JP2007516454A - ディスプレイ装置および光変調器用制御回路 - Google Patents

Abstract

本発明は発光体アレイを有するアクティブマトリクスディスプレイ装置に関する。それぞれの発光体（Ｅ_ｉｎ，Ｅ_ｉｍ）は特別なトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を有する電流変調器（Ｍ_ｉｎ）によって制御される。装置は変調器（Ｍ_ｉｍ）のトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を補償するための補償手段（Ａ_ｉｎ，Ａ_ｊｎ，１１，２１）も含んでいる。
この補償手段は変調器のゲート電極およびソース電極間に接続されている少なくとも１つの演算増幅器（Ａ_ｉｎ，１１，２１）を有している。この演算増幅器のフィードバックが少なくとも１つの変調器のトリップしきい値電圧を該電圧の値にいかんに拘わらず補償する。

Description

本発明はアクティブマトリクス画像ディスプレイ装置に関する。

平面形画像ディスプレイスクリーンは、車両ディスプレイ装置、デジタルカメラまたは移動電話のような、あらゆる種類の用途にますます使用されるようになっている。

発光体がＯＬＥＤ（organic light-emitting diode）ディスプレイのような有機エレクトロルミネセンスパネルから形成されているディスプレイは公知である。

殊に、パッシブマトリクスＯＬＥＤタイプのディスプレイは市場において既に広範囲に入手可能である。しかしこれらは大量の電気エネルギーを消費しかつ短い寿命を有している。

アクティブマトリクスＯＬＥＤディスプレイはビルドインエレクトロニクスを含んでおりかつ消費が低減される、解像度が高い、ビデオレートとコンパチビリティがある、パッシブマトリクスＯＬＥＤタイプのディスプレイより寿命が長いなどの数多くの利点を有している。

従来は、アクティブマトリクスディスプレイ装置は殊に発光体のアレイによって形成されているディスプレイパネルを有している。それぞれの発光体は表示されるべき画像のピクセルまたはサブピクセルに関連付けられておりかつ列電極のアレイおよび行電極のアレイによってアドレス回路を介してアドレッシングされる。

図１には、以下に発光体と略称するライター・エミッタ、すなわち発光放出体Ｅおよびこれに関連付けられているアドレス回路が図示されている。もっと正確には、これは電圧アドレス回路である。

典型的には、このタイプのアドレス回路は発光体を制御するための手段および発光体に給電するための手段を有している。これは行電極のアレイおよび列電極のアレイを介して制御される。これらの電極はディスプレイパネルのすべての発光体から特定の発光体Ｅを選択しかつそれからアドレス指定するために使用される。

発光体アドレス指定手段は制御スイッチＩ１、記憶コンデンサＣおよび電流変調器Ｍを有している。

変調器Ｍはピクセルまたはサブピクセルに対するデータ制御電圧をそこを流れる電流に変換する。一般に、変調器Ｍはｎ形またはｐ形ＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタ構成要素である。この種の構成要素は３つの端子、すなわちこれらの間に変調された電圧が流れるドレインおよびソース、および制御電圧が供給されるようになっているゲートを有している。

変調器が図１に示されているようなｎ形のものであれば、変調された電流はドレインおよびソース間を流れ、それがｐ形のものであれば、変調された電流はソースおよびドレイン間を流れる。変調器Ｍは発光体に直列に接続されている。この直列接続の２つの端子は給電手段に接続されており、アノード端子は電圧供給電極Ｖ_ｄｄに接続されておりかつカソード端子は一般にアース電極に接続されている。

図１に示されている従来のストラクチャのＯＬＥＤディスプレイの場合、アクティブマトリクスとインタフェースを形成しているのは発光体のアノードである。その場合変調器のドレイン（ｎ形の場合）またはソース（ｐ形の場合）は電圧供給電極Ｖ_ｄｄに接続されており、かつ発光体のカソードはアース電極に接続されている。

リバースストラクチャと称されるＯＬＥＤディスプレイの場合（図示なし）、アクティブマトリクスとインタフェースを形成しているのは発光体のカソードである。その場合変調器のソース（ｎ形の場合）またはドレイン（ｐ形の場合）はアース電極に接続されており、かつ発光体のアノードは電圧供給電極Ｖ_ｄｄに接続されている。

変調器Ｍが制御スイッチＩ１によって選択されるとき、ビデオデータ電圧Ｖ_ｄａｔａが変調器Ｍのゲートに供給される。変調器Ｍが飽和領域で作動していると考えられるとき、この変調器はドレイン電流を生成するが、これは普通、変調器のゲートとソースとの間に供給される電位差の２次関数として変動する。

