JP2007180972A - アナログデジタル変換装置とそれを用いた車両用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誤差補正精度を向上したアナログデジタル変換装置と、それを用いた高信頼性の車両用電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】あらかじめ複数の基準電圧に対する誤差ΔＬ１〜ΔＬ４を求め、隣り合う基準電圧に対応したデジタル出力の誤差が同符号の場合は平均値を、異符号の場合は０を前記デジタル出力区間の基準誤差として決定しておき、任意アナログ入力電圧Ｖｘに対するデジタル出力ＬｘＤが包含されているデジタル出力区間の基準誤差ΔＬ２３を、ＬｘＤから差し引いて補正後デジタル出力Ｌｘとして出力するようにしたので、Ｖｘに対するＬｘＤの適正な基準誤差ΔＬ２３が得られ誤差補正精度が向上するとともに、前記アナログデジタル変換装置を車両用電源装置に適用することでキャパシタ電圧を高精度に監視でき高信頼化が実現できる。
【選択図】図３

Description

本発明はアナログ入力電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換装置と、それを用いて車両用負荷に対して非常時の電源バックアップを行う車両用電源装置に関するものである。

アナログ入力電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換装置は、本来アナログ入力電圧に対してリニアにデジタル信号に変換し出力するものであるが、実際にはアナログデジタル変換装置自体の特性やノイズ等の周辺回路の影響により、真値から外れ、誤差を含んだノンリニア（非線形）な出力となる場合がある。

これに対し、従来、基準電圧を基に誤差を補正する方法が例えば特許文献１に提案されている。そのブロック回路図を図９に示す。

図９のアナログデジタル変換装置１１は大まかに分類すると複数のアナログデジタル（以下、Ａ／Ｄと略す）変換部と演算部から構成されている。

動作としては、まず基準アナログ信号生成部１５により定電圧Ｖｒを生成する。これを抵抗Ｒ６、Ｒ７により抵抗分割し、基準電圧Ｖ７を得る。Ｖ７はアナログ電圧であるので、基準Ａ／Ｄ変換部１７に入力することによりデジタル出力Ｖ７Ｄａを生成する。このＶ７Ｄａは比較補正値生成部１９−４に入力される。

一方、デジタル基準値記憶部１９−３には、あらかじめ定められたデジタル基準値Ｖ７Ｄｒが記憶されており、Ｖ７Ｄｒも比較補正値生成部１９−４に入力される。

これらより、比較補正値生成部１９−４はＶ７ＤａとＶ７Ｄｒの差を演算することによって、誤差ΔＤを求める。

この状態で、任意アナログ電圧Ｖ２が第１Ａ／Ｄ変換部１３−１に入力されるとデジタル出力Ｖ２Ｄａが生成され、第１誤差補正演算部１９−１に入力される。この時、ΔＤも入力されるので、第１誤差補正演算部１９−１で両者の差を求めることにより第１真値Ｖ２Ｄ＝Ｖ２Ｄａ−ΔＤを出力している。

同様に、任意アナログ電圧Ｖ５が第２Ａ／Ｄ変換部１３−２に入力されるとデジタル出力Ｖ５Ｄａが生成され、第２誤差補正演算部１９−２に入力される。この時、ΔＤも入力されるので、第２誤差補正演算部１９−２で両者の差を求めることにより第２真値Ｖ５Ｄ＝Ｖ５Ｄａ−ΔＤを出力している。

以上の補正方法を示すグラフを図１０に示す。図１０において、横軸はアナログ入力電圧、縦軸はデジタル出力を示す。なお、ここでは上記動作に従って順に図１０を説明する。

まず、基準電圧Ｖ７を基準Ａ／Ｄ変換部１７に入力すると（横軸のＶ７参照）、デジタル出力として黒丸点で示したＶ７Ｄａが得られる（縦軸のＶ７Ｄａ参照）。

一方、デジタル基準値記憶部１９−３には、あらかじめＶ７に対するデジタル基準値Ｖ７Ｄｒが記憶されている。この値を図１０の黒四角点（真値）で示す。

従って、比較補正値生成部１９−４は両者の差ΔＤを誤差として出力する。ΔＤはどのようなアナログ入力電圧であっても一律に誤差として決定するので、この従来例ではデジタル出力は図１０の太点線上に乗ると仮定していることになる。すなわち、真値直線（細実線）からΔＤだけＹ軸方向に平行移動しているとみなすことになる。

これにより、任意アナログ入力電圧Ｖ２が第１Ａ／Ｄ変換部１３−１に入力されると、その出力Ｖ２Ｄａから誤差ΔＤを差し引いた値、すなわち第１真値Ｖ２Ｄ（白丸点：補正後デジタル出力）を第１誤差補正演算部１９−１から出力している。

同様に、任意アナログ入力電圧Ｖ５が第２Ａ／Ｄ変換部１３−２に入力されると、その出力Ｖ５Ｄａから誤差ΔＤを差し引いた第２真値Ｖ５Ｄ（白丸点）を第２誤差補正演算部１９−２から出力している。

