JP2008067191A

JP2008067191A - 周波数選択型発振器回路

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Publication number: JP2008067191A
Application number: JP2006244448A
Authority: JP
Inventors: Takashi Matsumoto; 隆司松本
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2006-09-08
Filing date: 2006-09-08
Publication date: 2008-03-21
Anticipated expiration: 2026-09-08
Also published as: US20080074206A1; US7629855B2; JP4623595B2

Abstract

【課題】装置の小型化を妨げることなく、２つの周波数を出力することができ、また、良好な出力電圧特性を得る周波数選択型発振器回路を提供することを目的とする。
【解決手段】振動周波数の異なる第１の水晶振動子１１と第２の水晶振動子１２と、それぞれ対応する第１の発振回路１３及び第２の発振回路１４とを備え、第１及び第２の発振回路のセレクタ端子には周波数切り替え電圧を印加し、第１の発振回路１３の切替論理制御端子には電源電圧Ｖｃｃを印加し、第２の発振回路１４の切替論理制御端子は接地し、発振回路１３及び１４のＱ出力同士と反転Ｑ出力同士を接続してそれぞれ共通の信号線から出力する周波数選択型発振器回路であり、また、上記構成の共通のＱ出力と共通の反転Ｑ出力の間をインダクタＬ１で接続した周波数選択型発振器回路である。
【選択図】図２

Description

本発明は、異なる２つの周波数を出力する周波数選択型発振器回路に係り、特に小型で安定した出力電圧が得られる周波数選択型発振器回路に関する。

従来の発振器回路について図１０及び図１１を使って説明する。図１０は、第１の従来の発振器回路の回路及び動作タイミングの説明図であり、図１１は、第２の従来の発振器回路の回路及び動作タイミングの説明図である。
図１０に示すように、第１の従来の発振器回路は、一定の周波数を発振する水晶振動子１と、水晶振動子１からの周波数を調整し増幅する発振用ＩＣから成る発振回路２とから構成されており、発振回路２のセレクタ端子には任意にハイレベル（Ｈｉｇｈ）又はローレベル（Ｌｏｗ）に切り替え可能な周波数切り替え電圧（SEL）が入力され、発振回路２の切り替え論理制御端子には電源電圧（Vcc）が入力される構成となっている。

上記構成の第１の従来の発振器回路では、図１０の動作タイミングに示すように、セレクタ端子からの周波数切り替え電圧（SEL）がＨｉｇｈの場合には、特定周波数の出力信号Ｑと、Ｑの反転信号（反転Ｑ）が出力され、周波数切り替え電圧がＬｏｗの場合には、Ｑ及び反転Ｑは出力されない。

また、別の従来の発振器回路として、図１１に示す第２の従来の発振器回路があった。
図１１に示すように、第２の従来の発振器回路は、上述した第１の発振器回路と同様に、水晶振動子３と発振回路４とから構成され、発振回路４のセレクタ端子には周波数切り替え電圧（SEL）が入力され、発振回路４の切り替え論理制御端子は、接地されている（GND）。

そして、上記構成の第２の従来の発振器回路では、セレクタ端子からの周波数切り替え電圧（SEL）がＨｉｇｈの場合には、Ｑ及び反転Ｑは出力されず、周波数切り替え電圧がＬｏｗの場合には、Ｑと反転Ｑとが出力されるものである。
すなわち、上記第１の従来の発振器回路と、第２の従来の発振器回路は、同一の周波数切り替え電圧に対して、逆の出力タイミングとなっている。

尚、複数の周波数を切り替えて出力する水晶発振器の従来技術としては、平成１７年６月２日公開の特開２００５−１４２９６６号「多周波切替水晶発振器」（出願人：日本電波工業株式会社、発明者：吉田浩）がある。
この従来技術は、振動周波数の異なる複数の水晶振動子と、複数の発振回路と、発振回路を選択的に切り替える切替器とを備え、水晶振動子が一枚の水晶片に設けられた複数の振動領域から成り、発振回路と切替器とはＩＣチップに集積化され、水晶片とＩＣチップとが同一容器内に密閉封入されたものであり、これにより、小型の表面実装用の多周波切替発振器を提供することができるものである。
また、別の従来の発振器回路としては、特表２００１−５２３９０８、特開２００４−０７０９６２がある。