有利には、パネルの発光体は行および列に配置されているので、同一の行の発光体の制御スイッチＩ１はすべていわゆる行電極によって制御されかつ同一の列の発光体の制御スイッチＩ１のビデオデータ信号入力はすべて列電極によって供給される。

発光体をアドレス指定することが望まれるとき、この発光体の制御スイッチＩ１のゲートに接続されている行電極Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}に制御電圧が供給されて、この発光体が選択されるようにする。それからスイッチＩ１はターンオンされかつ列電極に現れるデータ電圧Ｖ_ｄａｔａは変調器Ｍのゲートに供給される。

発光体をアドレス指定するための手段は変調器のゲートと変調器を介してこの発光体に供給される給電電圧Ｖ_ｄｄとの間に記憶コンデンサＣを有している。この記憶コンデンサＣは変調器のゲートに供給されて、この発光体の制御スイッチがもはや閉じられておらずかつ相応の行がもはや選択されていないときでも、画像フレームの期間にわたって発光体の光エネルギーが近似的に一定に維持されるようにする。

ＯＬＥＤディスプレイのアクティブ・マトリクスデバイスにおいて、制御スイッチＩ１および変調器Ｍは薄膜トランジスタ、いわゆるＴＦＴである。

ガラス基板上に薄膜としてデポジットされているこれら構成要素の製造は普通、低温ポリシリコン（low-temperature polysilicon＝ＬＴＰＳ）技術に基づいて行われる。この技術は、アモルファスシリコンをポリシリコンに変換する目的をもっているレーザを使用する。レーザパルスの期間、急速に加熱されるアモルファスシリコンはついには溶融されかつ冷却フェーズの間に、アモルファスシリコンの、ポリシリコンへの結晶化のプロセスが行われる。

しかし、この結晶化プロセスはポリシリコン薄膜トランジスタのトリップしきい値電圧に局所的な空間変動を招来する。これらの変動はポリシリコン結晶粒界およびサイズが結晶化フェーズの期間に十分に制御することができないという事実に基づいているものである。

図２には、種々のポリシリコン薄膜トランジスタに対する供給されるゲート−ソース電圧Ｖ_ｇｓの関数としてのドレイン電流Ｉ_ｄの変動が示されている。この図において、これらトランジスタのトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈはトランジスタ毎に変化しかつトランジスタ結晶化プロセスによって招来される変動によって引き起こされる欠陥が原因の値の分散（Ｖ_ｔｈ variation）を示している。

ドレイン電流が流れることができるようにするために、変調器のゲート−ソース電圧Ｖ_ｇｓは上に述べたトランジスタの１つによって形成される変調器のトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなければならない。

その結果として、この種の薄膜トランジスタを流れるドレイン電流はこれらトランジスタのトリップしきい値電圧とともに変動する。薄膜トランジスタが飽和モードにおいて動作するとき、それが電流発生器として動作することがその理由である。発光体に供給されることになる加えられるドレイン電流は次式に従って変化する：
Ｉ_ｃ＝Ｋ（Ｖ_ｇｓ−Ｖ_ｔｈ）^２
ここでＫ＝ｋＷ／２Ｌであり、かつ上式中
− Ｖ_ｇｓはこのトランジスタの供給されるゲート−ソース電圧に相応し、この電圧はセットポイント電圧とも称され、
− Ｖ_ｔｈはこのトランジスタのトリップしきい値電圧に相応し、
− ＷおよびＬはそれぞれ、トランジスタのチャネルの幅および長さに相応し、
− ｋはトランジスタを製造するために使用された技術の形式に依存している定数である。

従って、図２に示されている曲線が実証しているように、飽和モードにおいてドレイン電流はそれぞれのトランジスタのトリップしきい値電圧に依存してトランジスタ毎に変化する。

結果的に、いずれか１つのディスプレイパネルを作りかつ同じ電圧供給電極Ｖ_ｄｄが供給されるポリシリコン変調器Ｍは、これらの変調器が同一のデータ電圧Ｖ_ｄａｔａによって制御されるときですら、異なっている強さの電流を生成することになる。

そこで、発光体Ｅは普通、そこを流れる電流に直接比例している光強度を放出するので、ポリシリコントランジスタのトリップしきい値が不均質性であることでこの種のトランジスタのマトリクスによって形成されているディスプレイの明るさも不均質になる。この結果輝度レベルに差が生じかつユーザにとっての視覚的な不快さが生じる。

この不快さを抑制するために、トリップしきい値電圧の変動を補償するための種々の回路が提案されてきた。

従って、第１の方法、いわゆるデジタル制御法では、ピクセルのストラクチャを変形することによって輝度レベルの低下を防いでいる。しかしこの方法ではエネルギーが消費されかつ高速のアドレス回路が必要である。

