JP2008072827A - 圧電トランスを用いた電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 １次側と２次側とが完全に絶縁された、小型軽量の圧電トランスを用いた電源装置の実現を目的とする。
【解決手段】 印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷Ｌへ供給する圧電トランスを用いた電源装置において、圧電トランスを同一の駆動電圧が印加される１対の圧電トランス２０及び３０とし、この１対の圧電トランスの一方の圧電トランス２０の出力端子を出力整流部１６を介して負荷Ｌの一端に、他方の圧電トランス３０の出力端子を負荷Ｌの他端に接続する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、圧電振動子の共振現象を利用して交流電圧を変圧する圧電トランスを用いた電源装置に関し、特に１次側と２次側が絶縁分離された圧電トランスを用いた電源装置に関する。

従来、電源装置の１次側と２次側を絶縁するために電磁式の巻線式トランスが用いられている。しかしながら、従来の巻線式トランスは絶縁体として有機物が用いられているため、可燃性があるという点で問題があった。また、絶縁劣化による耐性不良を起こしやすいという点も問題であった。さらに、電源の安全規格を満足するためにトランスの絶縁確保に多くの対策を要し、これがコストアップの原因になるという問題も有していた。
これらの欠点を解決するために圧電トランスを用いる方法が考えられる。
圧電トランスは、セラミックから構成されていて、有機物の絶縁材料などを用いていないため、燃焼の危険性がなく、しかも、小型軽量化が容易である。また、圧電トランスは、製造中の分極過程で数ｋＶから十数ｋＶの電圧を印加しているので、予め、充分な沿面距離が確保されており、絶縁破壊の心配がない。さらに、巻線式のトランスに比べて漏れ電流も少ないという利点も有している。

このように、圧電トランスを用いた電源装置は高圧電源に適した優れた利点を有している。しかし、従来の圧電トランスを用いた電源装置は、例えば、特許文献１または特許文献２に示されているものは、圧電トランスの構造上、入力２端子、出力１端子のものが多かった。このような構造の場合、出力から流れ出た電流は入力側の端子に戻るため、１次側と２次側とを絶縁することはできないという問題があった。
１次側と２次側の絶縁が完全でないと、まず、この電源装置を用いた製品の規格上に問題が生まれるとともに、２次側から１次側への干渉が発生し、２次側の出力電圧や出力電力が不安定になるとともに、２次側高圧電源の使用状態によって、１次側で絶縁破壊が生じたり、回路動作が乱れたり、接地線を介して大きな電流が流れたり、あるいは、商用電源側にも影響が出て電源のヒューズが飛んだり遮断機が働いたり、あるいは感電の虞などの不具合が生まれる可能性がある。

特開２００５−１８４８９６号公報 特開２００５−１９８４６２号公報

上述したように、従来の圧電トランスを用いた電源装置は、燃焼の危険性がなく、小型軽量化が容易で、充分な沿面距離が確保されて絶縁破壊の心配がなく、漏れ電流も少ないという利点も有しているが、構造的に、１次側と２次側とを絶縁することはできないという問題があった。１次側と２次側との絶縁が取れないと、製品の規格上の問題をはじめ、さまざまな使用上の問題が発生しやすい。
本発明はこの点を解決して、１次側と２次側とが絶縁された、小型軽量の圧電トランスを用いた電源装置を実現することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明圧電トランスを用いた電源装置では、印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスを用いた電源装置において、前記圧電トランスを並列に接続され同一の駆動電圧が印加される１対の圧電トランスで構成し、この１対の圧電トランスの内の一方の圧電トランスの出力端子を前記負荷の一端に、他方の圧電トランスの出力端子を前記負荷の他端にそれぞれ接続し、前記一方の圧電トランスの出力端子を負荷側で接地したことを特徴とする（請求項１）。
これにより、１対の圧電トランスを用いることによって、１次側と２次側とが完全に絶縁された圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

上記課題を解決するため、本発明にかかる圧電トランスを用いた電源装置では、印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスを用いた電源装置において、前記圧電トランスの出力端子を前記負荷の一端に接続し、前記圧電トランスの接地端子を高耐圧のコンデンサを介して前記負荷の他端に接続したことを特徴とする（請求項２）。
このように、高耐圧のコンデンサを用いて１次側と２次側とを分離することによって、１次側と２次側とが絶縁された圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

