JP2008061167A

JP2008061167A - トランスバーサルフィルタ

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Publication number: JP2008061167A
Application number: JP2006238675A
Authority: JP
Inventors: Tomoaki Yoshida; 智暁吉田; Hirotaka Nakamura; 浩崇中村
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2006-09-04
Filing date: 2006-09-04
Publication date: 2008-03-13

Abstract

【課題】タップ係数の制御のみで、分散によって劣化した信号波形のアイ開口度を最大にできるようにしたトランスバーサルフィルタを提供する。
【解決手段】入力信号ｘ(t)に対して、出力信号ｙ(t)を出力するため、タップ係数ａ₁・・・ａ_Nを有するＮ個の乗算器と時間ＴのＮ−１個の固定遅延素子とを持つトランスバーサルフィルタにおいて、出力信号ｙ(t)を
ｙ(t)＝ａ₁(t)＋ａ₂ｘ(t-T)＋・・・＋ａ_Nｘ(t-NT)
と表すとき、すべてのタップ係数ａ₁・・・ａ_Nの総和が常に一定値であるようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、光ファイバ伝送における信号劣化を電気信号として処理し、補償するトランスバーサルフィルタに関するものである。

インターネットの普及に伴って、通信サービスの多様化が進むとともに所要ビットレートが目覚しく上昇している。光ファイバを用いた光アクセスサービスは、光ファイバの高速広帯域という特性を活用できるため、ビットレートの上昇に対応できる高速アクセスサービスとして注目されている。

ところが、信号が高速になるほど、光ファイバ中を伝搬する信号が光ファイバの波長分散の影響を受けることは、非特許文献１などによってよく知られている。また、電気信号を光信号に変換する際に用いられるレーザダイオードは、例えば非特許文献２に示されるようにチャープ特性（発振波長の揺らぎ）を持ち、光ファイバの波長分散の影響をより大きく受けることがよく知られている。従来、この光ファイバ分散の影響を低減させるための様々な技術が用いられてきた。

例えば、光ファイバの屈折率分布を変化させ、使用する光信号の波長付近で波長分散値が零になる分散補償光ファイバを使用することにより、波長分散による劣化を最小限に抑えることが可能になる。また、レーザダイオードによつて発生するチャープを回避するために、レーザ自体は直流光を発生させ、ニオブ酸リチウム結晶などが有する電気的光学効果を利用した光変調器を用いることにより、チャープ量を小さくし、波長分散の影響を最小限に抑えることが可能である。これらの技術、製品などは、主に中継系光伝送システムに導入されてきた。

一方、ユーザ宅と通信事業者の収容局とを結ぶ区間で提供される光アクセスネットワークにおいては、設備費用、運用保守などのコストを徹底的に低減させることが求められる。よって、前述のような波長分散の影響が発生する場合においても、収容局とユーザ宅間に設置される設備に、従来中継ネットワークで用いられた前述した技術を用いることは、コスト削減という観点からは望ましくない。

例えば、光アクセスネットワークにおいては、すでに敷設されているシングルモード光ファイバを、分散補償光ファイバに置き換えることは、現在敷設されている光ファイバを撤去すると共に、新しく光ファイバを敷設する費用が必要である。また、電気光学効果を用いる変調器を用いる方式は、従来用いられてきたレーザダイオードを直接変調させる方式よりも非常に高価になる。よって、低コストを実現するために、従来の技術やデバイスを用い、わずかな追加コスト負担となる新しい技術が求められている。

そこで、これらの問題を回避するために、受信光信号を電気信号に変換した後に、波長分散によって劣化した信号波形を補償する電気分散補償技術が提案されている。電気分散補償回路は集積回路によって実現されるため、大量生産や検査の自動化などにより、他の集積回路と同様に低価格で製造することが可能である。また、等化増幅回路など光受信器内に実装される他の集積回路と同じく、プリント基板上に一括して実装することが可能である。よって、電気分散補償回路を追加するコスト負担はわずかとなるため、コスト条件の厳しい光アクセスネットワークに適した分散補償技術である。

図６に電気分散補償技術を用いた光受信器の構成を示す。光ファイバ１００を介して受信光モジュール２００に入力された光信号はフォトダイオード（ＰＤ）２１０によって光信号から電気信号に変換される。ＰＤ２１０によって変換される電気信号は非常に微弱であるため、受信光モジュール２００内にＰＤ２１０と一体化して実装されるプリアンプ２２０によって増幅される。その後、電気分散補償回路３００Ａによって、波長分散によって劣化した信号が補償される。補償された信号は後段のクロックデータリカバリ回路４００によって識別再生される。

