JP2007263944A - 演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置及び演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】測定用電源304によって被測定回路302に複数の既知電圧VFを印加し、この際、第1〜第3の電圧測定部306〜308によって、レベル変換器(演算増幅器)120の出力電圧VLEV_M、PWM/アナログ変換器90aの出力電圧VCTI、レベル変換器120のオフセット電流を供給する電源電圧Vcc1を測定する。演算部310によって、それら測定値の各相関関係から、レベル変換器120の入出力特性及びレベル変換器120の出力側以降の入出力特性を求めて、レベル変換器120のオフセット及びゲインを目標値とするための調整値を求める。
【選択図】 図1
Description
昇降圧コンバータ13は、車両駆動時には電源12の電圧VL(例:280V)を、モータ11の駆動に適した電圧VH(例:750V)に昇圧し、車両の制動時には発電機となるモータ11から生じる電圧VH(例:750V)を電源回路の電圧VL(例:280V)に降圧して電力の回生動作を行う。
最初に、昇圧動作を説明する。図10の時刻t0〜t1間、時刻t2〜t3間、時刻t4〜t5間に示すように、スイッチング素子21のIGBT25がON(導通)すると、リアクトル16に電流Iが流れ、リアクトル16(インダクタンスL)にLI2/2のエネルギーが蓄積される。
次に、降圧動作を説明する。スイッチング素子22のIGBT26がON(導通)すると、リアクトル16に電流Iが流れ、リアクトル16にLI2/2のエネルギーが蓄積される。
このようにスイッチング素子21又は22のON時間(ONデューティ)を変更する事で、昇降圧の電圧を調整する事が可能であり、概略の値は次式にて求める事が出来る。
VL/VH=ONデューティ (%)
VL:電源電圧
VH:昇圧後の電圧
ONデューティ:スイッチイング素子21又は22のスイッチング周期に対する導通期間の割合。
しかし、実際には負荷の変動、電源電圧の変動などがあるので、昇降圧後の電圧VHを監視し、目標値となるように、スイッチング素子21,22のON時間(ONデューティ)の制御を行う。
これらIGBTチップ温度検出部45,55を、上アームのスイッチング部31のIGBTチップ温度検出部45を代表して図12に内部ブロック図を示し、その説明を行う。
デジタル・アナログ変換器90は、フォトカプラ35と、2値化回路91と、バッファ回路92と、LPF回路(低域通過フィルタ)93とを備えて構成されている。
このようなIGBTチップ温度検出部45によってIGBT26の温度を測定する場合、定電流源70からIGBT26と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード40に定電流を供給する。これによって、温度検出用ダイオード40の順方向降下電圧VF(VF電圧信号とも称す)が、図13に示すように温度に比例した電圧値となる。即ち、温度検出用ダイオード40のチップ温度が例えば165℃ではVF=1.5V、例えば25℃ではVF=2.0Vとして得られ、実際にはVFの変化量500mVが温度信号のフルスパンとなる。
三角波発生器78は、コンパレータ101及びオペアンプ102と、これら101,102の−,+入力端子と出力端子並びに電源Vcc1及びアースとの間に図示のように接続された抵抗器R21,R22、R23,R24,R25,R26と、コンデンサC11とを備えて構成されている。図12と同じ構成については同じ符号を用いて説明する。
温度検出用ダイオード40の順方向降下電圧VFは、バッファ回路71でインピーダンス変換された後、レベル変換器77にて、三角波信号の上限値と高温(例:165℃)側VFとが合致、三角波信号の下限値と低温(例:25℃)側VFとが合致するように、増幅及びレベルの加減算が行われる。
つまり、レベル変換器77は、三角波信号の上限と下限との幅のレベル(振幅)に、VF電圧信号の幅のレベルが一致するようにVF電圧信号の幅を拡大する(ゲインの調整)と共に、この拡大したVF電圧信号のレベルの上下が三角波の上限と下限の位置に一致させる(オフセットの調整)。ゲインとオフセットの調整は次のように行う。