ここで、前記高耐圧コンデンサに並列に高抵抗を接続した構成にしても良い（請求項３）。
これにより、瞬間的に高圧がかかることによるコンデンサの破損を防止することが可能な圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

また、交流電源電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路の出力をスイッチングして所定の駆動電圧として前記圧電トランスに印加する圧電トランス駆動部と、前記圧電トランスの出力に比例する静電誘導電圧を検出して、その検出値と予め設定された基準電圧値と差を求める電圧差演算部と、この電圧差演算部で求めた電圧差がゼロになるように前記圧電トランス駆動部を介して前記駆動電圧を可変制御する駆動電圧制御部とを備えた構成にしても良い（請求項４）。
これにより、出力電圧と電力とを可変することができ、かつ、安定に動作する１次側と２次側とが完全に絶縁された圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

ここで、前記駆動電圧制御部は、前記駆動電圧の可変制御を、デューティ比の制御によって行う構成にしても良い（請求項５）。
これにより、比較的効率がよく安定に動作する圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

本発明に係る圧電トランスを用いた電源装置によれば、１対の圧電トランス又は高耐圧のコンデンサを用いることによって、１次側と２次側とが完全に絶縁されるとともに、出力電圧や出力電力を安定に制御することが可能な小型軽量の圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

以下、本発明を図面を参照にして詳細に説明する。

図１は、本発明の圧電トランスを用いた電源装置の第１の実施形態のブロック図である。また、図２に、本第１の実施形態の全体構成を表す具体的な回路図を示す。
本第１の実施形態の電源装置１０は、駆動電圧Ｖｄを出力交流電圧Ｖａ１及びＶａ２にそれぞれ変換する１対の圧電トランス２０及び３０と、入力交流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｒに変換する入力整流部１１と、出力交流電圧Ｖａ１に同期して矩形波発振を行う発振部１２と、圧電トランス２０、３０の１次側に所定の駆動電圧Ｖｄを印加する圧電トランス駆動部１５と、この圧電トランス駆動部１５を介して駆動電圧Ｖｄのデューティ比Ｄｕを制御して圧電トランス２０、３０の出力交流電圧Ｖａ１、Ｖａ２を可変制御する駆動電圧制御部１３と、圧電トランス２０の出力交流電圧Ｖａ１に比例する静電誘導電圧と予め設定された設定基準電圧Ｖｓとを比較する電圧差演算部１４と、圧電トランス２０及び３０の出力交流電圧Ｖａ１及びＶａ２を入力して整流する出力整流部１６とを備えて構成される。

以下、各部ごとにその構成と機能及び動作を説明する。
圧電トランス２０及び３０は、印加された同相の駆動電圧Ｖｄを変圧して出力交流電圧Ｖａ１、Ｖａ２として負荷へ供給する機能を有している。基本的な機能と動作は圧電トランス２０及び３０とも同じであるのでここでは、圧電トランス２０に付いて説明する。
圧電トランス２０は、圧電振動体２１に１次電極２２、２３と２次電極２４とが設けられていて、１次側を厚さ方向に分極し、２次側を長さ方向に分極し、これらを図示しない樹脂ケース等に収容している。１次電極２２、２３は、圧電振動体２１を挟んで対向している。圧電振動体２１は、ＰＺＴ等の圧電セラミックスからなり、板状（直方体状）を呈している。圧電振動体２１の長さ方向において、一端からその長さの例えば半分までに１次電極２２、２３が設けられ、他端に２次電極２４が設けられている。１次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数ｆｒの駆動電圧Ｖｄを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い出力交流電圧Ｖａ１が２次側から出力される。２次側の出力交流電圧Ｖａ１は、例えば、圧電トランス２０が実装される配線基板上、または、圧電トランス２０が収納されている筐体に設けられた出力電圧検出電極２５で静電誘導によって検出され、同期信号Ｓｏとして発振部１２に帰還される。
なお、圧電トランス３０は、圧電トランス２０と同一の構造を有し、同一の固有共振周波数ｆｒを有している。その圧電振動体３１、１次電極３２、３３及び２次電極３４とは、圧電トランス２０の対応する部分と同じ機能を備えている。