図７にフィードバック型の電気分散補償回路３００Ａの構成例を示す。受信光モジュール２００のプリアンプ２２０から入力された電気信号は、増幅器３１０に入力される。この増幅器３１０は出力信号の振幅が一定になるよう利得が調整される自動利得制御型増幅器である。これは、後段のトランスバーサルフィルタ３２０Ａに受信レベルの異なる信号が入力されると、受信信号レベルに応じた補償を行わなければならず、トランスバーサルフィルタ３２０Ａに不必要なダイナミックレンジ特性を課すことになるためである。また、増幅器の利得が大きいと、振幅制限（リミッティング）が生じ、信号の上部または下部の値が制限された信号に変形され、出力波形に入力光信号パワーに依存した歪みが発生することを防ぐためである。トランスバーサルフィルタ３２０Ａは入力信号を分岐し、それぞれ異なる遅延を加え、それぞれ係数を乗じた後、分岐された信号の総和を出力する。トランスバーサルフィルタ３２０Ａの各信号に乗ずる係数を「タップ係数」という。このタップ係数を変化させることによってトランスバーサルフィルタ３２０Ａは異なる周波数特定、位相伝達特性を示し、このタップ係数を適応的に制御することによって、異なる距離の波長分散によって劣化した信号を、送信した波形と同じ波形になるよう自動等化を行う。トランスバーサルフィルタ３２０Ａの出力は、電気分散補償回路３００Ａの出力となるが、その一方で、その出力から分岐された信号はアイモニタ回路３３０に入力される。アイモニタ回路３３０はアイパターンの中央部がどの程度余裕があるかを判定する回路である。ＮＲＺ（Nonreturn to zero）信号やＲＺ（Return to zero）信号において、“０”レベルと“１”レベルの識別が正しく行われるかどうかを、信号波形を、クロスポイントからクロスポイントまでの、ビット間隔ごとに重ね書きした場合、目のような波形になり、その目の開き具合（アイ開口度）で判定する。

図８にアイパターンの一例を示す。ここでは、図８におけるアイの中央の縦方向の広がりＨを「アイ開口度」と定義する。アイ開口度Ｈが大きい場合は、“０”レベルと“１”レベルを識別する場合の、しきい値設定レベル、タイミングの許容範囲が大きくなる。逆にアイ開口度Ｈが小さい場合は、回路内外からの雑音によって、“０”レベルと“１”レベルの判定が正しく行われず、ビット誤りが発生する。アイモニタ回路３３０によってアイ開口度をタップ係数制御部３４０Ａに伝えることで、タップ係数制御部３４０Ａはより品質のいい、開いたアイパターンが得られるようタップ係数を制御する。

具体的なアイモニタ回路３３０としては、たとえば非特許文献３に記載の構成がある。非特許文献３におけるアイモニタ回路３３０を図９に示す。アイモニタ回路３３０は２つの判定回路３３１，３３２、排他的論理和回路３３３、および積分器３３４から構成される。判定回路３３１，３３２はクロックが入力された時点で、入力信号がしきい値を超えているかどうかを判定し、出力する。判定回路３３１はＮＲＺ信号のビットが“０”か“１”かを判定する通常の判定回路である。よって、しきい値１は通常“１”レベルと“０”レベルの中間に設定される。一方、判定回路３３２は判定回路３３１と同じ構成であるが、しきい値２を掃引させる。しきい値２を可変させることによって判定回路３３１とは異なる、擬似的なエラーが発生した信号となる。そして、判定回路３３１の出力と判定回路３３２の出力との排他的論理和を排他的論理和回路３３３で演算する。これは、判定回路３３１の出力と、判定回路３３２の出力とを同時刻に重ねたとき、重ならない部分を出力させることに等しい。よって、その出力を後段の積分器３３４で積分することにより、判定回路３３２の疑似エラー成分を検出することが可能になる。

たとえば、しきい値２を大きくしてアイ上部に近づけると、判定回路３３１の出力はビット“１”であるにもかかわらず、判定回路３３２ではしきい値を下回ることによって“０”を出力してしまう。このとき、判定回路３３１の出力であるビット“１”が排他的論理和回路３３３から出力される。疑以エラーの数が多ければ多いほど、積分器３３４からの出力レベルが上昇する。