特開２００５−１４２９６６号公報特表２００１−５２３９０８号公報特開２００４−０７０９６２号公報

しかしながら、上記第１の従来の発振器回路及び第２の従来の発振器回路では、いずれも水晶振動子と発振回路とで特定される特定の周波数とその反転出力しか出力できず、２つの異なる周波数を出力するには、別々の装置として上記従来の発振器回路が２つ必要であり、装置の小型化の妨げになるという問題点があった。

本発明は上記実状に鑑みて為されたもので、装置の小型化を妨げることなく、２つの周波数を出力することができ、また、良好な出力電圧特性を得る周波数選択型発振器回路を提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、周波数選択型発振回路において、第１の周波数を発振する第１の水晶振動子と、第１の水晶振動子に接続する第１の発振回路と、第２の周波数を発振する第２の水晶振動子と、第２の水晶振動子に接続する第２の発振回路とを備え、第１の発振回路及び第２の発振回路のセレクタ端子には、共通の周波数切り替え電圧信号が印加され、第１の発振回路の切り替え制御端子には電源電圧が印加され、第２の発振回路の切り替え制御端子は接地され、第１の発振回路の出力と第２の発振回路の出力を接続して共通の信号線から出力したことを特徴としている。

また、本発明は、上記周波数選択型発振において、回路周波数切り替え電圧信号として、ハイレベルとローレベルの電圧が印加され、第１の発振回路は、周波数切り替え電圧信号がハイレベルのとき第１の発振周波数を共通の信号線から出力し、第２の発振回路は、周波数切り替え電圧信号がローレベルのとき第２の発振周波数を共通の信号線から出力することを特徴としている。

また、本発明は、上記周波数選択型発振器回路において、第１の発振回路の出力と第２の発振回路の出力を接続して第１の共通の信号線から出力し、第１の発振回路の反転出力と第２の発振回路の反転出力を接続して第２の共通の信号線から出力したことを特徴としている。

また、本発明は、上記周波数選択型発振器回路において、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線との間をインダクタで接続したことを特徴としている。

また、本発明は、上記周波数選択型発振器回路において、インダクタのインピーダンスは、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線に発生する寄生容量のインピーダンスを打ち消すように設定されることを特徴としている。

本発明によれば、第１の周波数を発振する第１の水晶振動子と、第１の水晶振動子に接続する第１の発振回路と、第２の周波数を発振する第２の水晶振動子と、第２の水晶振動子に接続する第２の発振回路とを備え、第１の発振回路及び第２の発振回路のセレクタ端子には、共通の周波数切り替え電圧信号が印加され、第１の発振回路の切り替え制御端子には電源電圧が印加され、第２の発振回路の切り替え制御端子は接地され、第１の発振回路の出力と第２の発振回路の出力を接続して共通の信号線から出力する周波数選択型発振器回路としているので、回路の小型化を妨げることなく第１と第２の異なる周波数を出力することができる効果がある。

また、本発明は、上記周波数選択型発振器回路において、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線との間をインダクタで接続した周波数選択型発振器回路としているので、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線との間の電位差がなくなり、ＤＣレベルのずれを無くしてデューティサイクルを改善し、良好な出力電圧特性を得ることができる効果がある。

また、本発明は、上記周波数選択型発振器回路において、インダクタのインピーダンスは、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線に発生する寄生容量のインピーダンスを打ち消すように設定される周波数選択型発振器回路としているので、寄生容量の影響を低減し、出力信号の振幅の低下を防ぎ、良好な出力電圧特性を得ることができる効果がある。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路は、第１の振動周波数を備えた第１の水晶振動子と、第２の振動周波数を備えた第２の水晶振動子と、それぞれの水晶振動子に接続された第１の発振回路及び第２の発振回路とを備え、第１及び第２の発振回路のセレクタ端子には、共通の周波数切り替え電圧が印加され、第１の発振回路の切り替え論理制御端子には電源電圧（Vcc）が印加され、第２の発振回路の切り替え論理制御端子は接地され、第１の発振回路のＱ出力と第２の発振回路のＱ出力とが接続されて共通のＱ出力となり、第１の発振回路の反転Ｑ出力と第２の発振回路の反転Ｑ出力とが接続されて共通の反転Ｑ出力となる構成であり、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時には、第１の発振回路から第１の周波数のＱと反転Ｑを出力し、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時には、第２の発振回路から第２の周波数のＱと反転Ｑを出力し、１つの装置で２つの異なる周波数を時分割で出力することができるものである。

