KR20010092339A - 스위칭 전원 회로 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

교류 전원은 정류 회로에서 정류되고, 맥동 전압은 노이즈 필터를 경유하여 출력된다. 상기 맥동 전압은 스위칭 회로에 입력되고, 제어 신호에 상응하는 펄스 폭을 갖는 교류 전압이 출력된다. 상기 교류 전압은 변압 및 정류된다. 상기 맥동 전압은 평활 콘덴서에서 평활화되고, 직류 전압이 출력된다. 전압 변화 검출 회로는 직류 전압에 포함된 리플의 기간 보다 더 긴 기간 동안에 직류 전압의 변화를 검출하고 검출 신호가 출력된다. 상기 검출 신호는 제어 회로에 출력되고, 음의 피드벡 제어가 실행되어 직류 전압은 일정하게 된다.

Description

스위칭 전원 회로 및 그 제어 방법{SWITCHING POWER CIRCUIT AND CONTROL METHOD FOR SWITCHING POWER CIRCUIT}
본 발명은 스위칭 전원 회로 및 그 제어 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 상용 전력과 같은 AC(교류) 전력의 고조파 전류(harmonic current)를 제어하며 외형이 작게 제조되는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.
본 출원은 본 출원에 병합된 2000년 3월 15일에 출원된 일본국 특허출원 제2000-073177호의 우선권 주장 출원이다.
콘덴서 입력형 스위칭 전원 회로는 상용 전원과 같은 교류를 정류하며 입력 전압, 부하 등의 변화에 관계없이 음의 피드백 제어에 의해 출력 전압을 일정하게 유지 하기 위해 교류 전원을 DC/DC 변환기로 소정의 DC 전압 레벨로 변환한다.
종래의 스위칭 전원 회로는 도 4에 도시된 바와 같이 정류 회로(1)와, 평활 콘덴서(2)와, 스위칭 회로(3)와, 변압기(4)와, 정류 회로(5)와, 평활 콘덴서(6)와, 전압 변화 검출 회로(7)와, 제어 회로(8)가 제공된다.
상기 정류 회로(1)는 상용 전원과 같은 AC 전원(in)에 대해 전파(full-wave) 또는 반파(half-wave) 정류를 실행하여 제1의 맥동 전압을 출력한다.
평활 콘덴서(2)는 알루미늄 전해 콘덴서로서 DC 전압(V2)을 출력하기 위해 제1의 맥동 전압을 평활화한다.
스위칭 회로(3)는 주어진 제어 신호(CTA)에 따라 DC 전압(V2)의 온/오프를 제어하고 소정의 주파수(f)(예컨대, 20kHz 내지 500kHz)에서 제어 신호(CTA)에 상응하는 펄스 폭을 구비한 AC 전압(V3)을 출력한다.
변압기(4)는 AC 전압(V3)을 소정의 전압, 즉 AC 전압(V4)으로서 변환한다.
정류 회로(5)는 AC 전압(V4)을 맥동 전압(V5)으로 정류한다.
평활 콘덴서(6)는 알루미늄 전해 콘덴서로서 도시도지 않은 부하에 DC전압(V6)을 출력하기 위해 맥동 전압(V5)을 평활화한다.
전압 변화 검출 회로(7)는 DC 전압(V6)의 변화를 검출하고 검출 신호(V7)를 출력한다.
제어 회로(8)는 소정의 주파수(f)에서, 스위칭 회로(3)에 검출 신호(V7)에 상응하는 펄스 폭을 구비한 제어 신호(CTA)를 공급한다.
스위칭 전원 회로에서, AC 전원(in)은 정류 회로(1)에서 전파 정류되고, 제1의 맥동 전압은 출력되어 평활 콘덴서(2)에서 평활화되고, 그 후 DC 전압(V2)이 출력된다. 상기 DC 전압(V2)은 제어 신호(CTA)에 따라 스위칭 회로(3)에서 온/오프 제어되고, 주파수(f)에서 제어 신호(CTA)에 상응하는 펄스 폭의 AC 전압(V3)이 출력된다.