Sony document“A 13-inch AMOLED display”, SID Digest, 2001 に記載されている別の方法では、ピクセルストラクチャをカレントプログラミングしている。このモードのアドレッシングでは電荷キャリアの移動度、ひいてはしきい値電圧の変動がともに補償される。しかしカレントプログラミングは低輝度に対する非常に低い電流レベルを考慮しなければならず、ＯＬＥＤ発光体に供給される適当な電流を形成するために必要であるプログラム時間は著しく高められる。更に、この方法を使用して製造されるアドレス回路ではそれぞれ、発光体当たり４つのＴＦＴの植え付けが必要である。この方法は経済的でなくしかもピクセルの有効発光領域が著しく低減される。

刊行物“Seoul National University, AM-LCD 02, OLED-2, page 13”に記載されている別の方法では、２つの付加的なＴＦＴを有している電圧アドレス回路によって電圧補償が実現される。これらのトランジスタは制御スイッチＩ１と電流変調器Ｍとの間に接続されている。この別の方法は次の原理に基づいている：第１の付加的なトランジスタおよび変調器Ｍの製造期間に、これら構成要素は再結晶化されるべく薄膜トランジスタを加熱するために使用されるレーザビームのスキャン方向に対して平行であり、従って実質的に同じ再結晶化条件にさらされているという理由で第１の付加的なトランジスタおよび変調器Ｍの電圧しきい値は同一である。この種のアドレス回路において、第１の付加的なトランジスタのトリップしきい値電圧は変調器のトリップ電圧を補償するので、発光体に供給されるドレイン電流はトリップ電圧に依存していない。第２の薄膜トランジスタは充電コンデンサに蓄積されている電圧がリセットされるようにするものでもあることを述べておく。

しかしこの方法におけるアドレス回路では４トランジスタアドレス回路の製造も要求される。このような複雑さが増すことでディスプレイの信頼性および歩留まりがともに低減され、製造コストが著しく増大することになる。

刊行物ＥＰ１３８１０１９、殊にこの刊行物の図７および１１を参照した段落４２および４３には次のような別の方法が記載されている：ここに記載されている電圧制御方法は演算増幅器５４を使用して同じ列のピクセルに関してすべての変調器３２のトリップしきい値の変動が補償されるようになっていること、この増幅器の出力側はスイッチＳＷ２ａおよび電極Ｘｉを介して変調器３２のゲートＧに接続されていること、この増幅器の非反転入力側（＋）は抵抗５２、スイッチＳＷ１ａおよび電極Ｗｉを介してこの変調器３２のドレイン電極Ｄに接続されていること。

この手法で接続されている演算増幅器は実際にはこの刊行物に記載されているようには動作せず、ディスプレイの発光体を「オン／オフデジタルモード、いわば双安定モード」において制御するようになっている一般に「シュミットトリガ」といわれているヒステリシスコンパレータとして動作することが認められている。その場合グレーレベルの実現はＰＷＭ（pulse-width modulation）によってだけ行うことができるが、ＰＷＭは輪郭制御のような別のディスプレイ品質問題を抱えている。更に、この種のセットアップは相応のドライブ手段を備えている数多くのスイッチを必要とするが、これらは高価である。

刊行物ＵＳ２００２／０４７８１７には演算増幅器を含んでいる電流変調器Ｔ２を制御する回路が記載されている。ここで殊にこの刊行物の段落１４、殊に最後のフレーズに示されているように、演算増幅器は電圧ランプＶ_ＤＲＶとデータ電圧Ｖ_ＤＡＴとの間のコンパレータとして使用されて変調器Ｔ２の開放時間がプログラミングされるようになっている。従って上に述べた、ＰＷＭの欠点がある。更に、演算増幅器はこの種のセットアップにおけるフィードバックを示していないことも述べておきたい。

本発明の課題は、ポリシリコントランジスタのトリップしきい値電圧が自動的に補償されかつ従来技術の方法の欠点が生じない、アクティブマトリクス画像ディスプレイ装置を提供することである。

この課題を解決するために、本発明の装置は次のように構成されているアクティブマトリクス画像ディスプレイ装置である：
− 行および列に分配されている発光体アレイを形成する複数の発光体を備え、
− アレイの発光体の放出を制御するための手段を備え、該手段は
− アレイのそれぞれの発光体に対して、発光体を制御することができる電流変調器を有しており、該電流変調器はソース電極、ドレイン電極、ゲート電極およびトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を有しており、該トリップしきい値電圧は変調器毎に変化するものであり、
− 発光体のそれぞれの列の発光体をアドレス指定することができる列アドレス手段を有しており、該手段は前記変調器のゲート電極にデータ電圧を供給して該変調器を制御し、
− 発光体のそれぞれの行の発光体を選択電圧を供給することによって選択することができる行選択手段を有しており、
− それぞれの変調器のトリップしきい値電圧を補償するための補償手段を備え
ている形式のものにおいて、
− 前記補償手段は少なくとも１つの演算増幅器を有しており、該演算増幅器のフィードバックが少なくとも１つの変調器のトリップしきい値電圧を該電圧の値にいかんに拘わらず補償することができ、かつ
− 前記増幅器は反転入力側（−）、非反転入力側（＋）および出力端子を有しており、かつ
− 演算増幅器の非反転入力側（＋）は前記変調器を制御する列アドレス手段に接続されており、かつ
− 演算増幅器の反転入力側（−）は前記変調器のソース電極に接続されており、かつ
− 演算増幅器の出力側は前記変調器のゲート電極に接続されている。