このようにして、任意アナログ入力電圧に対する補正後デジタル出力を得ている。
特開２００４−３０４７３８号公報

以上のようなアナログデジタル変換装置によって、例えば図１０のＶ２に示したように、確かに補正前デジタル出力Ｖ２Ｄａに比べて補正後デジタル出力Ｖ２Ｄは真値Ｖ２Ｄｒに近づくので、補正の効果が得られることがわかる。

しかし、Ｖ５に示したように、補正前デジタル出力Ｖ５Ｄａが元々真値Ｖ５Ｄｒに近かった場合には、補正後のデジタル出力Ｖ５Ｄがかえって真値Ｖ５Ｄｒから遠ざかってしまい、誤差を増長する可能性があるという課題があった。

これは、誤差ΔＤを一律にしてしまったためである。すなわち、Ａ／Ｄ変換部が必ずΔＤだけ平行移動しているような高精度のものであれば従来の技術でも十分補正可能であるが、実際の一般的なＡ／Ｄ変換部は必ずしも誤差ΔＤを１つだけで決定できず、アナログ入力電圧に応じて誤差ΔＤも非線形になる特性を有する場合が多い。ゆえに、従来の技術をそのまま使用すると、かえって精度が劣化する可能性がある。

このような従来のアナログデジタル変換装置を車両用電源装置に用いる場合を考えると、以下の課題が懸念される。

すなわち、近年ハイブリッドカーや電気自動車の開発が急速に進められているが、それに伴い車両の制動も油圧制御を電気的に行うシステムとなるので、電源としてのバッテリから何らかの原因で電力の供給が断たれると油圧制御ができなくなり、車両の制動が不可能になる可能性がある。

そこで、バッテリとは別に補助電源として大容量キャパシタ等を搭載することにより、バッテリの非常時に、電気的な油圧制御を行って車両を制動する電子制御部に駆動電力を供給できる車両用電源装置が提案されている。

この車両用電源装置はキャパシタの状態監視等のために、それぞれのキャパシタの電圧を検出している。電圧検出は制御部であるマイクロコンピュータによって実施されているので、必ずアナログデジタル変換装置が必要となる。この際、従来のアナログデジタル変換装置を用いると、例えば図１０のＶ５のように誤差補正の精度が不十分な電圧領域においては、キャパシタ電圧が異常にもかかわらず正常と判断してしまう可能性があり、信頼性が十分得られないという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、誤差補正精度を向上したアナログデジタル変換装置と、これを用いることによる高信頼性の車両用電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のアナログデジタル変換装置とそれを用いた車両用電源装置は、基準電圧を複数とし、あらかじめ各々の基準電圧に対する誤差を求め、隣り合う前記基準電圧に対応したデジタル出力の前記誤差が同符号の場合は平均値を、異符号の場合は０を前記デジタル出力区間の基準誤差として決定しておき、任意アナログ入力電圧に対するデジタル出力が包含されている前記デジタル出力区間の前記基準誤差を、前記デジタル出力から差し引いて前記補正後デジタル出力として出力するようにしたものである。

本構成によって、複数の前記基準誤差の中から前記デジタル出力の値に対応する前記基準誤差で補正することができる。その結果、前記目的を達成することができる。

本発明のアナログデジタル変換装置とそれを用いた車両用電源装置によれば、任意アナログ入力電圧に対するデジタル出力における適正な前記基準誤差が得られるので誤差補正精度を向上することが可能となる。

その結果、前記アナログデジタル変換装置を車両用電源装置に適用することによりキャパシタ電圧を高精度に検出できるので、高信頼性の車両用電源装置を実現することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態１ではアナログデジタル変換装置について、実施の形態２では例として前記アナログデジタル変換装置を用いた車両制動時の非常用の車両用電源装置について説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置のブロック回路図である。図２は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第１の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。図３は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第１の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。図４は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第２の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。図５は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第２の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。図６は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第３の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。図７は本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第３の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図である。

図１において、マイクロコンピュータ１００は内部演算処理１６ビットの演算部１００ａ、内部メモリ１００ｂ、および後述する入力ポートと出力ポートを制御するポート制御部１００ｃから構成されるとともに、１０ビットのアナログデジタル変換手段１０１が内蔵されている。これにより、アナログデジタル変換手段１０１と演算部１００ａの伝達距離を短縮することができるので、外部ノイズ等の影響を低減することができ、高精度化に寄与する。

アナログデジタル変換手段１０１は複数の入力ポート１０２の内、選択された入力ポート１０２からアナログ入力電圧が入力されると、それに応じてデジタル出力に変換し、演算部１００ａで誤差補正を行った後、出力ポート１０３から補正後デジタル出力を出力する。なお、本実施の形態１では補正後デジタル出力を出力ポート１０３から直接出力しているが、これはマイクロコンピュータ１００内で使用する構成としてもよい。