また、本発明の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路は、上記構成の周波数選択型発振器回路において、共通のＱ出力と共通の反転Ｑ出力との間にインダクタを接続した構成であり、寄生容量を低減して出力振幅の低下を防ぐことができるものである。

本発明の第１の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路について図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路（第１の回路）の回路及び動作タイミングを示す説明図である。
図１に示すように、第１の回路は、第１の水晶振動子１１及び第２の水晶振動子１２と、第１の発振回路１３及び第２の発振回路１４とから構成されている。

そして、第１の水晶振動子１１は、第１の振動周波数を発振し、第２の水晶振動子１２は第２の振動周波数を発振する。
また、第１の発振回路１３は、第１の水晶振動子１１からの振動周波数を所望の値Ｆ１に調整して増幅し、第２の発振回路１４は、第２の水晶振動子１２からの振動周波数を所望の値Ｆ２に調整して増幅する。

上記構成において、第１の発振回路１３及び第２の発振回路１４のセレクタ端子には、共通の周波数切り替え電圧（SEL）が印加されている。
また、第１の発振回路１３の切替論理制御端子は、電源電圧（Vcc）に接続されており、第２の発振回路１４の切替論理制御端子は、GNDに接続されている。

そして、第１の回路では、第１の発振回路１３のＱ出力と第２の発振回路のＱ出力とを接続して第１の回路のＱ出力としており、また、第１の発振回路１３の反転Ｑ出力と第２の発振回路の反転Ｑ出力とを接続して第１の回路の反転Ｑ出力としている。
つまり、第１の回路は、図１０に示した第１の従来の発振器回路と、図１１に示した第２の従来の発振器回路の、Ｑ出力同士及び反転Ｑ出力同士を接続した構成となっている。

上記構成の第１の発振器回路における動作タイミングについて図１を用いて説明する。
図１０を用いて既に説明したように、第１の発振器１３は、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時には、Ｑ及び反転Ｑを出力し、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時にはいずれも出力しない。また、図１１に示したように、第２の発振器１４は、第１の発振器１４とは逆に、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時に、Ｑ及び反転Ｑを出力し、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時にはいずれも出力しない。

そのため、第１の発振器１３と第２の発振器１４のＱ出力同士を接続した第１の回路のＱ出力は、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時には第１の発振器１３からの周波数Ｆ１を出力し、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時には第２の発振器１４からの周波数Ｆ２を出力する。

同様に、第１の回路の反転Ｑ出力は、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時には第１の発振器１３から周波数Ｆ１を出力し、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時には第２の発振器１４からの周波数Ｆ２を出力する。
これにより、１つの装置で２つの異なる周波数Ｆ１及びＦ２を時分割で出力することができるものである。

本発明の第１の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路によれば、振動周波数の異なる第１の水晶振動子１１と第２の水晶振動子１２と、それぞれ対応する第１の発振回路１３及び第２の発振回路１４とを備え、第１及び第２の発振回路のセレクタ端子には周波数切り替え電圧を印加し、第１の発振回路１３の切替論理制御端子には電源電圧Ｖｃｃを印加し、第２の発振回路１４の切替論理制御端子は接地し、２つの発振回路のＱ出力同士を接続して共通のＱ出力とし、反転Ｑ出力同士を接続して共通の反転Ｑ出力とした構成としているので、周波数切り替え電圧がＨｉｇｈの時には第１の発振回路１３から周波数Ｆ１でＱ出力及び反転Ｑを出力し、周波数切り替え電圧がＬｏｗの時には第２の発振回路１４から周波数Ｆ２でＱ及び反転Ｑを出力することができ、装置の小型化を妨げることなく、２つの周波数を出力することができる効果がある。

次に、本発明の第２の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路について説明する。
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路（第２の回路）の回路及び動作タイミングを示す説明図である。
図２に示すように、第２の回路は、図１に示した第１の回路のＱ出力と反転Ｑ出力とをインダクタＬ１によって接続した構成であり、第１の回路の出力特性の改良を図ったものである。尚、第２の回路におけるインダクタＬ１以外の構成部分及び動作タイミングは、第１の回路と同様であるため説明を省略する。

図１に示した第１の回路では、２つの発振器から交互に信号を出力するが、このとき、発振を停止しているほうの発振器（発振停止側トランジスタ）の寄生容量の影響で、出力振幅が低下してしまうことがあった。