本発明の有利な実施形態によれば、ディスプレイ装置は次の特徴の１つまたは複数を有している：
− 制御手段は、発光体と関連した前記変調器に対して、演算増幅器の出力側と前記変調器のゲート電極との間に接続されている少なくとも１つの第１の制御スイッチを有しており、該第１の制御スイッチは当該発光体に対する行選択電圧を受信することができるゲート電極を有している；および
− 制御手段は、発光体と関連した前記変調器に対して、演算増幅器の反転端子（−）と前記変調器のソース電極との間に接続されている第２の制御スイッチを有しており、該第２の制御スイッチは同時に選択電圧を受信することができるように前記第１の制御スイッチのゲート電極に接続されているゲート電極を有している；および
− 行選択手段は当該行における少なくとも１つの発光体を選択するために前記第１のスイッチの少なくとも１つのゲート電極に給電することができる；および
− 補償手段は列の発光体を制御する変調器のすべてのトリップしきい値電圧を補償することができる；および
− 変調器および第１の制御スイッチおよび第２の制御スイッチは薄膜ポリシリコンまたは薄膜アモルファスシリコンにおいて製造された構成要素である；および
− 変調器はｎ形トランジスタでありかつそのドレインは給電手段によって給電される；および
− 変調器はｐ形トランジスタでありかつ制御手段は更に、変調器のソースと電圧供給電極との間に配置されている受動構成要素を含んでいる；および
− それぞれの発光体は有機発光ダイオードである；および
− 受動構成要素は薄膜抵抗を有している；および
− 制御手段は更に、画像フレームの持続時間にわたりピクセルまたはサブピクセルの明るさを維持するために変調器のゲート電極とソース電極との間に接続されている少なくとも１つの充電コンデンサを含んでいる；および
− 制御手段はアクティブマトリクスを電圧安定化するために演算増幅器の出力側と反転入力側との間に接続されている補償コンデンサを含んでいる；および
− 変調器のドレイン電流は変調器に対する給電電圧間の差および変調器のゲートおよびソース間の電位差に依存している；および
− 補償手段は数個の演算増幅器を有しており、それぞれの演算増幅器は発光体を制御する変調器のトリップしきい値電圧を補償することができる。

本発明の装置は有利にもポリシリコンの局所空間変動が原因で生じる明るさの変動を補償するのを可能にするものである。結果として、画像の均一性が著しく改善されることになる。

更に、発光体に対するそれぞれのアドレス回路は有利にも３つの薄膜トランジスタしか有していない。この画像ディスプレイ装置は結果的により簡単に製造することができしかもピクセルのより小さな有効領域を占め、結果的にピクセルの開放アパーチャ率は高くなる。

更に、製造は所要シリコンが少なくなるのでより安価になる。このことは、ディスプレイパネルを形成する発光体の数を考えると、発光体当たりの１つのトランジスタの節約は相当の節約になるので、生産力が高められる。

本発明の別の課題は、例えば、アクティブマトリクス画像ディスプレイ装置に使用することができる電流変調器を制御するための回路を提供することである。

この課題の解決のために、本発明は、定義されないトリップしきい値電圧を有する電流変調器を制御するための回路であって、該回路はトリップしきい値電圧補償手段を含んでいる形式のものにおいて、該トリップしきい値電圧補償手段は少なくとも１つの演算増幅器を有しており、該演算増幅器の出力側は前記変調器のゲート電極に接続されており、該変調器の反転入力側（−）は該変調器のソース電極に接続されており、かつ該演算増幅器のフィードバックが変調器のトリップしきい値電圧を補償して、該変調器を流れるドレイン電流の強度が変調器のトリップしきい値電圧に無関係であることを特徴とする電流変調器の制御回路を提供する。有利には、この演算増幅器の出力側は変調器のゲート電極に接続されておりかつその反転入力側（−）はこの同じ変調器のソース電極に接続されている。