この動作によって生成されるコンパレータ79の出力パルスのデューティは、VF電圧信号に比例する。例えばデューティ0%は低温(例:25℃)側VF、100%は高温(例:165℃)側VFとして、次段のフォトカプラ35によるPWM信号の絶縁伝送回路を介して、上及び下アームのスイッチング部31,32から制御部23の2値化回路91へPWM信号として伝送される。
このため、抵抗素子、定電圧素子、オペアンプ等の回路素子は高精度品を用いる必要があるが、車両の環境温度は−40〜+105℃と広範囲での動作保証、車両用としての高信頼性及びクレームを生じた場合の敏速な対応が求められる点から、車載対応ICから選択せざるをえない。
レベル変換器77のオペアンプ73の+入力端子には、電源Vcc1の電位を抵抗器R11とR12で分圧した電位Vcc11に固定されているので、オペアンプ73の出力電圧は下式(1)で表される。
このような三角波発生器78の出力信号の上限値Vsuと下限値Vsdの三角波と、レベル変換器77の出力とを、コンパレータ79で比較して、下式(4)〜(6)で表される温度に比例したパルス幅のPWM信号を生成する。
これらの式(1)〜(7)において、±0.1%の高精度抵抗器を用いれば、LPF回路93の出力の誤差は電源Vcc1,Vcc2のバラツキに依存することになる。
電源Vcc1にシャントレギュレータを用いた場合の電位Vcc1と、電源Vcc2に標準レギュレータを用いた場合の電位Vcc2のバラツキは、正規分布として扱うことができる。
上記のVcc1を変動させた場合のLPF回路93の出力への影響を図16及び図17に、Vcc2を変動させた場合のLPF回路93の出力への影響を図18及び図19に示す。
この目標値を得るために、例えば回路基板にIGBTに内蔵された温度検出用ダイオード40,50が接続される端子に、チップ温度が135℃相当の電圧1.607V、40℃相当の1.946Vを模擬VF信号として入力し、その時に得られる2つのLPF出力信号レベルから計算により求める手法、または抵抗値をレーザートリミング装置でトリミングしながら、LPF出力信号の目標値に対する誤差をフィードバックする手法がある。これとは別に、抵抗器R13,R15に関しては未実装としておき、試験によって調整抵抗値が定まった時点で、後実装を行う手法もある。
更に、前述した調整抵抗値が定まった時点で後実装を行う手法は、後実装のため、回路基板及び初期実装回路素子に2度にわたる高温加熱が実施され、このため回路素子の信頼性が低下する。
この構成によれば、アナログ回路の入力端子から演算増幅器までの回路がインピーダンス変換回路の場合でも、適正にオフセット及びゲインの調整値を求めることができる。
この構成によれば、より正確なオフセットの調整値を求めることができる。
この構成によれば、アナログ回路の入出力特性の測定を行う箇所を最小限に絞ることができるので、許容誤差範囲(VF調整範囲)内の入出力特性を得る際に、アナログ回路の演算増幅器のゲイン調整及びオフセット調整の工数を削減することができる。
この構成によれば、演算増幅器のオフセット及びゲインの調整を効率よく行うことができる。
この構成によれば、オフセット及びゲインの調整を繰り返し行わなくて済み、調整工数を削減することができる。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路302の入出力特性測定装置の構成を示す回路図である。
図2は、本実施の形態に係る入出力特性測定装置のレベル変換器の入出力特性図である。
図3は、本実施の形態に係る入出力特性測定装置のアナログ/PWM変換器及びPWM/アナログ変換器の入出力特性図である。
図4は、本実施の形態に係る入出力特性測定装置による被測定回路の入出力特性測定方法を説明するためのフローチャートである。
図6は、図5に示すVF/PWM変換回路のレベル変換器における各オフセット調整用抵抗器とゲイン調整用抵抗器との構成を示し、(a)は抵抗値調整前の構成、(b)は抵抗値調整後の構成を示す図である。
まず、図5〜図7を参照して、演算増幅器の入出力側に予め複数の抵抗器(調整用回路素子)を接続しておき、これら抵抗器を演算増幅器の出力信号のオフセット及びゲインが目標値となるように切断する構成が適用されたVF/PWM変換回路110について説明する。
更に説明すると、オペアンプ73の+入力端子の電位を、抵抗器R11の抵抗値=抵抗器R12の抵抗値とする事によって電源Vcc1の電圧の1/2に設定を行い、電源Vcc1とオペアンプ73の−入力端子との間に1組のオフセット微調整用抵抗器R13A,R13B,R13Cを、アースとオペアンプ73の負入力端子との間にもう1組のオフセット微調整用抵抗器R16A,R16B,R16Cを並列接続する。