横軸をしきい値２のレベルとし、縦軸を積分回路３３４の出力として、両者の関係をグラフにすると、図１０に示すようにバスタブ曲線が出力される。アイ開口度が大きいほど、このＵ字の底となる部分（アイ開口度）が広くなるため、図９のアイモニタ回路３３０の回路構成によってアイの開口度をモニタリングすることができる。

電気分散補償回路３００Ａは、光アクセスネットワークにおいて波長分散の効果が顕著となる１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の信号速度に用いられるため、それらの信号をシリアル信号として取り扱うのに十分な速度を持つデバイスによって構成されなくてはならない。以上説明した図７の構成のうち、主信号が通過する増幅器３１０とトランスバーサルフィルタ３２０Ａについては、信号をアナログ処理するものであり、信号波形をサンプリングしてディジタル処理する方法に比べ、高速信号の補償に適した構成である。アイモニタ回路３３０とタップ係数制御部３４０Ａについては、主信号に影響を与えないため、本来高速に処理する必要はないが、アイモニタ回路３３０が図９に示した回路構成の場合は、判定回路３３１，３３２および排他的論理和回路３３３の各回路は、高い高周波特性を担保する必要がある。

ここで、トランスバーサルフィルタ３２０Ａの信号入出力関係を定式化しておく。図１１はトランスバーサルフィルタ３２０Ａの構成を示す。入力信号は分岐ごとに単位遅延素子３２１を通過することを繰り返す。分岐された各信号はそれぞれ乗算器３２２でタップ係数が乗じられた後に、加算器３２３によって総和が求められ、出力される。トランスバーサルフィルタ３２０Ａの入力信号をｘ(t)、出力信号をｙ(t)、各分岐信号の単位遅延素子３２１での遅延時間をＴ、各乗算器３２２のタップ係数をａ₁・・・ａ_Nとすると、入力信号ｘ(t)と出力信号ｙ(t)の関係は以下の通りとなる。Ｎは乗算器３２２の数である。
ｙ(t)＝ａ₁ｘ(t)＋ａ₂(t-T)＋・・・＋ａ_Nｘ(t-NT) (1)
よって、出力信号ｙ(t)の周波数特性Ｙ(ω)は、入力信号ｘ(t)の周波数特性Ｘ(ω)を用いて以下のように表される。
Ｙ(ω)＝{ａ₁＋ａ₂exp(-jωT)＋・・・＋ａ_Nexp(-jωNT)｝Ｘ(ω) (2)

通常、トランスバーサルフィルタ３２０Ａは集積回路として構成されることが多く、そのため単位遅延素子３２１の遅延時間Ｔは固定されることが多い。ただし、遅延時間Ｔの具体的な値については本出願の支配的なパラメータではない。一方、タップ係数ａ₁・・・ａ_Nは式(1)、(2)に表されるように周波数、位相特性を決定づける非常に重要なパラメータであり、このタップ係数を決定するための様々な手法が提案されている。

Govind P.Agrawal,"DISPERSION IN SINGLE-MODE FIBERS" Fiber-Optic communication systems,ｐ39-47,Jobn Wiley & Sons,1997 Amnon Yariv 著、多田・神谷監訳、「電流変調された半導体レーザ中での利得制御と周波数チャープ」、ヤリーブ光エレクトロニクス基礎編、３２５−３３５頁、丸善、平成１４年４月２５日。 F.Buchali et al, "Fast Eye Monitor for 10Gbit/s and its Applicaition for Optical PMD compensation",in Optical Fiber Commnucation Conference,OSA Technical Digest,2000,TuP5-1

ところが、図７に示す構成の電気分散補償回路３００ＡをＮＲＺ信号の電気分散補償回路として用いた場合に、トランスバーサルフィルタ３２０Ａに直流利得が発生すると、アイモニタ回路３３０におけるアイ開口度が正しく判定されないという欠点がある。これを図１２を用いて説明する。図１２(a)はトランスバーサルフィルタ３２０Ａに入力される前の、波長分散によってゆがんだアイパターンの一例を示している。Ｈ₁はアイ中央におけるアイ開口度を、Ｈ_s1は入力信号の“１”レベルと“０”レベルの差をあらわす。また、図１２(b)はトランスバーサルフィルタ３２０Ａから出力された、分散補償後のアイパターンの一例を示している。Ｈ₂はアイ中央のアイ開口度を、Ｈ_s2は出力信号の“１”レベルと“０”レベルの差を表す。