次に本発明を、そこに示されている実施例に限定しているわけではないが理解を深めるために添付図を参照して一層詳細に説明する。図中：
図１は従来技術から公知の発光体アドレス回路を略示し、
図２はそれ自体公知の低温ポリシリコン（low-temperature polysilicon＝ＬＴＰＳ）結晶化技術により製造された種々の薄膜トランジスタの電流電圧特性の曲線を示すグラフを示し、
図３はアドレス回路電流変調器がｎ形である、本発明の第１実施例の回路を略示し、
図４はアドレス回路電流変調器がｐ形である、本発明の第２実施例の回路を略示し、
図５は本発明の第１実施例による発光体のアレイの部分を略示している。

図３は、本発明の第１実施例の画像ディスプレイデバイスの１エレメントを示している。このエレメントは発光体Ｅおよびそれに関連付けられているアドレス回路１０を示している。

従来、このアドレス回路１０は電流変調器Ｍ、第１の電流スイッチＩ１、記憶コンデンサＣ、行選択電極Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}、列アドレス電極Ｖ_ｄａｔａおよび電圧供給電極_Ｖｄｄを有している。

図示の例において、変調器はｎ形でありかつ発光体は従来の構成を有するＯＬＥＤタイプのダイオードである。同じ回路は、ｐ形変調器が使用されかつ変調器−発光体直列接続が反転されている、すなわちいわば発光体のアノードが電圧供給電極Ｖ_ｄｄに接続されておりかつ変調器のドレインがアース電極に接続されているという、インバーテド・ストラクチャを持ったＯＬＥＤディスプレイにも適用可能である。

続いて、従来のＯＬＥＤストラクチャを有するｐ形の変調器の使用に適用可能である別の回路は図４を参照して説明することにする。この回路は反転されたＯＬＥＤストラクチャを有するｎ形変調器にも適用可能である。

給電電源Ｖ_ｄｄは変調器Ｍのドレインに接続されている。データ電圧Ｖ_ｄａｔａはこの変調器Ｍのゲートに供給されるとき、セットポイント電流、すなわちいわばドレイン電流はドレインおよびソースの間に形成されかつこれは発光体Ｅのアノードに供給される。

ドレイン電流の強度はなかんずく、変調器トランジスタのトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈに依存している。発光体Ｅはこの電流に比例している量の光を放出する。それ故に同じデータ電圧は発光体毎に同じ量の光を生成しない。

しきい値電圧の局所的な空間変動によって引き起こされる輝度変動を補償するために、本発明のアドレス回路は演算増幅器１１を含んでいる。この演算増幅器は電流変調器Ｍのしきい値電圧Ｖ_ｔｈを補償するものである。

実際に、ここの列アドレス電極は演算増幅器１１の非反転入力側（＋）に接続されている。変調器Ｍのソースは演算増幅器の反転入力側（−）に接続されておりかつ演算増幅器１１の出力端子は変調器Ｍのゲートに接続されていて、制御電圧を供給することによってそれをターンオンするようになっている。

有利には、選択スイッチＩ１は変調器Ｍのゲートと演算増幅器１１の出力端子との間に直列に接続されておりかつスイッチＩ２は変調器Ｍのソースと演算増幅器１１の反転入力側（−）との間に直列に接続されており、かつこれらのスイッチＩ１，Ｉ２に対する制御部は同じ行選択電極Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}に接続されている。

従ってこのストラクチャにおいて、演算増幅器から得られるフィードバックは有利にも変調器Ｍのトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈをこの電圧の値のいかんに関わりなく補償する。

従って、演算増幅器のフィードバックのために、発光体Ｅのアノードの電圧も列データ電圧Ｖ_ｄａｔａに等しくかつ変調器によって放出されかつ発光体を通過するドレイン電流は変調器Ｍのトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈに無関係である。演算増幅器によって生成されるゲート−ソース電圧は値のいかんに拘わらず変調器Ｍのしきい値電圧を補償する。従って、ここに示されているのは、固定ではない等価なダイオード負荷に基づいているデータ電圧Ｖ_ｄａｔａによって制御される電流発生器である。

更に、トリップしきい値電圧のフィードバックの供給は有利にはデータ制御電圧Ｖ_ｄａｔａおよび選択制御電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}の供給と同期している。

有利には、このアドレス回路も行制御電極によってターンオンおよびターンオフされる第１の制御スイッチＩ１を含んでいる。この第１のスイッチＩ１は演算増幅器１１の出力側と電流変調器Ｍのゲートとの間に接続されていて、後者がターンオンされるようになっている。

走査制御電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}が第１のスイッチＩ１のゲートに供給されると、後者はターンオンしかつ演算増幅器の出力電圧は変調器のゲートに供給される。