AC 전압(V3)은 변압기(4)에서 AC 전압(V4)으로 변압되고, AC 전압(V4)은 정류 회로(5)에서 정류되고 맥동 전압(V5)이 출력된다. 맥동 전압(V5)은 평활 콘덴서(6)에서 평활화되고 DC 전압(V6)이 부하에 인가된다. 또한 DC 전압(V6)의 변화는 전압 변화 검출 회로(7)에서 검출되고 검출 신호(V7)가 출력된다. 검출 신호(V7)는 제어 회로(8)에 입력된다. 검출 신호(V7)의 레벨이 기준값보다 낮은 경우에 제어 신호(CTA)의 펄스폭은 스위칭 회로(3)에서의 온의 상태의 시간이 보다 길어지도록 제어되어 음의 피드백 제어가 실행되어 DC 전압(V6)은 일정하게 된다. 또한, 검출 신호(V7)의 레벨이 기준값보다 높은 경우에 제어 신호(CTA)의 펄스 폭은 스위칭 회로(3)에서의 온의 상태의 시간이 보다 짧아지도록 제어되어 음의 피드백 제어가 실행되어 DC 전압(V6)은 일정하게 된다.
그러나, 상기 종래의 스위칭 전원 회로는 이하의 문제점을 지니고 있다.
도 5의 a는 AC 전원(in)의 전압 파형(Va)을 도시하는 그래프이고, 도 5의 b는 AC 전원(in)의 전류 파형(Ia)을 도시하는 그래프이다. 도 5의 a에서, 세로축은 전압값(V)을 나타내고 가로축은 시간(t)을 나타낸다. 도5의 b에서, 세로축은 전류값(I)을 나타내고 가로축은 시간(t)을 나타낸다.
종래의 스위칭 전원 회로에서, 도 5의 a 및 b에서 도시된 바와 같이, 큰 펄스 전류가 전류 파형(Ia)의 피크에 의해 발생된 전압 파형(사인파)의 피크의 부근에서 순간적으로 흐르고, 고조파 전류는 AC 전원(in)의 한 측에서 흐른다. 상기 고조파 전류는 AC 전원(in)에 악영향을 끼치고 그에 따라 C 전원(in)에 접속된 다른 전자 장치에서 장해가 발생하고 전송 손실이 크게 된다는 문제점이 발생된다. 예컨대, 영상 기기와 음성 기기가 스위칭 전원 회로가 접속되는 AC 전원(in)에 공통으로 접속된 경우에, 영상 기기의 화질 및 음성 기기의 음질이 고조파 전류에 따라 악화된다는 문제점이 존재한다. 따라서, 현재에는 고조파 전압에 대한 한계가 있다.
또한, 스위칭 전원 회로에는 비교적 사이즈가 큰 알루미늄 전해 콘덴서인 평활 콘덴서(2) 및 평활 콘덴서(6)가 제공되고 따라서, 스위칭 전원 회로의 외형을 소형으로 만들기가 어렵다.
상기의 문제점들을 해결하기 위해, 단일한 회로 구성을 갖는 고조파 전압에 대한 대책이 취해진 스위칭 전원 회로가 제시된다. 상기 스위칭 전원 회로는 "트랜지스터 기술(CQ 출판사), 1998년 4월, 모리오 사토 저, 321 페이지의 "전원 고조파대책 기술과 설계 사례"에 기재되어 있다.
도 6은 상기 문헌(트랜지스터 기술)에 기재된 스위칭 전원 회로의 일 예를 도시하는 회로도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 상기 스위칭 전원회로에는 정류 회로(11)와, 코일(12)과, 다이오우드(13)와, 콘덴서(14)와, 콘덴서(15)와, N-채널 MOSFET(이하, NMOS라고 한다)(16)와, 변압기(17)와, 다이오우드(18)와, 코일(19)과, 다이오우드(20) 및 콘덴서(21)가 제공되어 있다. 상기 콘덴서(15) 및 콘덴서(20)는 알루미늄 전해 콘덴서이다.