また、複数の入力ポート１０２の内、１つを選択する選択スイッチ１０４もマイクロコンピュータ１００に内蔵され、ポート制御部１００ｃにより制御されている。なお、本実施の形態１では入力ポート１０２を２ポートを使用しているので、入力ポートを１０２ａ、１０２ｂとする。

２つの入力ポート１０２ａ、１０２ｂには、順にアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５と基準電圧用マルチプレクサ１０６が接続されている。これらはいずれも複数の入力に対していずれか１つを選択するための切替手段である。アナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５と基準電圧用マルチプレクサ１０６の入力選択はマイクロコンピュータ１００により制御されており、具体的にはポート制御部１００ｃに接続された選択ポート１０７の信号により１つの入力が選択される。

アナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５には複数のアナログ入力電圧が接続されている。具体的には読み込みたいアナログ入力に対して抵抗１０８により抵抗分割してからアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５に入力するようにしている。これは、アナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５の耐電圧以内にアナログ入力を抑えるためである。

なお、図１では点線で示すように省略しているが、他に複数のアナログ入力があっても、同様に抵抗分割した状態でアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５に入力されるようにしている。

一方、基準電圧用マルチプレクサ１０６には複数の基準電圧が接続されている。従って、アナログデジタル変換手段１０１には切替手段としての基準電圧用マルチプレクサ１０６を介して複数の基準電圧が接続される構成となる。

基準電圧は図１に示すように４種類の電圧を用いた。これらは、グランドレベル（０Ｖ）とツェナーダイオード１０９の出力電圧Ｖｒ（本実施の形態１では２．５Ｖで、これがアナログデジタル変換手段１０１の最大アナログ入力電圧となる）の中間の基準電圧として使用する。

基準電圧の生成は、正確なツェナーダイオード１０９の出力電圧Ｖｒを高精度抵抗１１０（例えば金属皮膜抵抗）により抵抗分割することで得ている。この高精度抵抗１１０の抵抗値を違えることで、互いに異なる電圧４点を基準電圧用マルチプレクサ１０６の入力端子に接続している。ここで、基準電圧は４点に限定されるものではなく、さらに多くてもよい。この場合はさらに高精度な誤差補正が可能となる。また、配線を簡略化するために、高精度抵抗１１０は直列に複数接続して、それぞれの中点電圧を基準電圧としてもよい。

なお、本実施の形態１では具体的にアナログ入力を抵抗１０８によって１／８の電圧に落としているので、最大アナログ入力電圧Ｖｒ（２．５Ｖ）の８倍、すなわち２０Ｖまでのアナログ入力に対応するように構成した。これに対し、例えば精度よく誤差補正を行いたい電圧範囲を５Ｖ近傍（４〜６Ｖ）とし、さらに測定したいアナログ入力の最大電圧が１２Ｖであると仮定すると、４つの基準電圧は５Ｖ近傍を多く設定するようにアナログ入力４、５、６、１２Ｖに対応して、それぞれ１／８倍した値、すなわち０．５、０．６２５、０．７５、１．５Ｖとなるように高精度抵抗１１０の抵抗値をそれぞれ決定した。

次に、上記構成のアナログデジタル変換装置の誤差補正方法について説明する。

まず、マイクロコンピュータ１００にはグランド（０Ｖ）と最大アナログ入力電圧Ｖｒ（２．５Ｖ）が接続されているので、アナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力が０Ｖで０に、Ｖｒで最大値ＬＭになるように設定する。ここで、前記したようにアナログデジタル変換手段１０１には１０ビットのものを用いているので、その分解能は２¹⁰＝１０２４である。従って、グランドレベル（０Ｖ）に対しては０を、２．５Ｖに対してはＬＭ＝１０２３をデジタル出力として出力する。

ここで、アナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力における真値は、横軸にアナログ入力電圧を、縦軸にデジタル出力を定義した平面上で、図２の細実線で示したように原点（０、０）と、Ｖｒにおける最大値ＬＭ、すなわち座標（Ｖｒ、ＬＭ）とを結ぶ直線上に存在する。従って、任意アナログ入力電圧が入力されると、前記直線の関係によりデジタル出力として出力すれば、誤差のない正確な出力となる。

しかし、背景技術で述べたように、アナログデジタル変換手段１０１は原点と最大値座標が決まっていても、必ずしもその間が直線関係で出力されるものではなく、誤差を有してしまう。その具体的な状態を図２により説明する。

今、原点と最大値が決まり、その間の真値に相当する直線関係（以下、真値直線という）が得られたので、次に、マイクロコンピュータ１００は切替手段である基準電圧用マルチプレクサ１０６を制御して高精度抵抗１１０により生成される複数の基準電圧に対応した複数のデジタル出力を求める。