ところで、圧電トランス２０と圧電トランス３０は出力整流部１６の素子によって相互に接続される。図３に、これらの圧電トランス２０及び３０と、出力整流部１６の回路を抜き出して示した。
圧電トランス２０及び３０は、図３に示すように、出力整流部１６のダイオードＤ６、Ｄ７、コンデンサＣ１４及び抵抗Ｒ２８によって相互に接続されているので、両圧電トランス２０及び３０を同一の駆動電圧Ｖｄによって駆動すると、両圧電トランス２０、３０の圧電振動体２１及び３１が最も安定な振動を保つように動作し、固有共振周波数ｆｒに近い同一の周波数で同相の振動を行う。振動は同相であるが、圧電トランス３０の出力端子が出力側で接地されているため、電気的には、圧電トランス３０は、圧電トランス２０の出力交流電圧Ｖａ１に対して１８０度位相の異なる出力交流電圧Ｖａ２を出力することになる。
このときの圧電トランス２０及び３０の出力交流電圧Ｖａ１及びＶａ２の波形を図４（ａ）及び図４（ｂ）に示す。

次に、この回路での出力電流の流れについて説明する。
圧電トランス２０及び３０によってコンデンサＣ１４に充電された電荷は、電流Ｉｏ＝Ｉｌ＋Ｉｒとして放出される。ただし、電流Ｉｌは負荷を流れる電流、電流Ｉｒは抵抗Ｒ２８をながれる電流である。これにより、コンデンサＣ１４に充電されていた電荷が電流Ｉｏによって放電された分、圧電トランス２０及び３０から新たに電荷を供給しなければならない。

そこで、圧電トランス２０及び３０は、図４（ａ）及び（ｂ）に示したＶａ１及びＶａ２の最初の半波で、自身の内部容量に電流Ｉ_Ａで充電を行う。続いて、残りの半波で圧電トランス２０及び３０の内部容量からの電荷も含めて電流Ｉ_ＢでコンデンサＣ１４に充電を行う。電流Ｉ_Ａ及び電流Ｉ_Ｂの流れは、図３に示したとおりである。
ここで、圧電トランス２０の出力が正弦波であることから、各充放電電流が同じになるので、Ｉ_Ａ＝Ｉ_Ｂ＝Ｉｏが成り立つ。ここで、電流Ｉ_Ａ及びＩ_Ｂとも、圧電トランス２０及び３０の内部容量を介して流れるので、圧電トランス２０及び３０の１次側と２次側、すなわち、本第１の実施形態の電源の１次側と２次側は絶縁分離される。
なお、電流ＩｌはコンデンサＣ１４と抵抗Ｒ２７などで平滑化されて直流電流として負荷Ｌに印加される。

入力整流部１１は、交流入力電源電圧Ｖｉｎを整流して直流電圧Ｖｒを、内部電源回路１７及び圧電トランス駆動部１５に印加する。図２では、ブリッジ整流回路で示したがこれに限らず一般的な整流回路を用いることができる。
内部電源回路１７は、抵抗器Ｒ２、Ｒ３、ツェナーダイオードＤ２、ダイオードＤ３、スイッチングトランジスタＱ６、コンデンサＣ４等からなり、直流電圧Ｖｒを入力して、各ＩＣの電源電圧と内部回路の電源電圧Ｖｆとを出力する。なお、スイッチングトランジスタＱ６を外部からの信号で制御することにより、本第１の実施形態の圧電トランスを用いた電源装置の動作をオン／オフすることができる。

発振部１２は、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１８及びＲ２２、コンデンサＣ５、Ｃ１１及びＣ１２、ペアダイオードＤ４、ペアバイポーラトランジスタＱ１及びコンパレータＩＣ１（１／２）等から構成されている。ペアバイポーラトランジスタＱ１は、プッシュブル増幅回路として動作する。
この回路は、圧電トランス２０からの同期信号Ｓｏが印加されない場合は、自励発振してデューティ比５０％の矩形波を出力する。