상기 스위칭 전원 회로에서, NMOS(16)가 오프 상태로 되면, 변압기(17)의 제1의 코일(17a)에서 발생하는 플라이 백 전압(fly-back voltage)에 의해 전류 경로(L)에 의해 표시된 전류가 흐르고 콘덴서(14)가 충전된다. 그 후, NMOS(16)가 온 상태가 되면, 콘덴서(14)는 방전된다. 방전 전류의 경로(M)가 항상 AC 전원을 통과하므로 AC 전류가 강제적으로 취해진다. 그 결과, 전류는 정류 회로(11)의 출력 단자 사이의 전압이 콘덴서(15)의 전압 보다 낮은 구간에서도 전류가 흐른다. 따라서, 콘덴서 입력형 스위칭 전원회로에서 전류가 흐르지 않는 구간에서도 전류가 흘러, 도통각(즉, AC 전류가 흐르는 기간)이 확장되고 고조파 전류는 AC 전원(in)에 흐르지 않는다. 또한, 코일(12)이 콘덴서(14)의 방전 전류 경로(M)에 의해 표시된 전류에 의해 여기되므로 여기된 에너지는 전류 경로(N)에 의해 표시된 전류로서 방전되고 AC 전류가 강제적으로 취해진다. 그 후, 여기된 에너지는 콘덴서(14)로부터 코일(12) 및 콘덴서(15)까지 이동한다. 그 후, 콘덴서(15)의 전압은 NMOS(16)에 의해 온/오프 제어되고 도 4에 도시된 스위칭 전원 회로의 동작과 개략 유사한 동작이 실행된다.
스위칭 전원 회로에서, AC 전원(in)측에서 고조파 전류의 문제가 해결된다. 그러나, 도 4에 도시된 스위칭 전원 회로와 비교해 부속이 많고 콘덴서(15) 및 콘덴서(21)는 알루미늄 전해 콘덴서이기 때문에 도 4에 도시된 스위칭 전원 회로와 유사하게 외형을 작게 제조하는 것이 어렵고 작은 기기 내에 스위칭 전원 회로를 설치하는 것이 불가능하다는 문제점이 존재한다. 또한, 스위칭 전원 회로 이외에, 고조파에 대한 대책이 단일한 회로 구성에 의해 마련된 스위칭 전원 회로를 개발하고 있지만, 상기 회로는 회로가 복잡해지고 부속이 증가하는 문제점을 지니고 있다.
전술한 사정을 고려하여, 본 발명의 목적은 스위칭 전원 회로 및, 크기가 작고 AC 전원의 고조파 전류를 제어하는 스위칭 전원 회로에 대한 제어 방법을 제공함을 목적으로 한다.
본 발명의 제1의 특징에 따른 스위칭 전원 회로에 있어서, 제1의 맥동 전압을 생성하기 위해 교류 전원을 정류하는 제1의 정류 회로와; 상기 교류 전원의 주파수 보다 높은 소정의 주파수를 가지면서 상기 제어 신호에 상응하는 펄스 폭을 갖는 제1의 교류 전압을 생성하기 위해 입력되는 제어 신호에 따라 상기 제1의 맥동 전압의 온/오프를 제어하는 스위칭 회로와; 소정의 전압값의 제2의 교류 전압을생성하기 위해 상기 제1의 교류 전압을 변압하는 변압 회로와; 제2의 맥동 전압을 형성하기 위해 상기 제2의 교류 전압을 정류하는 제2의 정류 회로와; 직류 전압을 생성하기 위해 상기 제2의 맥동 전압을 평활화 할 뿐만 아니라 상기 직류 전압에 부하를 인가하는 평활 회로와; 검출 신호를 생성하기 위해 상기 직류 전압에 포함된 리플의 기간 보다 더 긴 기간 동안에 상기 직류 전압의 변화를 검출하는 전압 변화 검출 회로와; 상기 검출 신호의 레벨에 따라 상기 제1의 교류 전압의 상기 펄스 폭의 음의 피드백 제어를 실행하기 위해 사용되는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로가 제공되어 있다.