この回路構成では、一方のオフセット微調整用抵抗器R13A,R13B,R13Cはオペアンプ73の出力電位を負方向に変化させ、他方のオフセット微調整用抵抗器R16A,R16B,R16Cはオペアンプ73の出力電位を正方向に変化させ、オフセットの微調整の役割を担う。
一方、ゲイン調整としては、オペアンプ73の−入力端子と出力端子との間に接続されて増幅率の分子を決定する抵抗器として、複数の抵抗器R15A,R15B,R15Cを並列接続した第4並列回路を用い、これを1組のゲイン調整用抵抗器とする。また、オペアンプ73の−入力端子とその前段のバッファ71の出力端子との間に接続されて増幅率の分母を決定する抵抗器として、複数の抵抗器R14A,R14B,R14Cを並列接続した第3並列回路を用い、これを他の1組のゲイン調整用抵抗器とする。
これらのオフセット調整用抵抗器R13、R13A〜R13C及びR16A〜R16C、ゲイン調整用抵抗器R14A〜R14C及びR15A〜R15Cを備えたオペアンプ73の出力は、下式(8)で表される。
但し、ゲイン調整によってオフセット量も変化するので、オフセット変化量によっては、オフセット量も調整により補正を行う必要がある。
抵抗器Rは、図6(a)に示すように、ランド部201に銅配線パターン202が溶着固定された抵抗実装用パッドに、チップ抵抗部203が図示せぬ表面実装手段により半田204で固着されている。チップ抵抗部203の表面には、セラミック基板に厚膜抵抗体を塗布や焼成するか、又は金属箔膜をスパッタなどで形成した後に、保護膜がコーティングされている。
以上説明したように、レベル変換器120において、オペアンプ73の+入力端子の電位を半分に設定し、同オペアンプ73の−入力端子と電源との間、並びに同−入力端子とアースとの間に、それぞれ同数のオフセット調整用抵抗器R13A〜R13C及びR16A〜R16Cを並列接続し、これら抵抗器のうちオフセット調整で不要となった抵抗器を並列回路から切り離すようにした。
このように等しくしたので、互いにオフセット調整が相殺され、この場合に、−入力端子と電源Vcc1との間に余分に1つ並列接続された抵抗器R13のみによってオペアンプ73の初期の出力レベル(オフセット量)を設定可能なようになっている。
次に、上述のように抵抗器を切り離し又は抵抗器の抵抗被膜を切断・除去して、演算増幅器のオフセット及びゲインを目標値とする場合に、図1に示す入出力特性測定装置300で、そのオフセット及びゲインを目標値に調整するための抵抗値を求める本実施の形態の特徴内容を説明する。
被測定回路302は、図5に示したバッファ71、レベル変換器120、三角波発生器78、アナログ/PWM変換器(演算増幅器)79並びに、図15に示したPWM/アナログ変換器90aを備えて成る。
第1の電圧測定部306は、レベル変換器120の出力電圧を測定するものである。その出力電圧をVLEV_Mとする。
第2の電圧測定部307は、PWM/アナログ変換器90aの出力電圧を測定するものである。その出力電圧をVCTIとする。
第3の電圧測定部308は、レベル変換器120及び三角波発生器78の電源電圧Vcc1を測定するものである。
このような構成において、出力電圧VCTIが0%〜100%になるように数段階の電圧を入力信号電圧VFとして印加し、この入力信号電圧VFに対する出力電圧VLEV_M,VCTIの電圧を第1及び第2の電圧測定部306,307で測定する。
VCTIからVLEV_Mへの直線回帰式は、
VLEV_M=γ×VCTI+δ …(9)
VLEV_M_H=γ×VCTI_H+δ …(10)
VLEV_M_L=γ×VCTI_L+δ …(11)
このVLEV_M_L,VLEV_M_Hは、VCTIの出力を0%,100%にするため必要なレベル変換器120の出力電圧を意味している。
VLEV_MからVF_Mの直線回帰式は、
VF_M=α×VLEV_M+β …(12)
VFM_H=α×VLEV_M_H+β …(13)
VFM_L=α×VLEV_M_L+β …(14)
このように、2段階での回帰直線を用いる事により、温度検出系統回路の出力規定値VCTIの0%,100%に相当するVFの値VFM_H,VFM_Lが求まり、温度検出系統回路の被測定回路302によるバラツキを反映した入出力特性が得られる。