動作中には、コンパレータＩＣ１（１／２）の＋入力端子に圧電トランス２０の出力電圧検出電極２５で検出された同期信号Ｓｏが抵抗Ｒ１４とＲ１５で決まるバイアス電圧に重畳して印加される。一方、コンパレータＩＣ１（１／２）の−入力端子には、ペアバイポーラトランジスタＱ１の出力電圧を抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ５からなる積分回路で時間積分した時間平均電圧が印加される。コンパレータＩＣ１（１／２）の出力は、＋入力端子入力が−入力端子入力よりも大きい場合にハイ（Ｈｉｇｈ）、＋入力端子入力が−入力端子入力よりも小さい場合にロー（Ｌｏｗ）となるので、同期信号Ｓｏの周波数で発振する矩形波信号Ｐｎを出力する。
図５に、この実際の動作中での発振部１２のコンパレータＩＣ１（１／２）の＋入力端子の波形（１）、−入力端子の波形（２）、ペアバイポーラトランジスタＱ１の出力波形（３）を示す。波形（１）と（２）との大小関係によって、同期信号Ｓｏに同期した矩形波信号Ｐｎが出力される様子が示されている。

電圧差演算部１４は、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３及びＲ２３〜Ｒ２６、コンデンサＣ９及びＣ１０、ダイオードＤ５及びオペアンプＩＣ２等から構成されている。
この電圧差演算部１４では、圧電トランス２０からの同期信号Ｓｏの正部分をダイオードＤ５を介してコンデンサＣ９にチャージした検出出力電圧ＶｔをオペアンプＩＣ２の−入力に入力し、内部電源回路１７の出力電圧Ｖｆを抵抗Ｒ２３とＲ２４とで分圧した設定基準電圧値ＶｓをオペアンプＩＣ２の＋入力に入力して、その電圧差を駆動電圧制御部１３に入力している。そうして、検出出力電圧Ｖｔと設定基準電圧値Ｖｓとを比較し、Ｖｔ＞Ｖｓであれば検出出力電圧Ｖｔが低くなるように、逆にＶｔ＜Ｖｓであれば出力電圧Ｖｔが高くなるように、駆動電圧制御部１３や圧電トランス制御部１５を制御して、最終的にＶｔ＝Ｖｓとなるように出力電圧あるいは出力電力を定める機能を有している。

駆動電圧制御部１３は、検出出力電圧Ｖｔに応じて圧電トランス２０及び３０の入力に印加される駆動電圧Ｖｄのデューティ比を制御する。
駆動電圧制御部１３は、抵抗Ｒ１９及び２１、コンデンサＣ６及びコンパレータＩＣ１（２／２）から構成される。
コンパレータＩＣ１（２／２）の＋入力端子には、電圧差演算部１４のオペアンプＩＣ２の出力波形が入力される。また、コンパレータＩＣ１（２／２）の−入力端子には、抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ６からなる積分回路が設けられていて、ペアバイポーラトランジスタＱ１の出力電圧を時間積分した波形が入力される。
図６に、駆動電圧制御部１３の各部の波形を示す。
図６の（１）に、コンパレータＩＣ１（２／２）の＋入力端子に入力されるオペアンプＩＣ２の出力波形を示す。
また、図６の（２）に、コンパレータＩＣ１（２／２）の−入力端子の積分回路の時間積分波形を示す。この波形は図５の（２）で示したコンパレータＩＣ１（１／２）の−入力端子の波形と同じ周波数の三角波である。

この図６の（２）で示したコンパレータＩＣ１（２／２）の−入力端子の三角波の電位が、図６の（１）に示したコンパレータＩＣ１（２／２）の＋入力端子の電位よりも高くなったとき、コンパレータＩＣ１（２／２）の出力はロー（Ｌｏｗ）となる。
このコンパレータＩＣ１（２／２）の出力は、ＦＥＴＱ２のゲートに加えられる。ペアバイポーラトランジスタＱ１の出力波形は、図６の（３）で示すようにデューティ比５０％の矩形波Ｐｎであるが、ＦＥＴＱ２のゲートではコンパレータＩＣ１（２／２）の出力によってロー（Ｌｏｗ）になる部分があるため、図６の（４）に示す波形のようにデューティ比を５０％より小さな値の矩形波信号Ｐｃに変えることができる。