또한, 상기 스위칭 전원 회로에서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 콘덴서인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 스위칭 전원 회로에서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 상기 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 전기 이중층 콘덴서인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 스위칭 전원 회로에서, 상기 전압 변화 검출 회로는, 상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교할 뿐 만 아니라 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교부와; 상기 검출 신회로서 상기 주파수 성분을 출력하기 위해 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 통과시킬 뿐 만 아니라 상기 비교 결과 신호를 수신하는 저역 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 스위칭 회로에서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 상기 알류미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 더 작은 전기 이중층 콘덴서인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 스위칭 회로에서, 상기 전압 변화 검출 회로는, 상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교할 뿐만 아니라 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교부와, 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하기 위해 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수보다 낮은 주파수 성분만을 통과시킬 뿐 만 아니라 상기 비교 결과 신호를 수신하는 저역 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2의 특징에 따른 제1의 맥동 전압을 생성하기 위해 교류 전원을 정류하는 제1의 정류 회로와; 상기 교류 전원의 주파수 보다 높은 소정의 주파수를 가지면서 상기 제어 신호에 상응하는 펄스 폭을 갖는 제1의 교류 전압을 생성하기 위해 입력되는 제어 신호에 따라 상기 제1의 맥동 전압의 온/오프를 제어하는 스위칭 회로와; 소정의 전압값의 제2의 교류 전압을 생성하기 위해 상기 제1의 교류 전압을 변압하는 변압 회로와; 제2의 맥동 전압을 형성하기 위해 상기 제2의 교류 전압을 정류하는 제2의 정류 회로와; 직류 전압을 생성하기 위해 상기 제2의 맥동 전압을 평활화 할 뿐만 아니라 상기 직류 전압에 부하를 인가하는 평활 회로를 포함하는 스위칭 제어 회로의 제어 방법에 있어서, 검출 신호를 생성하기 위해 상기 직류 전압에 포함된 리플의 기간 보다 더 긴 기간 동안에 상기 직류 전압의 변화를 검출하는 전압 변화 검출 공정과; 상기 검출 신호의 레벨에 따라 상기 제1의 교류 전압의 상기 펄스 폭의 음의 피드백 제어를 실행하기 위해 사용되는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 공정을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방법이 제공되어 있다.
상기의 방법에서, 상기 전압 변화 검출 공정은, 상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교할 뿐 만 아니라 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교 공정과; 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하기 위해 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 통과시키는 로우 패스 공정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시에에 따른 스위칭 전원 회로의 전기적인 구성을 도시하는 블록도.
도 2는 도 1의 전압 변화 검출 회로의 전기적인 구성을 도시하는 블록도.
도 3의 a 및 b는 본 발명의 실시예에 따른 인 전원이 전류 파형(Ib) 및 전압 파형(Vb)을 도시하는 그래프.
도 4는 종래의 스위칭 전원 회로의 전기적인 구성을 도시하는 블록도.
도 5의 a 및 b는 도 4의 AC 전원(in)의 전류 파형(Ia) 및 전압 파형(Va)을 도시하는 그래프.
도 6은 다른 종래의 스위칭 전워니 회로의 전기적인 구성을 도시하는 블록도.
본 발명의 최상의 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 전원 회로의 전기적인 구성을 도시하는 블록도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 전원 회로에는 제1의 정류 회로(31)와, 노이즈 필터(32)와, 스위칭 회로(33)와, 변압기 회로(예를 들면, 변압기)(34)와, 제2의 정류 회로(35)와, 평활 회로(36)와, 전압 변화 검출 회로(37) 및 제어 회로(38)가 제공된다.
제1의 정류 회로(31)는 AC 전원(in)을 정류하고 제1의 맥동 전압(V32)을 출력한다.
노이즈 필터(32)는 코일(32a) 및 콘덴서(32b)를 포함하는 LC 필터로서 스위칭 회로(33)에서 스위칭 주파수의 노이즈를 제어한다.
스위칭 회로(33)는 MOSFET와 같은 스위칭 소자로서 소정의 주파수(20kHz 내지 500kHz)를 갖고 제어 신호(CTB)에 상응하는 펄스 폭을 갖는 제1의 AC 전압(V33)을 출력하기 위해 주어진 제어 신호(CTB)에 따라 제1의 맥동 전압의 온/오프를 제어한다.
변압 회로(34)는 소정 전압의 제2의 AC 전압(V34)을 발생하기 위해 제1의 AC 전압(V33)을 변압한다.
제2의 정류 회로(35)는 제2의 AC 전압(V34)을 정류하고 제2의 맥동 전압(V35)을 출력한다.