下式(15)は入力信号電圧VFから、レベル変換器120の出力電圧VLEVの理論値を求める回路方程式である。図5に示すようにレベル変換器120のオペアンプ73の+入力電位は、抵抗器R11とR12の抵抗値を等しくすれば、Vcc1/2の電圧値となり、オペアンプ73の−入力電位も等価的にVcc1/2の電位となる。一方、R13A=R16A、R13B=R16B、R13C=R16Cとすれば、オペアンプ73のオフセット電流は抵抗器R13のみによって流れ込む。
上式(15)で入力信号電圧VFに対するVLEV_Cの計算値が求まるが、回路方程式に用いた回路定数は公称値であって、実際には誤差を持っている。
そこで、同一のVF電位を入力した時のVLEVの測定値VLEV_Mと、VLEVの理論値VLEV_Cとを比較し、回帰直線処理を行なって、下式(16)に示すゲイン補正値、オフセット補正値で、回路定数及び演算増幅器による公称値からのずれを表現する事が出来る。
VLEV_M=VLEV_C×Vg_C+Vo_C …(16)
但し、Vg_C:レベル変換器120のゲインの理論補正値。
Vo_C:レベル変換器120のオフセットの理論補正値。
既に記述したVFM_H,VFM_Lは、温度検出系統回路の出力規定値VCTIの0%,100%に相当するVFの実力入力範囲を示し、VFS_H,VFS_Lを回路基板に要求されるVF入力範囲とすると、ゲインの補正値Vg_cは下式(17)で表わされる。
従って、ゲインを調整するのはR15B,R15C,R14B,R14Cとなり、これらの組み合わせでゲイン補正を−2.6%,−1.73%,−0.86%,+0.83%,+1.64%,+2.50%に設定可能で、上記のGadjに最も近い組合せを選定することにより、VFの入力範囲の幅は所望の値に設定出来る。
一方、ゲイン調整後のレベル変換器120の出力電圧は、下式(18)及び(19)の右辺で表わされ、VLEVに近い値になるように、オフセット電流を調整する。
R15:ゲイン調整後のゲインの分子に相当する抵抗値。
上式(18)及び(19)を変形してオフセット電流(iH,iL)を求める式を下式(20)及び(21)に示す。
このようにして、レベル変換器120の出力調整用のオフセット電流の調整値(iH,iL)が求まる。
しかし、ゲイン調整は、計算値を設定出来ないため、iH,iLの値が異なるので、実際には、それらの平均値IOを下式(22)のように求めて調整を行う。
IO=(iH+iL)/2 …(22)
このオフセット調整電流より削除する抵抗器の抵抗値を、下式(23)によって定める。
RO=Vcc1/2/IO …(23)
一方、ROが負の場合はR13側の抵抗器を削除して、電流のアンバランスを起こさせる事により、R16側の抵抗器にオフセット電流を引き込む。このオフセット抵抗値ROもゲイン調整と同様に、近い値をR13,R13A,R13B,R13C,R16A,R16B,R16Cから選定すれば良い。
ステップS6において、レベル変換器120のオフセット特性の調整を行う。即ち、上記のゲイン抵抗器を削除した後のゲインを用いて、被測定回路302に設定すべき電圧範囲(0%,100%)に対するレベル変換器120の出力電圧範囲を求め、これと上記のPWM/アナログ変換器90aの出力電圧VCTIの0%,100%に相当するレベル変換器120の出力電圧VLEV_Mの範囲とを比較し、範囲のずれが最も少なくなるように調整用のオフセット電流を求め、電圧源の電圧値Vcc1から調整抵抗値を求め、オフセット電流を流したい側と反対側の抵抗器列から、その求めた調整抵抗値に近い抵抗器を削除する。
図20は、本発明の第2の実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路の入出力特性測定装置の構成を示す回路図である。
図20に示す入出力特性測定回路400が、図1に示した入出力特性測定回路300と異なる点は、被測定回路402が図12に示した温度検出用ダイオード40に一定の順方向電流IF(IF電流)を供給する定電流源70を備え、定電流源70からのIF電流のバラツキが起因する温度検出用ダイオード40の順方向電圧VF(VF電圧)の変動を補正可能としたことにある。また、入出力特性測定回路400は、VF電圧の変動を補正するために、電流測定部404と、演算部410と、測定用電源304の接続/切断用のスイッチ406とを備える。
図21は、温度検出用ダイオードの温度をパラメータとしたVF/IF特性を示し、IF電流の変動に伴いVF電圧が変動することを示している。図22は、VF電圧の温度係数のIF依存性を示し、IF電流が±5%変動すると、VF温度係数が±0.15%変動することを示している。図23は、25℃におけるVF電圧のIF電流依存性を示し、これからVF電圧とIF電流とがリニアな関係にあることが判る。