ここで、寄生容量の影響及び第２の回路のインダクタの効果について図３及び図１２を用いて説明する。図３（ａ）は第１の回路に生じる寄生容量の説明図、（ｂ）は第２の回路の回路図、（ｃ）は（ｂ）の等価回路図である。また、図１２は、第１の回路のインピーダンスを示すスミスチャート図である。
例えば、図３（ａ）に示すように、図１に示した第１の回路では、寄生容量Ｃ１及びＣ２が発生する。具体的には、第１の回路において、622.08MHzでの出力停止時の出力端子インピーダンスは、図１２のスミスチャートより、12.5-j8.18である。これは、３１ｐＦの寄生容量があることを示す。この場合のインピーダンスは、│Ｚ│＝√（１２．５²＋８．１８²）＝１５Ωとなる。このように、インピーダンス１５Ωとが小さいため、出力端子に影響を与えることになる。

そこで、図３（ｂ）に示すように、第２の回路ではＱ出力（＃４OUTPUT）と反転Ｑ出力（＃５OUTPUT）とをインダクタＬ１によって接続する構成とした。
ここで、Ｑ出力ラインの寄生容量Ｃ１及び反転Ｑ出力ラインの寄生容量Ｃ２は、インダクタＬ１の接続により、ＧＮＤを介して直列に接続されていると考えられるので、図３（ｂ）の回路の等価回路は図３（ｃ）のようになる。
この回路における寄生容量のインピーダンスＺＣは、
ZC＝-j*1/(2*PI*Freq*C)＝-j*1/(2*3.14*622E+6*15.5E-12)＝-j16.5ohms.
と表される。

つまり、寄生容量のインピーダンスＺＣを打ち消すインダクタのＬのインピーダンスＺＬは、+j16.5ohms.である。
ZL=j16.5ohmsとなるインダクタＬを求めると、
j16.5=jωＬ=j*2*PI*Freq*L より、
L=j16.5/j(2*PI*Freq)=16.5/(2*PI*Freq)=4.22nH となる。

そして、実際に回路を組む際にはできるだけ４．２２ｎＨに近いインダクタＬをＬ１として選択する。
例えば、Ｌ１を４．３ｎＨとすると、インダクタＬ１のインピーダンスＺＬは、
ZL＝＋j*(2*PI*Freq*L)＝+j*(2*3.14*622E+6*4.3E-9)＝+j16.8ohms.
となる。

したがって、第２の回路における全体のインピーダンスＺtotalは、
Ztotal＝ZC*ZL/(ZC+ZL)＝(-j16.5*j16.8)/(-j16.5+j16.8)＝-j924ohms.
となり、第１の回路（15Ω）と比較すると、出力インピーダンスが大幅に大きくなって、発振停止側トランジスタが出力に与える影響が少なくなり、寄生容量は３１ｐＦから０．３ｐＦに低減する。
このようにして、第２の回路では、Ｑと反転Ｑとを接続するインダクタＬ１を設けたことにより、寄生容量が小さくなって、振幅を増加させることができるものである。

また、第１の回路では、何らかの原因によりＤＣレベルがずれ、デューティサイクルがずれてしまうことがあった。
これについても、第２の回路では、Ｑ−ＱＢ（反転Ｑ）との間をインダクタＬ１で接続したことにより、Ｑと反転Ｑとが同電位となって、ＤＣレベルのずれがなくなり、デューティサイクルが改善されるものである。

次に、本発明の第１の回路及び第２の回路の出力電圧特性の測定結果について図４〜図８を用いて説明する。図４は第１の回路の周波数Ｆ２の出力波形図であり、図５は第１の回路の周波数Ｆ１の出力波形図であり、図６は第１の回路の特性値を示す説明図である。また、図７は第２の回路の周波数Ｆ２の出力波形図であり、図８は第２の回路の周波数Ｆ１の出力波形図であり、図９は第１の回路の特性値を示す説明図である。尚、図４，５，７，８において、横軸は時間、縦軸は電圧を表す。
図４と図７とを比較すると、周波数Ｆ２における出力振幅は、図７に示した第２の回路（Ｌ１あり）のほうが大きく、波形が均一であることがわかる。
図５及び図８を比較しても、同様に、周波数Ｆ１における出力振幅は第２の回路のほうが大きく、波形が均一である。