평활 회로(36)는 소정의 용량값을 갖고 있으면서 단위 용량당 체적이 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 전기 이중층 콘덴서로서, 도시되지 않은 부하에 DC 전압(V36)을 출력하기 위해 제2의 맥동 전압(V35)을 평활화한다. 상기 전기 이중층 콘덴서는 100Hz 또는 120Hz의 주파수에서 제2의 맥동 전압(V35)을 충분히 평할화 할 수 있는 특성을 갖고 있다. 예컨대, DC 전압(V36)에 포함된 리플 성분의 파고값(wave value)이 DC 전압(V36)의 1% 이내에서 제어되는 경우에, 전기 이중층 콘덴서의 임피던스는 부하 임피던스의 1% 이내에서 설정된다.
전압 변화 검출 회로(37)는 DC 전압(V36)에 포함된 리플의 기간보다 더 긴 기간동안 DC 전압(V36)의 변화를 검출하고 검출 신호(V37)를 출력한다. 전압 변화 검출 회로(37)가 DC 전압(V36)에 포함된 리플 성분을 검출하는 경우에, DC전압(V36)은 리플 성분에 따라 제어되고, 그에 따라 부하에 공급된 출력 전류는 DC 전압(V36)에 비례하지 않는다. 따라서, 전압 변화 검출 회로(37)는 DC 전압(V36)에 포함된 리플 성분에 반응하지 않는다.
제어 회로(38)는 검출 신호(V37)의 레벨에 따라 제1의 AC 전압(V33)의 펄스 폭의 음의 피드백 제어용의 제어 신호(CTB)를 발생시킨다.
도 2는 도 1에 도시된 전압 변화 검출 회로(37)의 전기적인 구성을 도시하는 블록도이다.
전압 변화 검출 회로(37)에는 기준 전압 비교부(37a), 절연부(37b) 및 LPF(저역 필터)(37c)가 제공된다.
기준 전압 비교부(37a)는 DC 전압(V36)과 DC 전압(V36)의 설정값에 상응하는 기준 전압을 비교하고 비교 결과 신호(V37a)를 출력한다.
절연부(37b)는 포토 커플러(photo coupler)로서 비교 결과 신호(V37b)를 출력하기 위해 전기적인 절연 상태에서 비교 결과 신호(V37a)를 전송한다.
LPF(37c)는 비교 결과 신호(V37b)를 수신하고 비교 결과 신호(V37a)에서 DC 전압(V36)에 포함된 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 통과시킨다. 예컨대, AC 전원(in)의 주파수가 50Hz이고 제1의 정류 회로(31)가 전파 정류 회로인 경우에, DC 전압(V36)에 포함된 리플의 주파수는 100Hz이고, 그에 따라 LPF(37c)의 컷-오프 주파수는 100Hz보다 낮은 주파수(예컨대, 10Hz)로 설정된다.
도 3의 a는 도 1에 도시된 AC 전원(in)의 전압 파형(Vb)을 도시하는 그래프이다. 도 3의 b는 도 3의 a에 도시된 AC 전원(in)의 전류 파형(Ib)을 도시하는 그래프이다. 도 3의 a에서, 세로축은 전압값(V)을 나타내고 가로축은 시간(t)을 나타낸다. 도 3의 b에서, 세로축은 전류값(I)을 나타내고 가로축은 시간(t)을 나타낸다.
본 실시예에 따른 스위칭 전원 회로의 동작은 도 1 내지 도 3의 b를 참조하여 보다 상세하게 기술될 것이다.
AC 전원(in)은 제1의 정류 회로(31)에서 전파 정류되고 제1의 맥동 전압(V32)이 출력된다. 제1의 맥동 전압(V32)은 노이즈 필터(32)를 경유하여 전송되고 제1의 맥동 전압(V32)은 노이즈 필터(32)로부터 출력된다. 제1의 맥동 전압(V32)은 제어 신호(CTB)에 따라 스위칭 회로(33)에서 온/오프 제어되고 그에 따라 제어 신호(CTB)에 상응하는 펄스 폭을 갖고 주파수가 f인 제1의 AC 전압(V33)이 출력된다. 제1의 AC 전압(V33)은 변압 회로(34)에서 제2의 AC 전압(V34)으로 변압되고 제2의 AC 전압(V34)은 제2의 정류 회로(35)에서 정류되고, 그 후 제2의 맥동 전압(V35)이 출력된다. 그 후, 제2의 맥동 전압(V35)은 평활 콘덴서(36)에서 평활화되고 DC 전압(V36)은 부하에 공급된다. 또한, 전압 변화 검출 회로(37)에서, DC 전압(V36)의 변화는 DC 전압(V36)에 포함된 리플 기간보다 긴 기간 동안에 검출되고 검출 신호(V37)가 출력된다(전압 변화 검출 공정).