従って、IF電流のずれにより変動するVF電圧の補正は、図24に示すように、温度に関係無く一義的に補正すれば良い。温度検出用ダイオード40のVF電圧は、温度によって大きく変化し、またIF電流によっても変化するので、本来、IF電流を固定値としてVF電圧を測定する必要があるが、回路のバラツキによりIF電流は固定値からずれてしまう。
従って、予め温度検出用ダイオード40のΔVF/ΔIFを図23のように測定値から求めておき、このΔVF/ΔIFを補正係数CΔVF/ΔIFとして演算部410に設定し、演算部410で、その補正係数CΔVF/ΔIFとIF電流の規定値からのずれ量ΔIFとの積から、本来の規定値のVF電圧値からのずれ量ΔVFを求める。
順方向電流IFが規定値IFSでのVF電圧は次の通りである。
VFSS_H(高温側順方向電圧)
VFSS_L(低温側順方向電圧)
順方向電流IFが規定値IFSからずれた電流IFMでのVF電圧は次の通りである。
VFS_H=VFSS_H+(IFM−IFS)×CΔVF/ΔIF …(24)
VFS_L=VFSS_L+(IFM−IFS)×CΔVF/ΔIF …(25)
即ち、回路基板に要求されるVF入力範囲VFS_H,VFS_Lを求めた後は、第1の実施の形態で説明したと同様に、被測定回路402のバッファ71以降の特性の補償を行う。
図25及び図26は、本発明の第3の実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路の入出力特性測定方法を説明するための第1及び第2のフローチャートである。
図27は、本実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路(温度測定回路)の入出力特性の調整方法を説明するための図である。
図28は、本実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路(温度測定回路)のゲイン調整の有無を説明するための図である。
図29は、本実施の形態に係る演算増幅器を用いたアナログ回路である被測定回路(温度測定回路)のオフセット調整の有無を説明するための図である。
上式(24)及び(25)では、IF電流値の補正を行った後のT1,T2での温度検出用ダイオード40のVF電圧の規定値(設定VF値)は、次の記号で表される。
設定VF値:
VFS−H(高温側順方向電圧)
VFS−L(低温側順方向電圧)
(a1)オフセット調整分解能:VF−ER_OFF
本実施の形態でのオフセット調整は、べき乗の値からなる数種類の調整抵抗器を用いて調整を行うため、離散的な調整しか出来ない事による誤差で、オフセット調整ステップの1/2を設定する。
(a2)測定系の誤差(再現性):VF−ER_MEAS
これは、被測定回路402の入出力特性を測定する装置の安定性、再現性などを示す。
(a3)余裕度:VF−MARJIN
これは、調整後のVF値が、許容誤差の範囲で余裕をもって設定値を保証させるための余裕度である。
高温側順方向電圧の調整範囲:
VFS−H_MAX=VFS−H+(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(26)
VFS−H_MIN=VFS−H−(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(27)
低温側順方向電圧の調整範囲:
VFS−L_MAX=VFS−L+(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(28)
VFS−L_MIN=VFS−L−(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(29)
このゲイン調整とオフセット調整の順序は、ゲイン調整を行うとオフセット値も変化するので、ゲイン調整を行ってからオフセット調整を行う。これによって、その調整効率を高めることができる。
図25のステップS11において、入出力特性測定装置400で評価した被測定回路402の所定の出力値に対応する高温及び低温でのVF値を測定し、高温でのVF値をVFM_H、低温でのVF値をVFM_Lとする。この測定で得られた高温と低温のVF値を、図28に、実線K11,K12又は破線K13,K14で示した。
