルタ１２から受ける信号の反射を抑えることができる。

次に、前記実施形態に種々の変更を加えた変更形態について説明する。
１］前第１実施形態では、図２に示すように、ＡＧＣ制御回路１０５が、位相反転アンプ１０１の利得を変更して、位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅を同相アンプ１０２の出力信号の振幅と同じ振幅になるように調整していたが、図７に示すように、同相アンプ１０２の利得を変更して、同相アンプ１０２の出力信号の振幅を位相反転アンプ１０１の出力信号の振幅と同じ振幅になるように調整してもよい。このように、位相反転アンプ１０１の利得を変更することにより、位相反転アンプ１０１から出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、位相反転アンプ１０１及び同相アンプ１０２から出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、低雑音増幅器１０の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

２］前記第１実施形態では、図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すように、トランジスタＭ２４、Ｍ２５のソースが共通に同相アンプ１０２を構成するトランジスタＭ２１のドレインに接続されて、同相アンプ１０２の利得を変更することにより、端子１０７から出力される出力信号の振幅を調整したが、図８に示すように、トランジスタＭ２４、Ｍ２５のソースが共通に位相反転アンプ１０１を構成するトランジスタＭ２６のドレインに接続されて、位相反転アンプ１０１の利得を変更することにより、端子１０６から出力される出力信号の振幅を調整してもよい。このように、トランジスタＭ２４に流れる電流を変更することで、位相反転アンプ１０１の利得を変更することにより、位相反転アンプ１０１から出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、位相反転アンプ１０１及び同相アンプ１０２から出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、低雑音増幅器１０の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

３］前記第２実施形態では、図５（ａ）に示すように、可変抵抗器３０１は同相アンプ１３２側の負荷抵抗として、同相アンプ１３２の利得を変更することにより、端子１０７から出力される出力信号の振幅を調整したが、可変抵抗器３０１は位相反転アンプ１３１側の負荷抵抗として、位相反転アンプ１３１の利得を変更することにより、端子１０６から出力される出力信号の振幅を調整してもよい。このように可変抵抗器３０１によって負荷抵抗の抵抗値を変更することにより、位相反転アンプ１３１の利得を変更することにより、位相反転アンプ１３１から出力される出力信号の振幅を調整することができる。したがって、位相反転アンプ１３１及び同相アンプ１３２から出力される出力信号の振幅が常に同じになるように調整することができ、低雑音増幅器１０の雑音指数を低下させることができる。そのため、受信感度を向上させることができる。

４］前記第１〜第３実施形態では、図２に示すように、ＡＧＣ制御回路１０５が、位相反転アンプまたは同相アンプの利得を変更して、位相反転アンプの出力信号の振幅と同相アンプの出力信号の振幅とを同じ振幅になるように調整していたが、位相反転アンプ及び同相アンプのそれぞれの利得を変更して、同相アンプの出力信号の振幅と位相反転アンプの出力信号の振幅とを同じ振幅になるように調整してもよい。

５］前記第１〜第３実施形態では、同相アンプ及び位相反転アンプを構成するトランジスタＭ２６、Ｍ２１のドレインにカスコード接続されたトランジスタＭ２７、Ｍ３０を配置しているが、このカスコード接続されたトランジスタＭ２７、Ｍ３０は配置されなくてもよい。

６］前記第１〜第３実施形態では、電流源、容量、抵抗及び電源電圧などを記していないが、回路動作する上で適切に与えてもよい。

７］前記第１〜第３実施形態では、全てのトランジスタとしてＦＥＴを用いて説明を行ってきたが、ＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタを用いてもよい。

８］前記第１〜第３実施形態では、低雑音増幅器１０内のアンプ及び負荷抵抗などは同一半導体基板上に集積回路として構成されていたが、同一半導体基板上に構成されていなくてもよい。

９］前記第１〜第３実施形態では、図１に示すようにヘテロダイン方式の受信器に用いられる低雑音増幅器１０として説明したが、ダイレクトコンバージョン受信機やダブルコンバージョン受信機などの受信回路の低雑音増幅器としてもよい。

本発明の実施形態に係る電子機器の一例である無線通信機器のブロック図である。低雑音増幅器の電気的構成を示すブロック図である。低雑音増幅器の各端子における信号の波形図であり、（ａ）は端子１００からの入力信号の波形図であり、（ｂ）は、端子１０６から出力される波形図であり、図３（ｃ）は、端子１０７から出力される波形図である。第１実施形態の低雑音増幅器の具体的な回路構成を示す回路図である。第２実施形態の低雑音増幅器の具体的な回路構成を示す回路図である。第３実施形態の低雑音増幅器の具体的な回路構成を示す回路図である。第１実施形態における変形例を示す回路図である。第２実施形態における変形例を示す回路図である。従来技術による増幅回路の具体的な回路構成を示す回路図である。

符号の説明

１無線通信機器
１０低雑音増幅器
１０１、１３１、１４１位相反転アンプ
１０２、１３２、１４２同相アンプ
１０５ＡＧＣ制御回路
２０５電流調整回路
３０１可変抵抗器
Ｍ２１〜Ｍ３１トランジスタ

Claims

シングルエンド入力である入力信号を差動出力である出力信号に変換する増幅回路であって、
入力信号を増幅して、前記入力信号と同位相の出力信号を出力する第１アンプと、
前記入力信号を増幅して、前記入力信号と逆位相の出力信号を出力する第２アンプと、
前記第１アンプ及び前記第２アンプから出力される出力信号の振幅の差に基づいて、前記第１アンプ及び前記第２アンプから出力される出力信号が同じ振幅になるように、前記第１アンプまたは前記第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整する振幅調整回路とを備えており、
前記振幅調整回路は、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更することにより、前記第１アンプまたは前記第２アンプから出力される出力信号の振幅を調整することを特徴とする増幅回路。
前記第１アンプは、ソースに前記入力信号が入力されるゲート接地の第１トランジスタを含むアンプであり、
前記第２アンプは、ゲートに前記入力信号が入力されるソース接地の第２トランジスタを含むアンプであることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインにソースが接続され、ドレインが出力負荷を介して電源に接続されるとともに出力端となる第３トランジスタと、
前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインにソースが接続され、ドレインが直接電源に接続される、電流を逃がすための第４トランジスタとを備えており、
前記振幅調整回路は、前記第３トランジスタに流れる電流を変更することで、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更することを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのドレインに接続された可変抵抗器を備えており、
前記振幅調整回路は、前記可変抵抗器を調整することで、前記第１アンプまたは前記第２アンプの利得を変更することを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
前記第１のトランジスタによって、入力インピーダンスマッチングを行うことを特徴とする請求項２〜４に記載の増幅回路。
前記入力信号が入力される入力端に、ソースが前記第１トランジスタと共通に接続され、ドレインが直接電源に接続される、電流を逃がすための第５トランジスタを備えており、
前記振幅調整回路は、前記第１トランジスタに流れる電流を変更することで、前記第１アンプの利得を変更し、
前記第１トランジスタと前記第５トランジスタとに流れる電流の和が、前記第１アンプの利得を変更しても一定になることを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
前記第１アンプ、前記第２アンプ及び前記振幅調整回路は、同一半導体基板上に集積回路として構成されることを特徴とする請求項１〜６に記載の増幅回路。
請求項１〜７のいずれかに記載の増幅回路を備えていることを特徴とする電子機器。