상기 경우에, DC 전압(V36)은 기준 전압 비교부(37a)에서 기준 전압과 비교되고, 비교 결과 신호(V37a)는 기준 전압 비교부(37a)로부터 출력된다(기준 전압 비교 공정). 비교 결과 신호(V37a)는 절연부(37b)에 입력되고, 비교 결과 신호(V37b)는 절연부(37b)로부터 출력된다. 비교 결과 신호(V37b)에 대하여,LPF(37c)에서, DC 전압(V36)에 포함된 리플의 주파수 성분은 제거되고 DC 전압(V36)에 포함된 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 포함하는 검출 신호(V37)가 LPF(37c)로부터 출력된다(로우 패스 공정). 검출 신호(V37)는 제어 회로(38)에 입력된다. 검출 신호(V37)의 레벨이 기준값 보다 낮은 경우에, 제어 신호(CTB)의 펄스 폭은 스위칭 회로(33)의 온 상태가 보다 길어지도록 제어되고 음의 피드백 제어가 실행되어 DC 전압(V36)은 일정하게 된다. 또한, 검출 신호(V37)의 레벨이 기준값 보다 높은 경우에, 제어 신호(CTB)의 펄스 폭은 스위칭 회로(33)의 온 상태가 보다 짧아지도록 제어되고 음의 피드백 제어가 실행되어 DC 전압(V36)은 일정하게 된다(제어 신호 생성 공정).
스위칭 전원 회로에서, 제1의 정류 회로(31)의 후단에는 평활 콘덴서가 없기 때문에, 도 3의 a 및 b에 도시된 바와 같이, 전류 파형(Ib) 및 전압 파형(Vb)은 동일한 사인파가 되고 전류 파형(Ia)과 같은 피크가 존재하지 않는다(도 5의 b). 그 결과, 고조파 전류가 AC 전원(in)에 흐르지 않는다.
전술한 바와 같이, 상기 실시예에서, 제1의 정류 회로(31)의 후단에는 평활 콘덴서가 존재하지 않기 때문에, AC 전원(in)까지 흐르는 고조파는 단순한 구성에 의해 제한을 받고 외형은 작게 된다. 따라서, 영상 기기 및 음성 기기가 스위칭 전원 회로가 접속되는 AC 전원(in)에 공통으로 접속되고, 영상 기기의 화질 및 음성 기기의 음질의 저하를 피하는 것이 가능하다. 또한, 평활 회로(36)는 전기 이중층콘덴서이기 때문에, 스위칭 전원 회로의 외형은 알루미늄 전해 콘덴서를 사용하는 종래의 스위칭 전원 회로보다 작게 제조할 수가 있다. 그 결과, 작은 기기 내에 스위칭 전원 회로를 설치하는 것이 가능하다. 따라서, 전압 변화 검출 회로(37)가 DC 전류(V36)에 포함된 리를 성분에 반응하지 않기 때문에, DC 전압(V36)에 포함된 리플의 주파수 보다 낮은 주파수의 DC 전압(V36)의 변화가 검출되고 부하에 공급된 출력 전류는 DC 전압(V36)에 비례할 수 있다.
본 발명은 전술한 실시예에 한정되지 않고 본 발명의 범위와 본질을 벗어남이 없이 수정 및 변경될 수 있음은 자명하다.
예컨대, AC 전원(in)은 상용 전원에 한정되지 않고, 예컨대, 개별 전력 발전기로부터의 AC 전력 출력이 사용될 수 있다. 평활 회로(36)는 전기 이중층 콘덴서에 한정되지 않고 단위 용량당 체적이 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 콘덴서가 개발되는 경우에도 상기 콘덴서가 사용될 수 있다.