一般的に、トランスバーサルフィルタ３２０Ａの後段に接続されるクロックデータリカバリ回路４００（図６）は、入力される信号の０レベル、１レベルを固定していることが多く、したがって、そのビットが“０”なのか“１”なのかを判定する判定しきい値を固定している。ところがトランスバーサルフィルタ３２０Ａが直流レベルで利得を持ち、それがタップ係数によって変化する場合、アイ開口の下の部分が、クロックデータリカバリ回路４００のしきい値付近まで増幅されて、雑音による判定エラーが発生することになる。

また、トランスバーサルフィルタのタップ係数の設定によっては、トランスバーサルフィルタの補償前と補償後におけるＨ₁やＨ₂の増加量よりも、Ｈ_s1やＨ_s2の増加量が大きくなる場合も考えられる。これは、補償前と補償後のアイパターンにおいて、相対的にアイ上部、下部が狭くなる、目を薄く開いたようなアイパターンになることを示す。このようなアイパターンでは後段のクロックデータリカバリ回路における時間方向の識別再生タイミングの変動で、アイ開口度が変化するため、タイミングジッタによるビットエラーが発生し易くなる。非特許文献３に示すアイモニタ回路はＨ₁やＨ₂のみを検出すものである。すなわち、トランスバーサルフィルタ３２０Ａの直流利得が一定でない場合は、Ｈ_s1やＨ_s2も変化するため、アイモニタ回路３３０の出力が、後段のクロックデータリカバリ回路４００においで、“０”レベルと“１”レベルを識別するのに必要とするしきい値余裕や、タイミングの許容範囲を増大させたかどうかを正確に示さない。よって、Ｈ_s1やＨ_s2もモニタリングして比較できる機構、回路を追加しなくてはならない。

また、Ｈ₁やＨ₂を最大化するという観点でタップ係数を制御する場合、単純にトランスバーサルフィルタ３２０Ａのすべての係数を設定可能な正の最大値に設定することでも、Ｈ₁やＨ₂を大きくすることは可能である。しかし、これは同時にＨ_s1とＨ_s2を大きくすることであり、例えば、トランスバーサルフィルタ３２０Ａの加算器３２３が飽和するなどして不正なデューティ比の信号を出力するなど、望ましくない結果が生じる。アイモニタ回路３３０の出力に応じて、タップ係数制御部３４０Ａが自動でタップ係数の最適値を計算する場合、このような計算結果に陥らないような手段を講じておく必要がある。

上記示した従来例の問題点は、非特許文献３に示したアイモニタ回路を例に述べたが、Ｈ₁やＨ₂を測定して、その大きさを出力する他のアイモニタ回路においても同様の問題が生じることは明らかである。

本発明の目的は、電気分散補償回路において、タップ係数の制御のみで、分散によって劣化した信号波形のアイ開口度を最大にできるようにしたトランスバーサルフィルタを提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、入力信号ｘ(t)に対して、出力信号ｙ(t)を出力するため、タップ係数ａ₁・・・ａ_Nを有するＮ個の乗算器と時間ＴのＮ−１個の固定遅延素子とを持つトランスバーサルフィルタにおいて、出力信号ｙ(t)を、
ｙ(t)＝ａ₁ｘ(t)＋ａ₂ｘ(t-T)＋・・・＋ａ_Nｘ(t-NT)
と表すとき、すべてのタップ係数ａ₁・・・ａ_Nの総和が常に一定値であるようにしたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のトランスバーサルフィルタにおいて、前記入力信号をディジタル振幅変調信号とし、前記出力信号を分岐してアイ開口度をモニタリングし、該モニタリング結果に応じて前記アイ開口度を最大化するように前記タップ係数ａ₁・・・ａ_Nを制御することを特徴とする。請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のトランスバーサルフィルタにおいて、前記入力信号は常に一定電力となるよう調整された信号であることを特徴とする。

本発明のトランスバーサルフィルタによれば、分散によって劣化した波形のアイ開口度を最大化する手段を、簡便な実装方法で提供できる。従来技術例で用いられるような、アイの開口度のみを出力するアイモニタ回路では、“１”レベルと“０”レベルの差をモニタリングする別の手段を追加する必要があったが、本発明によれば、これらの問題を解決するためにタップ係数の総和を定数に制限することで実現するため、別のモニタリング回路を付加するなど複雑な追加部品の実装や集積回路の設計実装は必要ない。