また、図６及び図９を比較した場合、周波数Ｆ１において、図６に示した第１の回路（Ｌ１なし）の場合の＃４端子のVohは2.36(V)、Volは1.70(V)でVoh-Vol＝0.66(V)であるのに対し、図９に示した第２の回路（Ｌ１あり）の場合の＃４端子のVohは2.44(V)、Volは1.53(V)でVoh-Vol＝0.91(V)となり、第２の回路は、第１の回路に比べて、振幅が大幅に増加していることがわかる。

周波数Ｆ２についても同様であり、図６に示した第１の回路（Ｌ１なし）の場合の＃４端子のVohは2.27(V)、Volは1.60(V)であるのに対し、図９に示した第２の回路（Ｌ１あり）の場合の＃４端子のVohは2.43(V)、Volは1.52(V)となり、第２の回路は、第１の回路に比べて、振幅が大幅に増加している。

更に、図６及び図９におけるデューティ比を比較すると、図６の第１の回路のデューティ比はばらつきが大きいが、図９に示した第２の回路のデューティ比はいずれの周波数でも50％に近く、ばらつきが小さくなっていることが確認できる。
このように、第２の回路では、第１の回路に比べて振幅が大きくなり、また、デューティサイクルのずれがなくなって、出力電圧特性が改善されるものである。

本発明の第２の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路によれば、第１の周波数選択型発振器回路のＱ出力と反転Ｑ出力とをインダクタＬ１で接続した構成としているので、発振停止側の発振器回路に起因する寄生容量を大幅に低減して出力振幅を増加させると共に、また、Ｑ出力と反転Ｑ出力とを接続して同電位とすることでＤＣレベルを等しくしてデューティサイクルのばらつきを無くし、出力信号の特性を改善することができる効果がある。

本発明は、小型で、安定した出力電圧が得られる周波数選択型発振器回路に関する。

本発明の第１の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路（第１の回路）の回路及び動作タイミングを示す説明図である。本発明の第２の実施の形態に係る周波数選択型発振器回路（第２の回路）の回路及び動作タイミングを示す説明図である。（ａ）は第１の回路に生じる寄生容量の説明図、（ｂ）は第２の回路の回路図、（ｃ）は（ｂ）の等価回路図である。第１の回路の周波数Ｆ２の出力波形図である。第１の回路の周波数Ｆ１の出力波形図である。第１の回路の特性値を示す説明図である。第２の回路の周波数Ｆ２の出力波形図である。第２の回路の周波数Ｆ１の出力波形図である。第１の回路の特性値を示す説明図である。第１の従来の発振器回路の回路及び動作タイミングの説明図である。第２の従来の発振器回路の回路及び動作タイミングの説明図である。第１の回路のインピーダンスを示すスミスチャート図である。

符号の説明

１，３，１１，１３…水晶振動子、２，４，１２，１４…発振回路

Claims

第１の周波数を発振する第１の水晶振動子と、前記第１の水晶振動子に接続する第１の発振回路と、第２の周波数を発振する第２の水晶振動子と、前記第２の水晶振動子に接続する第２の発振回路とを備え、
前記第１の発振回路及び前記第２の発振回路のセレクタ端子には、共通の周波数切り替え電圧信号が印加され、
前記第１の発振回路の切り替え制御端子には電源電圧が印加され、
前記第２の発振回路の切り替え制御端子は接地され、
前記第１の発振回路の出力と前記第２の発振回路の出力を接続して共通の信号線から出力したことを特徴とする周波数選択型発振回路。
周波数切り替え電圧信号として、ハイレベルとローレベルの電圧が印加され、
前記第１の発振回路は、周波数切り替え電圧信号がハイレベルのとき第１の発振周波数を共通の信号線から出力し、
前記第２の発振回路は、周波数切り替え電圧信号がローレベルのとき第２の発振周波数を前記共通の信号線から出力することを特徴とする請求項１記載の周波数選択型発振回路。
第１の発振回路の出力と第２の発振回路の出力を接続して第１の共通の信号線から出力し、前記第１の発振回路の反転出力と前記第２の発振回路の反転出力を接続して第２の共通の信号線から出力したことを特徴とする請求項１又は２記載の周波数選択型発振回路。
第１の共通の信号線と第２の共通の信号線との間をインダクタで接続したことを特徴とする請求項３記載の周波数選択型発振回路。
インダクタのインピーダンスは、第１の共通の信号線と第２の共通の信号線に発生する寄生容量のインピーダンスを打ち消すように設定されることを特徴とする請求項４記載の周波数選択型発振回路。