アドレス回路は変調器Ｍのソースと演算増幅器Ｉ１の反転端子（−）の間に接続されている付加的なスイッチＩ２を含んでいてもよく、その場合後者はフィードバックモードにおいて動作することができる。

有利には、第２のスイッチは行選択電極に供給される走査電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}によって制御されてもよい。この場合、第２のスイッチＩ２のゲートは第１のスイッチＩ１のゲートに接続されておりかつ第２のスイッチは第１のスイッチＩ１と同期して走査制御電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}を受け取る。

第２のスイッチＩ２は発光体の確実なアドレス指定を保証する。それは選択された発光体と同じ列に配置されている別のアドレス回路に漏れ電流が生じるのを防止する。

有利には、２つのスイッチＩ１，Ｉ２および変調器ＭはＴＦＴ技術を使用して製造されている。これらの薄膜トランジスタはアモルファスシリコンまたはポリシリコンにおいて製造されていてよい。３つのＴＦＴ構成要素および１つの演算増幅器を有しているアドレスストラクチャはＴＦＴ構成要素を製造するこれらの技術の両方とコンパチブルである。

画像フレームの持続時間を超えて明るさを維持するために、アドレス回路は変調器Ｍのゲートとそのソースとの間に配置されている記憶コンデンサＣを含んでいる。このコンデンサはフレーム持続時間に相応する時間間隔にわたって変調器Ｍのゲート電極の電圧を近似的に一定に維持できるようにするものである。

アドレス回路は補償コンデンサＣ_ｃを含んでいてもよい。これは回路を安定させるために、第１および第２のスイッチＩ１およびＩ２を介して充電コンデンサＣと並列に接続されている。

ピクセルを走査しているとき、選択された発光体の２つの制御スイッチＩ１，Ｉ２は演算増幅器のフィードバックのお陰でターンオンされかつ、演算増幅器の非反転端子（＋）に供給されるデータ電圧Ｖ_ｄａｔａは発光体Ｅのアノードに実際に供給される電圧である。

ピクセルの走査後、変調器Ｍは飽和領域において動作しかつ記憶コンデンサＣに蓄積された電圧に比例するドレイン電流を供給する。演算増幅器によって実施される電圧補償のために、ドレイン電流は変調器Ｍのトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈには無関係である。従って、１つおよび同じ列のピクセルからピクセルへのしきい値電圧の変化はこれらのピクセルの発光体を流れる電流にいささかも影響しない。

図４には本発明の第２の実施例が示されている。

図示の実施例において、変調器はここではｐ形で、発光体は従来の構成のＯＬＥＤタイプのダイオードである。ｎ形の変調器が使用されかつ変調器−発光体直列が反転されているとしたら、同じ回路は反転されたストラクチャのＯＬＥＤディスプレイにも適用可能であり、すなわち発光体のアノードは電圧供給電極Ｖ_ｄｄに接続されておりかつ変調器のソースはアース電極に受動構成要素を介して接続されている。

図３に示されている第１の実施例に相応して、演算増幅器２１はフィードバックモードにおいて使用される。その出力側は上述したように制御スイッチＩ１を介して変調器Ｍのゲートに接続されており、かつその反転入力側（−）は上述したように制御スイッチＩ２を介して変調器Ｍのソースに接続されている。上述したように、データ制御電圧Ｖ_ｄａｔａは増幅器の非反転入力側（＋）に注入される。

第１の実施例とは異なって、発光体に対する給電電圧Ｖ_ｄｄはここでは受動構成要素Ｒを介して変調器Ｍのソースに接続されている。変調器はｐ形であるので、変調器のドレインはここでは発光体Ｅのアノードに接続されている。データ制御電圧Ｖ_ｄａｔａがｐ形の変調器に供給されると、ドレイン電流はこの場合変調器を通ってそのソースからドレインに通過する。

この受動構成要素は例えば、電極、抵抗、ダイオードまたは電気回路を有していてもよい。図４に図示の例において、この受動構成要素は有利には薄膜抵抗Ｒから成っている。

発光体が選択されると、データ電圧Ｖｄａｔａは変調器Ｍのゲートに供給され、かつドレイン電流は変調器Ｍおよび発光体Ｅを通って流れる。この電流は次の１次式に従って定義されている：
Ｉｄ＝（Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｄａｔａ）／Ｒ （式１）。

それ故にこれはここでは固定負荷Ｒに基づいたデータ電圧Ｖ_ｄａｔａによって制御される電流発生器である。この固定負荷のために、発光体は有利には、ダイオードまたは発光体Ｅの特性とは完全に無関係に駆動するとよい。

変調器Ｍおよび発光体Ｅを流れる電流はそのトリップしきい値電圧に無関係であることも述べておく。更に、回路給電電圧Ｖ_ｄｄは一定であるので、ドレイン電流はデータ電圧Ｖ_ｄａｔａによって直接制御可能である。それ故に固定のデータ制御電圧に対して、ドレイン電流は一定である。