次に、ステップS13において、その計算したΔVFMがゲイン調整範囲内か否かを判断する。これは、上記のVFの調整範囲(VFS−H_MAX,VFS−H_MIN,VFS−L_MAX,VFS−L_MIN)から、ΔVFの調整範囲を求める。これは、下式(30)及び(31)のようになる。
ΔVFS_MAX=VFS−H_MAX−VFS−L_MIN …(30)
ΔVFS_MIN=VFS−H_MIN−VFS−L_MAX …(31)
そして、ΔVFM、ΔVFS_MIN、ΔVFS_MAXを比較する。この結果、ΔVFS_MIN≦ΔVFM≦ΔVFS_MAXの関係を満足すると、ステップS14に示すように、ゲイン調整は不要となる。これは、図28に示す実線K11,K12の場合である。
|ΔVFM−ΔVFS_MIN|<|ΔVFM−ΔVFS_MAX| …(32)
即ち、この式(32)にてゲイン調整目標の判定を行う。
この結果、上式(32)の関係を満足する場合、ステップS16に示すように、ゲイン調整目標は、ΔVF−SS=ΔVFS_MINとなる。一方、上式(32)の関係が相違する場合、ステップS17に示すように、ゲイン調整目標ΔVF−SS=ΔVFS_MAXとなる。
Gadj=(ΔVFSS−ΔVFM)/ΔVFM …(33)
次に、ステップS19において、ゲイン調整目標のΔVF−SSになるように、ゲイン調整用抵抗器R14A,R14B,R14C,R15A,R15B,R15Cを取り外し、ゲインを調整する。この際のゲイン調整量が上式(33)のようになる。
このように調整する事により、従来はゲイン調整目標ΔVF−SS=0と設定し、これに近づくようにゲイン調整していたが、ΔVFS_MINまたはΔVFS_MAX分の調整を行わなくても良く、言い換えればVF調整範囲を狭くすることができるので、その分だけゲイン調整用抵抗器を削除する工数を削減することができる。
図26のステップS20において、前工程でのゲイン調整により、被測定回路402の入出力特性が変化するので、ゲイン調整後の所定の出力値に対応する高温でのVF推定値:VFM_H_Gと、低温でのVF推定値:VFM_L_Gとを、下式(34)及び(35)から求める。なお、その高温と低温のVF推定値を、図29に、実線K21又は破線K22で示した。
VFM_H_G={(Vcc1/2−VLEV_M_H+Vo_c)/(RGAIN2)−5VP/2/(R13)}×{(RGAIN1)/Vg_c}+Vcc1/2 …(34)
高温側順方向電圧のゲイン調整後のVF推定値:
VFM_L_G={(Vcc1/2−VLEV_M_L+Vo_c)/(RGAIN2)−5VP/2/(R13)}×{(RGAIN1)/Vg_c}+Vcc1/2 …(35)
RGAIN1:増幅率の分子であるR15A〜R15Cにおけるゲイン調整後の合成抵抗。
RGAIN2:増幅率の分母であるR14A〜R14Cにおけるゲイン調整後の合成抵抗。
高温側順方向電圧の調整範囲:
VFS−H_MAX=VFS−H+(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(36)
VFS−H_MIN=VFS−H−(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(37)
低温側順方向電圧の調整範囲:
VFS−L_MAX=VFS−L+(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(38)
VFS−L_MIN=VFS−L−(VF−ER−VF−ER_OFF−VF−ER_MEAS−VF−MARJIN) …(39)
高温側順方向電圧:
VFS−H_MIN≦VFM_H_G≦VFS−H_MAX …(40)
低温側順方向電圧:
VFS−L_MIN≦VFM_L_G≦VFS−L_MAX …(41)
この判定の結果、低温側、高温側のVF推定値が何れも満足しているようであれば、ステップS22に示すように、オフセット調整は不要となる。これは、図29に示す実線K21の場合である。
まず、ステップS23において、規定値に対する高温側のVF推定値の誤差を下式(42)から求める。
高温側の誤差:
EVFM_H_G_1=|VFM_H_G−VFS−H_MAX|,EVFM_H_G_2=|VFM_H_G−VFS−H_MIN|…(42)
低温側の誤差:
EVFM_L_G_1=|VFM_L_G−VFS−L_MAX|,EVFM_L_G_2=|VFM_L_G−VFS−L_MIN| …(43)