図１に本発明の実施例の電気分散補償回路３００の構成を示す。光電変換された受信信号は増幅器３１０に入力される。増幅器３１０は出力信号の振幅が一定になるように利得が制御された自動利得制御増幅器である。次に、２つの遅延素子３２１、増幅器３１０の出力信号および遅延素子３２１ごとに分岐された信号にタップ係数ａ₁，ａ₂，ａ₃をかける３つの乗算器３２２、並びにそれらの乗算された信号の総和を計算する加算器３２３からなるトランスバーサルフィルタ３２０を通過して、信号が出力される。また、トランスバーサルフィルタ３２０から出力された信号は分岐され、アイモニタ回路３３０に入力される。アイモニタ回路３３０は図１２のＨ₁、Ｈ₂に示されるようにアイの開口度の絶対値を検出し、タップ係数制御部３４０に伝達する機能を有するものであれば、特に特定はしない。一例として非特許文献３のアイモニタ回路を使用しても良い。タップ係数制御部３４０は、以下の２つの条件を同時に満たすようタップ係数ａ₁，ａ₂，ａ₃を変化させ、トランスバーサルフィルタ３２０の周波数特性を変化させる。
(1)アイの開口度の絶対値がより大きくなる。
(2)タップ係数の総和が一定値α（ａ₁＋ａ₂＋ａ₃＝α）なるよう維持する。

アイ開口度の絶対値を大きくするトランスバーサルフィルタ３２０の一例として、たとえば高周波特性を強調する手法が考えられる。高周波成分を強調することによって、分散による影響で劣化したアイ開口度を改善することが可能である。図２には式(1)においてＮ＝３、Ｔ＝５０ｐｓｅｃとし、
ａ₁＝ａ₃＝−０．１、ａ₂＝１．２
としたときと、
ａ₁＝ａ₃＝−０．４、ａ₂＝１．８
としたときの、増幅器３１０とトランスバーサルフィルタ３２０の両特性をあわせた周波数特性の例を示す。これは、タップ係数の総和αをα＝１に固定する場合に相当する。ただし、増幅器３１０は、出力信号の振幅が１となるよう自動利得制御されるとし、その周波数特性は以下の式で表現されるとする。

ここで、ｆ₁＝１０ＧＨｚである。

一般に、トランスバーサルフィルタ３２０の高周波特性をより強調する、すなわちエンファシス処理を強くするほうが、より劣化したアイ開口度を改善できる。図２からわかるとおり、ａ₁＝ａ₃＝−０．４、ａ₂＝１．８とした場合がより高周波特性が強調されているため、劣化したアイ開口度の改善に効果が高い。

一方で、本実施例ではタップ係数の総和αは１になるよう、タップ係数制御部３４０でタップ係数が制御されている。“０”レベル、“１”レベルの高さに相当する部分は、入力されるＮＲＺ信号の低周波成分が主成分である。よって、図２の低周波部分はどちらのタップ係数でも０ｄＢであり、すなわち、図１２におけるＨ_s1やＨ_s2に相当する大きさは、トランスバーサルフィルタ３２０の前後では変化しない。

これは、式(3)において、ωが限りなく０に近い領域では、
Ｙ（ω）≒（ａ₁＋a₂＋ａ₃）Ｘ（ω） (4)
と表されることからわかるとおり、タップ係数の和を固定すれば、ＮＲＺ信号の直流成分、すなわち“０”レベル、“１”レベルそれぞれに相当する部分はトランスバーサルフィルタ３２０の入力、出力共に常に一定に保たれる。すなわち、アイモニタ回路３３０は、つねに“０”レベル、“１”レベルの高さに相当する部分が一定の状態でアイ開口度を制御することが可能であり、図１２のＨ₁、Ｈ₂に示されるようなアイ開口度を検出するアイモニタ回路においても、安定したアイ開口度を測定することが可能になる。

図３、図４、図５に、本実施例におけるトランスバーサルフィルタ３２０への入力前の分散によって劣化したアイパターン（図３）、ａ₁＝ａ₃＝−０．１、ａ₂＝１．２としたときのアイパターン（図４）、ａ₁＝ａ₃＝−０．４、ａ₂＝１．８としたときのアイパターン（図５）のシミュレーション波形をそれぞれ示す。

図４においては、図３よりも多少アイ開口度が改善しているものの、十分な効果が得られているとはいえない。一方、より高周波特性を強調した図５においてはアイ開口度が十分改善しているといえる。これら３つの波形はいずれも“１”レベルは１であり、“０”レベルは０のままである。すなわち、アイモニタ回路３３０によつて検出される量が、図１２におけるＨ₁やＨ₂に相当する値であったとしても、当該アイモニタ回路３３０によって十分アイ開口度を判定することが可能であり、かつその値によって最適なアイ開口度をモニタリングしながらタップ係数を制御することが可能である。