更に、上述したように、ピクセルが走査された後、変調器Ｍはその飽和動作モードにありかつドレイン電流は次の式によって定義されている：
Ｉ_ｄ＝ｋ・２．Ｗ／Ｉ（Ｖ_ｇｓ−Ｖ_ｔｈ）^２ （式２）。

固定のデータ電圧に対しては、ドレイン電流ｌｄは一定であり（式１参照）かつそれ故にトリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈとゲート−ソース電圧は一定である。

従って、演算増幅器のフィードバックのお陰で、トリップしきい値電圧Ｖ_ｔｈおよびゲート−ソース電圧は持続的に相互に調整される。

結果的に、ドレイン電流は種々のｎ形トランジスタのトリップしきい値電圧とともに変化することはない。ピクセル毎に違っていてももはや発光体を流れる電流に影響することはない。

図５には、アドレス回路変調器がｎ形の構成要素であるアクティブマトリクスディスプレイパネルの発光体のアレイの１部分が略示されている。

従来、この種のディスプレイパネルにおいて、発光体およびそのアドレス回路のアレイは行および列に配置されている。

有利には、走査電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}を行ｎの電極に供給すると、この行のピクセルに対するすべての制御スイッチＩ１および第２の制御スイッチＩ２が制御される。

表示されるべき画像に相応するビデオデータ電圧Ｖ_{ｄａｔａ，ｉ}およびＶ_{ｄａｔａ，ｊ}は列電極を介して列の演算増幅器に供給される。

有利には、図５に示されている発光体のアレイは、列毎に１つの演算増幅器しか有していない。この演算増幅器Ａ_ｉｎはこの列の変調器Ｍ_ｉｎ，Ｍ_ｉｍのそれぞれの種々のトリップしきい値電圧を補償することができる。

発光体のアレイのそれぞれの行が、画像フレームに相応する走査を以て走査されると、ディスプレイパネルの種々の列の演算増幅器Ａ_ｉｎ，Ａ_ｉｍは同時にこの行の変調器すべてのトリップしきい値電圧を補償する。

１つの列の演算増幅器の出力側は、第１の制御スイッチＩ１を介してこの列の変調器のそれぞれのゲートに接続されている。この列の演算増幅器の反転入力側（−）は第２の制御スイッチＩ２を介して、この列の変調器のそれぞれのソースに接続されている。

発光体Ｅ_ｉｎを選択するために、選択電圧Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}はこの発光体Ｅ_ｉｎの行ｎの行電極に供給されかつ所望の発光を実現するために、データ電圧Ｖｄ_ａｔａはそれからこの発光体Ｅ_ｉｎの列の列ｉの電極に供給される。

第１の制御スイッチＩ１および第２のスイッチＩ２がターンオンされると、上に説明したように、データ制御電圧Ｖ_ｄａｔａが変調器Ｍのソースに供給される。この変調器のトリップしきい値電圧は列増幅器Ａ_ｉｎの出力によって補償されかつ変調器Ｍ_ｉｎは発光体Ｅ_ｉｎにドレイン電流を供給する。

発光体のパネルまたはアレイは列毎に単一の演算増幅器しか有しておらず、しきい値電圧変動を補償するものであり、かつこのパネルのそれぞれのピクセルは３つのトランジスタしか有していないので、非常に均一な輝度レベルおよび非常に良好で快適な視認性を提供する安価なパネルが実現される。

従来技術から公知の発光体アドレス回路の略図 それ自体公知の低温ポリシリコン（ＬＴＰＳ）結晶化技術により製造された種々の薄膜トランジスタの電流電圧特性の曲線を示すグラフ図 本発明の第１実施例の回路の略図 本発明の第２実施例の回路の略図 本発明の第１実施例による発光体のアレイの部分の略図

Claims (10)