これらのEVFM_L_G_1とEVFM_L_G_2とを比較し、値の大きい方を最大誤差として扱う。即ち、EVFM_L_G_1>EVFM_L_G_2の場合は、ステップS27において、EVFM_H_G_=VFM_L_G−VFS−L_MAXとする。また、EVFM_L_G_1<EVFM_L_G_2の場合は、ステップS28において、EVFM_L_G=VFM_L_G−VFS−L_MINとする。
低温側と高温側の誤差比較:
|EVFM_H_G|>|EVFM_L_G|の場合は、ステップS30において、オフセット調整量EVFM_G=EVFM_H_Gとする。
|EVFM_H_G|<|EVFM_L_G|の場合は、ステップS31において、オフセット調整量EVFM_G=EVFM_L_Gとする。
IMO=EVFM_G/RGAIN2 …(44)
次に、ステップS33において、上記で求められたオフセット電流値を用いてオフセット調整抵抗値Roffを、下式(45)により求める。
Roff=Vcc1/(IMO×2) …(45)
これによって、従来はオフセット誤差を0と設定して、これに近づくようにオフセット調整していたが、図27に示した許容誤差VF−ER−(VF−ER_OFF+VF−ER_MEAS+VF−MARJIN)分の調整を行わなくても良く、この分だけオフセット調整用抵抗器を削除する工数を削減することができる。また、このオフセット調整用抵抗器の削除によって、ステップS35において、ゲイン調整及びオフセット調整が完了する。
11 電動機
12 電源
13 昇降圧コンバータ
14 インバータ
16 リアクトル
17,C119,C604,C631 コンデンサ
21,22 スイッチング素子
23a,23b 制御回路
25,26 IGBT
27,28,84 ダイオード
30 昇降圧コンバータ用IPM
31 上アームのスイッチング部
32 下アームのスイッチング部
34,35,36,37,38 フォトカプラ
40,50 温度検出用ダイオード
41,42,51,52,80,82,89、R11,R12,R14,R15,R628,R637 抵抗器
43,53 IGBT保護回路
44 ゲートドライバ
45,55 IGBTチップ温度検出部
56 VH検出回路
57 分圧回路
58 レベル調整回路
59 三角波生成器
60 比較器
62 LPF
63 VH比較器
64 ゲート信号発生器
70 定電流源
71,92 バッファ回路
73,101,102 オペアンプ
77,120 レベル変換器
78 三角波発生器
79 コンパレータ(アナログ/PWM変換器)
85 発光ダイオード
87 受光ダイオード
88,TR600 トランジスタ
90 デジタル・アナログ変換器
90a PWM/アナログ変換器
91 2値化回路
93 LPF回路
300,400 入出力特性測定装置
302,402 被測定回路
304 測定用電源
306 第1の電圧測定部
307 第2の電圧測定部
308 第3の電圧測定部
310,410 演算部
404 電流測定部
406 スイッチ
R13 オフセット設定用抵抗器
R13A,R13B,R13C,R16A,R16B,R16C オフセット微調整用抵抗器
R14A,R14B,R14C,R15A,R15B,R15C ゲイン調整用抵抗器
Vcc1 第1の電源(又は電源電圧)
Vcc2 第2の電源(又は電源電圧)
Vout IGBTチップ温度電圧信号(LPF出力)
Claims (8)
- オフセット及びゲインの調整用回路素子が組み合わされた演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置において、
前記アナログ回路の入力端子に複数の既知電圧を印加する信号源と、
前記信号源による前記印加の際に、前記演算増幅器の出力電圧と、前記アナログ回路の出力端子の電圧と、前記演算増幅器のオフセット電流を供給する電源電圧を測定する測定手段と、
前記アナログ回路の入力端子へ印加する信号電圧と前記演算増幅器の出力電圧との関係から前記演算増幅器の入出力特性である第1の入出力特性を求め、前記演算増幅器の出力電圧と前記アナログ回路の出力電圧との関係から前記演算増幅器の出力側から前記アナログ回路の出力端子の入出力特性である第2の入出力特性を求め、前記アナログ回路の入出力特性を目標特性とするため、前記第2の入出力特性を用いて前記演算増幅器に要求される入出力特性を求め、前記演算増幅器のオフセット及びゲインを、要求される入出力特性と前記第1の入出力特性とを比較して、求められた目標値とするために前記調整用回路素子を調整する調整値を求める演算手段と