具体的には、まずＶ１（例えば０．５Ｖ）の電圧を選択するように基準電圧用マルチプレクサ１０６に指示する。その結果、基準電圧用マルチプレクサ１０６の出力は入力ポート１０２ｂ、選択スイッチ１０４を介してアナログデジタル変換手段１０１にアナログ入力電圧として入力される。

この時、理想的には前記した真値直線からＶ１に対して図２に黒四角点で示した真値Ｌ１Ｒというデジタル出力が出なければならないが、実際にはアナログデジタル変換手段１０１の能力や周囲回路の影響等により黒丸点で示したＬ１Ｄというデジタル出力が得られたとする。

この場合、マイクロコンピュータ１００は現在のアナログ入力電圧Ｖ１が０．５Ｖであることがわかっているので、演算部１００ａは０．５Ｖにおけるデジタル出力Ｌ１Ｄから、あらかじめ求めた真値直線から得られるデジタル出力の真値Ｌ１Ｒを差し引いた値ΔＬ１を誤差として求め、内部メモリ１００ｂに記憶する。

以後、同様にして、順次基準電圧を基準電圧用マルチプレクサ１０６により切り替えてＶ２、Ｖ３、Ｖ４に対する誤差ΔＬ２、ΔＬ３、ΔＬ４を求めて記憶する。なお、図２の例では全ての中間アナログ入力電圧において、真値より大きい値がアナログデジタル変換手段１０１より出力されることがわかる。従って、誤差はアナログデジタル変換手段１０１の出力から真値を差し引いた値として定義しているので、ΔＬ１からＬ４の符号は全て正となる。

次に、任意アナログ入力電圧に対する基準誤差を以下のようにして求める。

現在、原点と最大アナログ入力電圧Ｖｒの間で４点の中間電圧における誤差がわかっているので、これらの電圧ごとに区間を設けて、例えばＶ１からＶ２の範囲の区間、Ｖ２からＶ３の範囲の区間、というように、それぞれの区間における基準誤差を決定すれば、電圧区間毎により正確な誤差補正ができると考えられる。

ところが、任意アナログ入力電圧Ｖｘは基準電圧ではないので、何Ｖであるのかわからない。従って、Ｖ１からＶ４で区間を区切って基準誤差を決定しても、Ｖｘがどの区間に包含されるのかは不明なため、誤差補正ができない。ゆえに、特許文献１の補正方法では何Ｖのアナログ入力電圧であろうとも一律ΔＤを差し引いて補正していたわけである。

そこで、本実施の形態１では電圧を区間毎に区切るのではなく、デジタル出力を区間毎に区切るようにした。具体的には、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４に対応するデジタル出力Ｌ１Ｄ、Ｌ２Ｄ、Ｌ３Ｄ、Ｌ４Ｄ（これらの値も全て内部メモリ１００ｂに記憶されている）を用いてデジタル出力区間を区切る。図２の場合のデジタル出力区間は、０〜Ｌ１Ｄ、Ｌ１Ｄ〜Ｌ２Ｄ、Ｌ２Ｄ〜Ｌ３Ｄ、Ｌ３Ｄ〜Ｌ４Ｄ、Ｌ４Ｄ〜ＬＭの５つの区間に分けた。そして、各区間における基準誤差を後述の方法で決定しておく。

これにより、任意アナログ入力電圧Ｖｘに対するアナログデジタル変換手段１０１から得られるデジタル出力ＬｘＤが上記５つのどの区間に包含されるかによって、包含される区間における基準誤差を差し引くことで補正するようにした。

次に、各区間の基準誤差の決定方法について説明する。

既にＶ１からＶ４に対する誤差ΔＬ１からΔＬ４がわかっているので、基本的には隣り合う誤差を平均することで基準誤差を求める。但し、隣り合う誤差の符号が異なる（正負逆転する）場合は基準誤差を０とする。なお、この事例については後述する。

また、原点および最大値ＬＭにおける誤差は０とする。従って、デジタル出力区間が０〜Ｌ１ＤとＬ４Ｄ〜ＬＭについては基準誤差をそれぞれΔＬ１、ΔＬ４の半分とする。

上記の決め方に従って基準誤差を求めると、図２の場合は全ての誤差が正であるので、隣り合う誤差の符号が全ての区間で一致する。従って、隣り合う誤差の平均を基準誤差として求めておく。なお、このようにして求めた基準誤差を以下のように記号付けする。

１）デジタル出力区間が０〜Ｌ１Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ０１＝（０＋ΔＬ１）／２
２）デジタル出力区間がＬ１Ｄ〜Ｌ２Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ１２＝（ΔＬ１＋ΔＬ２）／２
３）デジタル出力区間がＬ２Ｄ〜Ｌ３Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ２３＝（ΔＬ２＋ΔＬ３）／２
４）デジタル出力区間がＬ３Ｄ〜Ｌ４Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ３４＝（ΔＬ３＋ΔＬ４）／２
５）デジタル出力区間がＬ４Ｄ〜Ｌ５Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ４Ｍ＝（ΔＬ４＋０）／２
従って、任意アナログ入力電圧に対するデジタル出力が上記１）〜５）の区間のいずれに包含されるかに応じて基準誤差が１つ適用される。この際の各デジタル出力区間における誤差補正量を図２に太点線で示した。