1. アクティブマトリクス画像ディスプレイ装置であって、
   − 行および列に分配されている発光体アレイを形成する複数の発光体（Ｅ_ｊｎ，Ｅ_ｉｎ，Ｅ_ｉｍ）を備え、
   − アレイの発光体の放出を制御するための手段を備え、該手段は
   − アレイのそれぞれの発光体（Ｅ_ｊｎ，Ｅ_ｉｎ，Ｅ_ｉｍ）に対して、発光体を制御することができる電流変調器（Ｍ_ｉｎ）を有しており、該電流変調器はソース電極、ドレイン電極、ゲート電極およびトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を有しており、該トリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）は変調器（Ｍ_ｉｎ）毎に変化するものであり、
   − 発光体（Ｅ_ｉｎ，Ｅ_ｉｍ）のそれぞれの列の発光体をアドレス指定することができる列アドレス手段を有しており、該手段は前記変調器（Ｍ_ｉｎ，Ｍ_ｉｍ）のゲート電極にデータ電圧（Ｖ_ｄａｔａ，_ｉ）を供給して該変調器を制御し、
   − 発光体のそれぞれの行の発光体を選択電圧を供給することによって選択することができる行選択手段を有しており、
   − それぞれの変調器（Ｍ_ｉｍ）のトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を補償するための補償手段（Ａ_ｉｎ，Ａ_ｊｎ，１１，２１）を備え
   ている形式のものにおいて、
   − 前記補償手段は少なくとも１つの演算増幅器を有しており、該演算増幅器のフィードバックが少なくとも１つの変調器のトリップしきい値電圧を該電圧の値にいかんに拘わらず補償することができ、かつ
   − 前記増幅器は反転入力側（−）、非反転入力側（＋）および出力端子を有しており、かつ
   − 演算増幅器の非反転入力側（＋）は前記変調器を制御する列アドレス手段に接続されており、かつ
   − 演算増幅器の反転入力側（−）は前記変調器のソース電極に接続されており、かつ
   − 演算増幅器の出力側は前記変調器のゲート電極に接続されている
   ことを特徴とする画像ディスプレイ装置。
2. 前記制御手段は、発光体と関連した前記変調器に対して、演算増幅器（Ａ_ｉｎ，１１，２１）の出力側と前記変調器（Ｍ_ｉｎ）のゲート電極との間に接続されている少なくとも１つの第１の制御スイッチ（Ｉ１）を有しており、該第１の制御スイッチは当該発光体（Ｅｉｎ）に対する行選択電圧（Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}，_ｉｎ）を受信することができるゲート電極を有している
   請求項１記載の画像ディスプレイ装置。
3. 前記制御手段は、発光体と関連した前記変調器に対して、演算増幅器（Ａ_ｉｎ，１１，２１）の反転端子（−）と前記変調器（Ｍｉｎ）のソース電極との間に接続されている第２の制御スイッチ（Ｉ２）を有しており、該第２の制御スイッチは同時に選択電圧（Ｖ_{ｓｅｌｅｃｔ}）を受信することができるように前記第１の制御スイッチ（Ｉ１）のゲート電極に接続されているゲート電極を有している
   請求項２記載の画像ディスプレイ装置。
4. 行選択手段は当該行における少なくとも１つの発光体（Ｅ_ｉｎ）を選択するために前記第１のスイッチの少なくとも１つのゲート電極に給電することができる
   請求項２または３記載の画像ディスプレイ装置。
5. 補償手段は列の発光体（Ｅ_ｉｎ，Ｅ_ｉｍ）を制御する変調器（Ｍ_ｉｎ，Ｍ_ｉｍ）のすべてのトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を補償することができる
   請求項１から４までのいずれか１項記載の画像ディスプレイ装置。
6. 変調器（Ｍ_ｉｎ）および第１の制御スイッチ（Ｉ１）および第２の制御スイッチ（Ｉ２）は薄膜ポリシリコンまたは薄膜アモルファスシリコンにおいて製造された構成要素である
   請求項３から５までのいずれか１項記載の画像ディスプレイ装置。
7. 変調器（Ｍ_ｉｎ）はｎ形トランジスタでありかつそのドレインは給電手段（Ｖ_ｄｄ）によって給電される
   請求項１から６までのいずれか１項記載の画像ディスプレイ装置。
8. 変調器（Ｍ_ｉｎ）はｐ形トランジスタでありかつ
   制御手段は更に、変調器（Ｍ_ｉｎ）のソースと電圧供給電極（Ｖ_ｄｄ）との間に配置されている受動構成要素（Ｒ）を含んでいる
   請求項１から６までのいずれか１項記載の画像ディスプレイ装置。
9. それぞれの発光体（Ｅ）は有機発光ダイオードである
   請求項１から８までのいずれか１項記載の画像ディスプレイ装置。
10. 定義されないトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）を有する電流変調器（Ｍ）を制御するための回路であって、該回路はトリップしきい値電圧補償手段を含んでいる形式のものにおいて、
    該トリップしきい値電圧補償手段は少なくとも１つの演算増幅器（１１，２１）を有しており、該演算増幅器の出力側は前記変調器のゲート電極に接続されており、該変調器の反転入力側（−）は該変調器のソース電極に接続されており、かつ該演算増幅器のフィードバックが変調器のトリップしきい値電圧を補償して、該変調器（Ｍ）を流れるドレイン電流の強度が変調器（Ｍ）のトリップしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）に無関係であるようにした
    ことを特徴とする電流変調器の制御回路。

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