を備えたことを特徴とする演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置。 - 前記測定手段は、前記アナログ回路の入力端子から前記演算増幅器入力までの回路がインピーダンス変換回路の場合に、このインピーダンス変換回路の入出力特性は測定しない
ことを特徴とする請求項1に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置。 - 前記演算手段は、前記演算増幅器のオフセットの調整値を求める際に、当該演算増幅器のオフセット電流を供給する電源電圧の測定値を用いる
ことを特徴とする請求項1または2に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置。 - 前記アナログ回路の入力端子に温度検出用のダイオードが接続され、このダイオードに一定の順方向電流を供給する定電流源を有する場合に、前記ダイオードに供給される順方向電流を測定する電流測定手段を備え、
前記演算手段は、前記電流測定手段での順方向電流の測定値と順方向電流の規定値とのずれ量を求め、この電流ずれ量をもとに当該ずれ量の順方向電流が供給された際の前記ダイオードの順方向電圧のずれ量を求め、この電圧ずれ量をもとに前記アナログ回路の入力端子への印加電圧を規定値からずらす補正を行う
ことを特徴とする請求項1から3の何れか1項に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置。 - 前記演算手段は、前記補正を行う場合、前記電圧ずれ量と前記電流ずれ量との関係から補正係数を求め、この補正係数と前記電流ずれ量とを乗算して補正値を求め、この補正値で前記アナログ回路の入力端子への印加電圧を補正する
ことを特徴とする請求項4に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定装置。 - オフセット及びゲインの調整用回路素子が組み合わされた演算増幅器を含むアナログ回路と、このアナログ回路の入力端子に複数の既知電圧を印加する信号源と、この信号源による前記印加の際に、前記演算増幅器の出力電圧と、前記アナログ回路の出力端子の電圧と、前記演算増幅器のオフセット電流を供給する電源電圧を測定する測定手段と、前記アナログ回路の入力端子へ印加する信号電圧と前記演算増幅器の出力電圧との関係から前記演算増幅器の入出力特性である第1の入出力特性を求め、前記演算増幅器の出力電圧と前記アナログ回路の出力電圧との関係から前記演算増幅器の出力側から前記アナログ回路の出力端子の入出力特性である第2の入出力特性を求め、前記アナログ回路の入出力特性を目標特性とするため、前記第2の入出力特性を用いて前記演算増幅器に要求される入出力特性を求め、前記演算増幅器のオフセット及びゲインを、要求される入出力特性と前記第1の入出力特性とを比較して、求められた目標値とするために前記調整用回路素子を調整する調整値を求める演算手段と、前記アナログ回路の入力端子に接続された温度検出用のダイオードと、このダイオードに一定の順方向電流を供給する定電流源を有する場合に、前記ダイオードに供給される順方向電流を測定する電流測定手段とを備え、前記演算手段が、前記電流測定手段での順方向電流の測定値と順方向電流の規定値とのずれ量を求め、この電流ずれ量をもとに当該ずれ量の順方向電流が供給された際の前記ダイオードの順方向電圧のずれ量を求め、この電圧ずれ量をもとに前記アナログ回路の入力端子への印加電圧を規定値からずらす補正を行う演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定方法において、
演算増幅器の入出力特性の調整限界範囲を、前記規定値に対する許容誤差から前記オフセットの調整分解能、前記電流測定手段での測定誤差及び誤差余裕度の各値を減じた値を、前記規定値に対して正及び負方向に拡げた範囲とすることを特徴とする演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定方法。 - 前記調整限界範囲を超過した場合、前記演算増幅器のオフセット及びゲインの調整を行うことを特徴とする請求項6に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定方法。
- 前記演算増幅器のオフセット及びゲインの調整を行う場合、ゲイン調整を行った後、オフセット調整を行うことを特徴とする請求項7に記載の演算増幅器を含むアナログ回路の入出力特性測定方法。
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