더욱, 저항기와 같은 급격한 전류 제한부가 제2의 정류 회로(35)와 평활 회로(36) 사이에서 추가될 수 잇고 제2의 맥동 전압(V35)이 급격한 전류 제한부를 경유하여 평활 회로(36)에 공급될 수 있다.

Claims (9)

  1. 스위칭 전원 회로에 있어서,
    교류 전원을 정류하며 제1의 맥동 전압을 생성하는 제1의 정류 회로와;
    입력되는 제어 신호에 따라 상기 제1의 맥동 전압의 온/오프를 제어하며, 상기 교류 전원의 주파수 보다 높은 소정의 주파수를 가지면서 상기 제어 신호에 상응하는 펄스 폭을 갖는 제1의 교류 전압을 생성하는 스위칭 회로와;
    상기 제1의 교류 전압을 변압하며 소정의 전압값의 제2의 교류 전압을 생성하는 변압 회로와;
    상기 제2의 교류 전압을 정류하며 제2의 맥동 전압을 형성하는 제2의 정류 회로와;
    상기 제2의 맥동 전압을 평활화하여 직류 전압을 생성하며 상기 직류 전압을 부하에 인가하는 평활 회로와;
    상기 직류 전압에 포함된 리플의 기간 보다 더 긴 기간 동안에 상기 직류 전압의 변화를 검출하며 검출 신호를 생성하는 전압 변화 검출 회로와;
    상기 검출 신호의 레벨에 따라 상기 제1의 교류 전압의 상기 펄스 폭의 음의 피드백 제어를 실행하기 위해 사용되는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 콘덴서인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 상기 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 작은 전기 이중층 콘덴서인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 전압 변화 검출 회로는,
    상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교하며 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교부와;
    상기 비교 결과 신호를 수신하며 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 통과시켜 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하는 저역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 평활 회로는 단위 용량당 체적이 상기 알루미늄 전해 콘덴서의 단위 용량당 체적보다 더 작은 전기 이중층 콘덴서인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  6. 제 2항에 있어서, 상기 전압 변화 검출 회로는,
    상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과비교하며 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교부와;
    상기 비교 결과 신호를 수신하며 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수보다 낮은 주파수 성분만을 통과시켜 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하는 저역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  7. 제 3항에 있어서, 상기 전압 변환 검출 회로는,
    상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교하며 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교부와;
    상기 비교 결과 신호를 수신하며 상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수보다 낮은 주파수 성분만을 통과시켜 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하는 저역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  8. 교류 전원을 정류하며 제1의 맥동 전압을 생성하는 제1의 정류 회로와; 입력되는 제어 신호에 따라 상기 제1의 맥동 전압의 온/오프를 제어하며, 상기 교류 전원의 주파수 보다 높은 소정의 주파수를 가지면서 상기 제어 신호에 상응하는 펄스 폭을 갖는 제1의 교류 전압을 생성하는 스위칭 회로와; 상기 제1의 교류 전압을 변압하며 소정의 전압값의 제2의 교류 전압을 생성하는 변압 회로와; 상기 제2의 교류 전압을 정류하며 제2의 맥동 전압을 형성하는 제2의 정류 회로와; 상기 제2의맥동 전압을 평활화하여 직류 전압을 생성하며 상기 직류 전압을 부하에 인가하는 평활 회로를 포함하는 스위칭 제어 회로는,
    상기 직류 전압에 포함된 리플의 기간 보다 더 긴 기간 동안 상기 직류 전압의 변화를 검출하며 검출 신호를 생성하는 전압 변화 검출 공정과;
    상기 검출 신호의 레벨에 따라 상기 제1의 교류 전압의 상기 펄스 폭의 음의 피드백 제어를 실행하기 위해 사용되는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 공정을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 전압 변화 검출 공정은,
    상기 직류 전압의 레벨을 상기 직류 전압의 설정값에 상응하는 기준 전압과 비교하며 비교 결과 신호를 출력하는 기준 전압 비교 공정과;
    상기 비교 결과 신호에서의 상기 직류 전압에 포함된 상기 리플의 주파수 보다 낮은 주파수 성분만을 통과시키며 상기 검출 신호로서 상기 주파수 성분을 출력하는 로우 패스 공정을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방법.
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