また、実際に製作されたトランスバーサルフィルタ３２０のタップ係数の絶対値を無限に大きくすることは、現実的に不可能であり、上限値が存在する。しかし、アイモニタ回路３３０が、図１２におけるＨ₁やＨ₂に相当する値のみを検出する場合、トランスバーサルフィルタ３２０のタップ係数それぞれを正の最大値にすることで、アイの開口度を改善することができる。たとえば、それぞれのタップ係数の最大値を１０とする場合、すべてのタップ係数を１０にすることでも、図１２におけるＨ₁やＨ₂に相当する値を大きくすることは可能である。しかし、その後段に位置する加算器３２３や、アイモニタ回路３３０、クロックデータリカバリ回路４００のダイナミックレンジを超えた信号が出力され、正常に補償できない。

しかし、本実施例においてはトランスバーサルフィルタ３２０の出力電力は、α倍になるよう設定される。このαを適切に設定することにより、後段のアイモニタ回路３３０やクロックデータリカバリ回路４００のダイナミックレンジを満たすよう常に利得が満たされるため、適切なＮＲＺ波形を出力、モニタリングすることが可能である。

以上説明したとおり、本発明のようにトランスバーサルフィルタ３２０のタップ係数の総和を定数に制限することにより、アイモニタ回路３３０を用いてＮＲＺ信号が光ファイバ伝送中に受けた分散による劣化を補償する量の最適化を、簡便な方法で実現することが可能になる。

本発明の実施例の電気分散補償回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施例の電気分散補償回路の周波数特性を示す特性図である。本発明の実施例の電気分散補償回路内のトランスバーサルフィルタの入力前の劣化波形を示すアイパターン図である。本発明の実施例の電気分散補償回路内のトランスバーサルフィルタのタップ係数をａ₁＝ａ₃＝−０．１、ａ₂＝１．２としたときのトランスバーサルフィルタの出力波形を示すアイパターン図である。本発明の実施例の電気分散補償回路内のトランスバーサルフィルタのタップ係数をａ₁＝ａ₃＝−０．４、ａ₂＝１．８としたときのトランスバーサルフィルタの出力波形を示すアイパターン図である。従来の一般的な光受信器の構成を示すブロック図である。従来のフィードバック型電気分散補償回路の構成を示すブロック図である。アイパターンとアイ開口度の定義を示す図である。非特許文献３におけるアイモニタ回路を示すブロック図である。非特許文献３におけるアイモニタ出力とアイ開口度の関係を示す特性図である。従来のトランスバーサルフィルタの構成を示すブロック図である。アイモニタ回路でモニタされるアイパターン図で、(a)は分散補償前のアイパターン図、(b)は分散補償後のアイパターン図である。

符号の説明

１００：光ファイバ
２００：受信光モジュール、２１０：ホトダイオード、２２０：プリアンプ
３００，３００Ａ：フィードバック型電気分散補償回路、３１０：増幅器、３２０，３２０Ａ：トランスバーサルフィルタ、３２１：固定遅延素子、３２２：乗算器、３２３：加算器、３３０：アイモニタ回路、３３１，３３２：判定回路、３３３：排他的論理和回路、３３４：積分回路、３４０，３４０Ａ：タップ係数制御部
４００：クロックデータリカバリ回路

Claims

入力信号ｘ(t)に対して、出力信号ｙ(t)を出力するため、タップ係数ａ₁・・・ａ_Nを有するＮ個の乗算器と時間ＴのＮ−１個の固定遅延素子とを持つトランスバーサルフィルタにおいて、
出力信号ｙ(t)を
ｙ(t)＝ａ₁ｘ(t)＋ａ₂ｘ(t-T)＋・・・＋ａ_Nｘ(t-NT)
と表すとき、すべてのタップ係数ａ₁・・・ａ_Nの総和が常に一定値であるようにしたことを特徴とするトランスバーサルフィルタ。
請求項１に記載のトランスバーサルフィルタにおいて、
前記入力信号をディジタル振幅変調信号とし、前記出力信号を分岐してアイ開口度をモニタリングし、該モニタリング結果に応じて前記アイ開口度を最大化するように前記タップ係数ａ₁・・・ａ_Nを制御することを特徴とするトランスバーサルフィルタ。
請求項２に記載のトランスバーサルフィルタにおいて、
前記入力信号は常に一定電力となるよう調整された信号であることを特徴とするトランスバーサルフィルタ。