この結果、電圧差演算部１４のオペアンプＩＣ２の＋入力端子に入力される設定基準電圧値Ｖｓが、−入力端子に入力される検出出力電圧Ｖｔよりも高いときは、図６の（１）で示されるオペアンプＩＣ２の出力波形の電圧差信号Ｓｃの電圧も高くなり、この電圧よりも図６の（２）で示す三角波の電圧が高くなる範囲が狭くなって、コンパレータＩＣ１（２／２）の出力がロー（Ｌｏｗ）となる期間が減り、図６の（４）で示されるＦＥＴＱ２のゲートに加えられる矩形波のデューティ比Ｄｕがより大きな比率になり、圧電トランス２０及び３０の駆動電圧Ｖｄを高め、最終的には、出力電圧Ｖｏを上昇するように動作する
。
逆に、設定基準電圧値Ｖｓよりも検出出力電圧Ｖｔが高くなると、図６の（１）で示されるオペアンプＩＣ２の出力波形の電圧差信号Ｓｃの電圧が低くなって、この電圧よりも図６の（２）で示す三角波の電圧が高くなる範囲が広くなり、コンパレータＩＣ１（２／２）の出力がロー（Ｌｏｗ）となる期間が増えて、図６の（４）で示されるＦＥＴＱ２のゲートに加えられる矩形波信号Ｐｃのデューティ比Ｄｕがより小さな比率に絞られ、圧電トランス２０及び３０の駆動電圧Ｖｄを低くして、出力電圧Ｖｏを下げるように動作する。

圧電トランス駆動部１５は、例えば、ＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ２の出力によってスイッチングされるトランジスタＱ３〜Ｑ５と、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０、Ｒ１１及びＲ２０と、コンデンサＣ７、Ｃ８などから構成される。
駆動電圧制御部１３によって、デューティ比Ｄｕを制御された矩形波信号Ｐｃに応じてスイッチング素子Ｑ２が内部回路の電源電圧Ｖｆをオン・オフすることにより、トランジスタＱ３がスイッチングされ、これによってペアトランジスタＱ４、Ｑ５が入力整流部１１の出力電圧Ｖｒをスイッチングして駆動電圧Ｖｄとして圧電トランス２０及び３０に印加する。コンデンサＣ８は、スイッチングノイズを低減する役割とともに、出力電圧Ｖｒのスイッチング波形を擬似正弦波信号に変える役割を果たす。

図７に本発明の圧電トランスを用いた電源装置の第２の実施形態のブロック図を、また、図８に、本第２の実施形態の圧電トランス６０と出力整流部５６と絶縁コンデンサＣ３０と抵抗Ｒ５０などで構成される出力部分を抜き出して示した。
本第２の実施形態の各部の基本的な機能及び回路は、先に示した第１の実施形態とほぼ同じである。この第２の実施形態が、先に述べた第１の実施形態と異なる点は、図８に示した出力部分に限られる。
すなわち、第１の実施形態では、電源装置の１次側と２次側の絶縁を１対の圧電トランスを用いることで分離していたが、本第２の実施の形態では、１次側のグランドと２次側のグランドの間に高耐圧の絶縁コンデンサＣ３０を挿入することによって分離を行っている。

次に、この回路での出力電流の流れについて説明する。
圧電トランス６０によってコンデンサＣ３１に充電された電荷は、電流Ｉｏ＝Ｉｌ＋Ｉｒとして放出される。ただし、電流Ｉｌは負荷を流れる電流、電流Ｉｒは抵抗Ｒ５３をながれる電流である。これにより、コンデンサＣ３１に充電されていた電荷が電流Ｉｏによって放電された分、圧電トランス６０から新たに電荷を供給しなければならない。