ゆえに、特許文献１のように全区間で一律ΔＤとしていた誤差を本実施の形態１ではデジタル出力区間毎に５つに分けたので、より正確な誤差補正が可能となる。

なお、任意アナログ入力電圧に対応したデジタル出力が、複数の基準電圧に対応したデジタル出力Ｌ１Ｄ、Ｌ２Ｄ、Ｌ３Ｄ、Ｌ４Ｄのいずれかと等しい時は、基準電圧におけるそれぞれの誤差ΔＬ１、ΔＬ２、ΔＬ３、ΔＬ４がわかっているので、それらをデジタル出力から差し引いて補正後デジタル出力として出力する。

以上の動作でデジタル出力区間毎の基準誤差を求めることができた。

次に、実際の補正の様子について図３を用いて説明する。

今、あるアナログ入力を抵抗１０８で抵抗分割して得られた任意アナログ入力電圧Ｖｘがアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５、入力ポート１０２ａ、選択スイッチ１０４を介してアナログデジタル変換手段１０１に入力されたとする。この時のアナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力ＬｘＤ（黒丸点）は図３に示すようにデジタル出力区間Ｌ２Ｄ〜Ｌ３Ｄに包含されるので、この区間の基準誤差ΔＬ２３でＬｘＤを補正する（差し引く）ことになる。従って、演算部１００ａからの補正後デジタル出力ＬｘはＬｘＤ−ΔＬ２３により求められる。

このＬｘを図３中に白丸点で示した。補正前のＬｘＤに比べＬｘは極めて真値直線に近いところにプロットされるので、誤差補正が極めて良好になされていることがわかる。

次に、アナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５を切り替えて、別の任意アナログ入力電圧Ｖｙがアナログデジタル変換手段１０１に入力されたとする。この時のデジタル出力ＬｙＤ（黒丸点）は図３に示すようにデジタル出力区間Ｌ４Ｄ〜ＬＭに包含されるので、この区間の基準誤差ΔＬ４ＭでＬｙＤを補正する。従って、補正後デジタル出力ＬｙはＬｙＤ−ΔＬ４Ｍにより求められる。

このＬｙを図３中に白丸点で示した。通常、補正前のＬｙＤは図２の太実線、すなわちアナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力特性から大きく外れることはないため、Ｖｙ近傍におけるＬｙＤは真値直線に近いところにプロットされる。一方でＶｙ近傍では図２の太実線が真値直線に近いので、それに応じて基準誤差ΔＬ４Ｍも小さくなる。これらのことから、ＬｙもＬｙＤと同等の真値直線に近いところにプロットされる。従って、Ｌｙも良好な誤差補正がなされていることがわかる。

このように、本実施の形態１の誤差補正方法によれば、真値直線に近いデジタル出力区間では基準誤差が小さくなり、真値直線から遠いデジタル出力区間では基準誤差が大きくなるので、従来の図１０におけるＶ５の補正のように一律に誤差ΔＤを差し引いて、かえって精度が悪くなるということがなくなり、どのようなアナログ入力電圧が入力されても、良好な誤差補正を行うことが可能となる。

さて、これまでの説明では基準電圧Ｖ１からＶ４における誤差ΔＬ１からΔＬ４の符号が全て正の場合について述べた。これはアナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力が真値直線に対して正側にずれる特性の場合についての例であるが、負側にずれる特性の場合について、すなわち、誤差ΔＬ１からΔＬ４の符号が全て負の場合についても全く同様の方法で補正することにより、同様の高精度補正効果を得ることが可能となる。

しかし、単にアナログデジタル変換手段１０１の特性だけでなく、周辺回路等の影響（例えばノイズ）が大きい場合はデジタル出力のずれる方向が真値直線に対して正負混在することがある。この時の補正方法について図４から図７を用いて説明する。

まず、図４（各軸の意味は図２と同等）はアナログ入力電圧Ｖ１、Ｖ２に対するデジタル出力Ｌ１Ｄ、Ｌ２Ｄ（黒丸点）が真値直線上の理想値Ｌ１Ｒ、Ｌ２Ｒ（黒四角点）より小さく、Ｖ３、Ｖ４に対するＬ３Ｄ、Ｌ４Ｄが、Ｌ３Ｒ、Ｌ４Ｒより大きい場合を示す。従って、Ｖ３、Ｖ４に関しては図２と同様である。

この場合の各デジタル出力区間に応じた前記基準誤差の決定方法に従って、基準誤差を求めると、以下のようになる。

１）デジタル出力区間が０〜Ｌ１Ｄの場合：
基準誤差−ΔＬ０１＝（０−ΔＬ１）／２
２）デジタル出力区間がＬ１Ｄ〜Ｌ２Ｄの場合：
基準誤差−ΔＬ１２＝（−ΔＬ１−ΔＬ２）／２
３）デジタル出力区間がＬ２Ｄ〜Ｌ３Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ２３＝０
４）デジタル出力区間がＬ３Ｄ〜Ｌ４Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ３４＝（ΔＬ３＋ΔＬ４）／２
５）デジタル出力区間がＬ４Ｄ〜Ｌ５Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ４Ｍ＝（ΔＬ４＋０）／２
以上の基準誤差において特徴となるのは３）の場合である。すなわち、３）のようにデジタル出力が真値直線に対して下から上に変動する時は、アナログデジタル変換手段の特性のためか、あるいはノイズ等の外的要因が影響しているためかを区別することができない。それにもかかわらず無理に隣り合う誤差（この場合は−ΔＬ２とΔＬ３）を平均した値で基準誤差を求めて差し引くと、もし外的要因が影響していれば、かえって補正後デジタル出力の精度が悪化することが懸念される。従って、隣り合う誤差の符号が異なる時は、その要因が区別できないので補正を行わないようにしている。ゆえに、基準誤差ΔＬ２３＝０となる。

以上、１）から５）の各デジタル出力区間における誤差補正量を図２と同様に図４に太点線で示した。但し、デジタル出力区間がＬ２Ｄ〜Ｌ３Ｄの場合は補正を行わず、得られたデジタル出力をそのまま補正後デジタル出力とするため、この区間の太点線はない。

図４の場合における実際の任意アナログ入力電圧に対する補正後デジタル出力を求める方法について図５を用いて説明する。なお、図５において、横軸、および縦軸は図４と同じである。

今、任意アナログ入力電圧Ｖｘ（図３と同じ値とした）がアナログデジタル変換手段１０１に入力されたとする。この時のアナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力ＬｘＤ（黒丸点）は図５に示すようにデジタル出力区間Ｌ１Ｄ〜Ｌ２Ｄに包含されるので、この区間の基準誤差−ΔＬ１２でＬｘＤを補正する（差し引く）ことになる。従って、演算部１００ａからの補正後デジタル出力ＬｘはＬｘＤ＋ΔＬ１２により求められる。

このＬｘを図５中に白丸点で示した。補正前のＬｘＤに比べＬｘは極めて真値直線に近いところにプロットされるので、誤差補正が非常に良好になされていることがわかる。

このように、アナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力が真値直線の下側にあっても高精度に補正できることがわかる。

次に、補正なしの事例について図６、図７を用いて説明する。

まず、図６（各軸の意味は図２と同等）はアナログ入力電圧Ｖ２に対するデジタル出力Ｌ２Ｄ（黒丸点）のみが真値直線上の理想値Ｌ２Ｒ（黒四角点）より小さく、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ４に対するＬ１Ｄ、Ｌ３Ｄ、Ｌ４ＤがＬ１Ｒ、Ｌ３Ｒ、Ｌ４Ｒより大きい場合を示す。従って、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ４に関しては図２と同様である。

この場合の各デジタル出力区間に応じた前記基準誤差の決定方法に従って、基準誤差を求めると、以下のようになる。

１）デジタル出力区間が０〜Ｌ１Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ０１＝（０＋ΔＬ１）／２
２）デジタル出力区間がＬ１Ｄ〜Ｌ２Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ１２＝０
３）デジタル出力区間がＬ２Ｄ〜Ｌ３Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ２３＝０
４）デジタル出力区間がＬ３Ｄ〜Ｌ４Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ３４＝（ΔＬ３＋ΔＬ４）／２
５）デジタル出力区間がＬ４Ｄ〜Ｌ５Ｄの場合：
基準誤差ΔＬ４Ｍ＝（ΔＬ４＋０）／２
以上の基準誤差において特徴となるのは２）、３）の場合である。すなわち、Ｖ２に対するＬ２Ｄのみが他のデジタル出力と異なり真値Ｌ２Ｒより小さくなっている。これにより、隣り合う誤差の符号がΔＬ１、−ΔＬ２、ΔＬ３というように連続して異なることになる。この場合も前記した図４や図５で述べたように、アナログデジタル変換手段の特性のためか、あるいはノイズ等の外的要因が影響しているためかを区別することができないので、Ｖ１〜Ｖ３に対応するデジタル出力区間Ｌ１Ｄ〜Ｌ３Ｄでは補正を行わない、すなわち基準誤差ΔＬ１２＝Ｌ２３＝０としている。但し、任意アナログ入力電圧がＶ２と等しい場合、すなわちデジタル出力がＬ２Ｄであった場合は、この値に対する誤差−ΔＬ２で補正を行う。