そこで、圧電トランス６０は、出力交流電圧Ｖａｏの最初の半波で、自身の内部容量に電流Ｉ_Ａで充電を行う。続いて、残りの半波で圧電トランス６０の内部容量からの電荷も含めて電流Ｉ_ＢでコンデンサＣ３１に充電を行う。電流Ｉ_Ａ及び電流Ｉ_Ｂの流れは、図８に示したとおりである。
ここで、圧電トランス６０の出力が正弦波であることから、各充放電電流が同じになるので、Ｉ_Ａ＝Ｉ_Ｂ＝Ｉｏが成り立つ。ここで、電流Ｉ_Ａ及びＩ_Ｂとも、圧電トランス６０の内部容量と絶縁コンデンサＣ３０を介して流れるので、圧電トランス６０の１次側と２次側、すなわち、本第２の実施形態の電源の１次側と２次側は絶縁分離される。なお、電流ＩｌはコンデンサＣ３１と抵抗Ｒ５２などで平滑化されて直流電流として負荷Ｌに印加される。

絶縁コンデンサＣ３０に並列に高抵抗Ｒ５０を設けても良い。この場合、電源の１次側と２次側の絶縁抵抗はこの高抵抗Ｒ５０の抵抗値によって決まるが、耐圧以上の瞬間的な高圧が絶縁コンデンサＣ３０にかかって破壊されるのを防止することができる。

本発明は以上のように構成したので、交流商用電源を電源入力として、１次側と２次側とが完全に絶縁されるとともに、出力電圧や出力電力を安定に制御することが可能な小型軽量の圧電トランスを用いた電源装置を実現することができる。

本発明は以上のように構成し機能するので、空気清浄機やイオン発生器、集塵機などの高圧電源として機器に有効に用いることができ、そのような産業部門で広範囲に利用される可能性を有している。

本発明の圧電トランスを用いた電源装置の一実施形態のブロック図である。 図１に示す実施形態の全体構成を表す回路図である。 図１に示す実施形態の１対の圧電トランスと出力整流部の回路図である。 図１に示す実施形態の１対の圧電トランスの出力交流電圧の波形図である。 図１に示す実施形態の発振部各部波形図である。 図１に示す実施形態の駆動電圧制御部の各部波形図である。 本発明の圧電トランスを用いた電源装置の他の実施形態のブロック図である。 図７に示す実施形態の圧電トランスと出力整流部の回路図である。

符号の説明

１１、５１ 入力整流部
１２、５２ 発振部
１３、５３ 駆動電圧制御部
１４、５４ 電圧差演算部
１５、５５ 圧電トランス駆動部
１６、５６ 出力整流部
２０、３０、６０ 圧電トランス
Ｃ３０ 絶縁コンデンサ（高耐圧コンデンサ）
Ｒ５０ 高抵抗

Claims (5)

1. 印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスを用いた電源装置において、
   前記圧電トランスを並列に接続され同一の駆動電圧が印加される１対の圧電トランスで構成し、
   この１対の圧電トランスの内の一方の圧電トランスの出力端子を前記負荷の一端に、他方の圧電トランスの出力端子を前記負荷の他端にそれぞれ接続し、前記一方の圧電トランスの出力端子を負荷側で接地したことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
2. 印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスを用いた電源装置において、
   前記圧電トランスの出力端子を前記負荷の一端に接続し、前記圧電トランスの接地端子を高耐圧のコンデンサを介して前記負荷の他端に接続したことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
3. 前記請求項２に記載の圧電トランスを用いた電源装置において、
   前記高耐圧コンデンサに並列に高抵抗を接続したことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
4. 前記請求項１乃至３のいずれか１項に記載の圧電トランスを用いた電源装置において、
   交流電源電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   この整流回路の出力をスイッチングして所定の駆動電圧として前記圧電トランスに印加する圧電トランス駆動部と、
   前記圧電トランスの出力に比例する静電誘導電圧を検出して、その検出値と予め設定された基準電圧値と差を求める電圧差演算部と、
   この電圧差演算部で求めた電圧差がゼロになるように前記圧電トランス駆動部を介して前記駆動電圧を可変制御する駆動電圧制御部とを備えたことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
5. 前記請求項４に記載の圧電トランスを用いた電源装置において、
   前記駆動電圧制御部は、前記駆動電圧の可変制御を、デューティ比の制御によって行うことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。

Images