以上、１）から５）の各デジタル出力区間における誤差補正量を図４と同様に図６に太点線で示したが、デジタル出力区間がＬ１Ｄ〜Ｌ３Ｄの場合は補正を行わず、得られたデジタル出力をそのまま補正後デジタル出力とするため、この区間の太点線はない。

図６の場合における実際の任意アナログ入力電圧に対する補正後デジタル出力を求める方法について図７を用いて説明する。なお、図７において、横軸、および縦軸は図６と同じである。

今、任意アナログ入力電圧Ｖｘ（図３と同じ値とした）がアナログデジタル変換手段１０１に入力されたとする。この時のアナログデジタル変換手段１０１のデジタル出力ＬｘＤ（黒丸点）は図７に示すようにデジタル出力区間Ｌ１Ｄ〜Ｌ２Ｄに包含されるので、この区間の基準誤差ΔＬ１２＝０でＬｘＤを補正することになる。従って、演算部１００ａからの補正後デジタル出力ＬｘはＬｘＤと等しくなり、ＬｘＤをそのままＬｘとして出力する。

このＬｘを図７中に白丸点で示した。ＬｘＤとＬｘは等しいので、黒丸点と白丸点は重なることになる。この場合、ＬｘＤは元々真値直線に近いところにプロットされていたので、誤差補正をしなくても十分に高精度な補正後デジタル出力が得られることがわかる。

このように、隣り合う誤差の符号が異なる場合のようにアナログ入力電圧が不安定な時は、無理に補正することによりかえって精度が悪化してしまうという可能性を低減するようにしている。

以上の構成、動作により、任意アナログ入力電圧に対応したデジタル出力が包含されるデジタル出力区間の基準誤差を差し引くことで補正後デジタル出力を得ているので、従来の１つの誤差ΔＤのみで補正する場合に比べ複数の基準誤差により補正でき、より正確で高精度に補正が可能となるアナログデジタル変換装置が得られた。

さらに、隣り合う誤差の符号が異なる場合は基準誤差を０として補正しないようにすることにより、補正後デジタル出力の精度悪化の可能性を低減できるアナログデジタル変換装置が得られた。

（実施の形態２）
図８は本発明の実施の形態２におけるアナログデジタル変換装置を用いた車両用電源装置のブロック回路図である。

なお、図８において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。また、太実線は電力系統の配線を、細実線は信号系統の配線をそれぞれ示す。

図８において、車両制動を司る車両用負荷１１１にはダイオードからなる主電源スイッチ１１２を介してバッテリである主電源１１３が接続されている。これにより通常時は主電源１１３から車両用負荷１１１に駆動電力が供給される。なお、主電源スイッチ１１２は何らかの電流が主電源１１３に流入しないようにするために設けられている。

また、車両用負荷１１１には図示しない電圧安定化回路が内蔵されているものの、主電源１１３が車両用負荷１１１を駆動できない既定電圧（例えば９．５Ｖ）以下になった時には、車両用負荷１１１に対して補助的に駆動電力を供給するための電源バックアップユニット１１４（図８中に細点線で示した）が接続されている。

次に、電源バックアップユニット１１４の詳細について説明する。

電源バックアップユニット１１４は、非常用の電力源として複数のキャパシタからなるキャパシタユニット１１５を内蔵している。これにより、主電源１１３の異常時にはキャパシタユニット１１５から車両用負荷１１１に補助的に継続して駆動電力を供給することができる。

キャパシタユニット１１５には車両起動時に主電源１１３の電力を充電するための充電回路１１６、および車両使用終了時にキャパシタユニット１１５の電力を放電する放電回路１１７が接続されている。これらにより、車両非使用時にはキャパシタユニット１１５を放電させているので、キャパシタの寿命を延ばすことが可能となる。

キャパシタユニット１１５の出力は電源切替スイッチ１１８に接続されている。電源切替スイッチ１１８は２方向スイッチであり、図８に示すようにその一方にキャパシタユニット１１５が、他方に主電源１１３が接続されている。また、共通端子には車両用負荷１１１が接続されている。従って、電源切替スイッチ１１８によって車両用負荷１１１に供給する電源を選択することができる。なお、電源切替スイッチ１１８は外部信号によって切替制御が可能な構造のもの（例えばリレー）を用いている。

また、キャパシタユニット１１５は複数のキャパシタの状態を監視するために電圧検出が必要となる。そこで、各キャパシタの電圧を出力する信号線が抵抗分割回路１１９を介して実施の形態１で述べたアナログデジタル変換装置１２０（図８中に太点線で示した）に接続されている。なお、アナログデジタル変換装置１２０の内部構成は実施の形態１で説明したものと同一である。

また、本実施の形態２では電源バックアップユニット１１４を制御する制御部がアナログデジタル変換装置１２０のマイクロコンピュータ１００に内蔵されている。従って、マイクロコンピュータ１００には充電回路１１６、放電回路１１７、および電源切替スイッチ１１８を制御したりデータ送受信を行うための信号線がそれぞれ接続されている。

次に、上記構成の車両用電源装置の動作について説明する。

車両が起動されると、マイクロコンピュータ１００は電源切替スイッチ１１８を主電源１１３側に切り替えて車両用負荷１１１に電力を供給するとともに、充電回路１１６にキャパシタユニット１１５を充電するよう制御信号を送信する。これを受け、充電回路１１６はキャパシタユニット１１５が満充電になるまで充電を行う。

充電が完了するまでには通常数分程度かかるので、その間にマイクロコンピュータ１００はツェナーダイオード１０９、および高精度抵抗１１０を用い、基準電圧用マルチプレクサ１０６で基準電圧を切り替えながら、実施の形態１で説明した各デジタル出力区間に対応する基準誤差を求めて内部メモリ１００ｂに記憶しておく。

なお、図８の回路図によれば、選択ポート１０７の選択信号出力はアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５と基準電圧用マルチプレクサ１０６の両方を同時に切り替えるように配線されている。これは、アナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５の出力と基準電圧用マルチプレクサ１０６の出力に何ら相関がないためである。従って、同時に切り替えても構わないので選択ポート１０７を図８のように共用することにより、配線の簡略化が可能となる。

次に、ある程度充電が進行し、基準誤差の決定も完了したら、充電を中断させてその時に求められた電圧からキャパシタユニット１１５の内部抵抗値を求めるとともに、充電時のキャパシタユニット１１５の単位時間あたりの電圧変化率から内部容量値を求める。これらの値から、あらかじめ求めたキャパシタユニット１１５の内部容量値に対する内部抵抗値の限界値とを比較することによって、キャパシタユニット１１５の劣化状態（寿命）を判定している。

この際、実施の形態１のアナログデジタル変換装置を用いて電圧検出することによりキャパシタユニット１１５の内部抵抗値や内部容量値を高精度に測定できる。従って、従来は寿命限界に対し余裕を持って寿命判定を行っていたが、本実施の形態２では寿命限界近くまで使用できるようになった。

次に、キャパシタユニット１１５の各キャパシタの過充電の状態を監視する。具体的には、まず各キャパシタの電圧が抵抗分割回路１１９を介してアナログデジタル変換装置１２０に包含されるアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５に入力される。なお、抵抗分割回路１１９を使用する理由は実施の形態１で述べた通り、マイクロコンピュータ１００に内蔵したアナログデジタル変換手段１０１が処理できる電圧に変換するためであり、実際には電圧を１／８に落としている。

次に、マイクロコンピュータ１００は各キャパシタを順次選択し、各キャパシタ電圧が入力ポート１０２ａ、およびマイクロコンピュータ１００に内蔵された選択スイッチ１０４を介してアナログデジタル変換手段１０１に入力される。

アナログデジタル変換手段１０１はアナログ入力電圧に対応したデジタル出力を演算部１００ａに出力する。演算部１００ａは実施の形態１で述べた補正方法により補正後デジタル出力を求める。この値を基に各キャパシタの過充電の状態を監視している。

このようにして各キャパシタ電圧を高精度に求められるので、過充電などの可能性が低く、極めて信頼性の高い充電が行われる。

次に、電源バックアップユニット１１４は主電源１１３が異常となるまで待機状態となる。その間もマイクロコンピュータ１００はキャパシタユニット１１５の各キャパシタの状態を電圧検出により監視している。

監視の結果、もしキャパシタユニット１１５の電圧が過電圧となっていれば、充電回路１１６や放電回路１１７を制御して最適な電圧に調整する。この際、実施の形態１で述べたアナログデジタル変換装置１２０を用いて電圧検出をしているので、過充電に対し信頼性の高い充電制御が可能となる。

次に、主電源１１３が故障したり、周辺の配線の損傷、切断等の異常が発生し、主電源１１３の電圧（充電回路１１６にて検出している）が既定電圧（９．５Ｖ）以下になれば、マイクロコンピュータ１００は電源切替スイッチ１１８をキャパシタユニット１１５側に切り替えて車両用負荷１１１に補助的に駆動電力を供給する。これにより、主電源１１３が異常となっても車両制動が可能となり、安全に車両を停止することができる。

なお、基準誤差は車両起動時のみでなく、車両走行時でアナログ入力電圧用マルチプレクサ１０５を使用しない任意の時間にも求めるようにしている。これにより、例えば車両走行中のノイズの影響等で基準誤差が全体にドリフトしたとしても、それに応じて基準誤差を求め直すことが可能となるので、補正精度が高まる。その結果、車両用電源装置として信頼性を向上することができる。

以上の構成、動作により、実施の形態１のアナログデジタル変換装置を用いたことで、常に高精度に補助電源としてのキャパシタユニット１１５の電圧検出ができるので、過充電監視や寿命判断の精度が向上し、非常時の車両制動用等の電源バックアップユニットとして極めて高い信頼性が得られる車両用電源装置が実現できた。

本発明にかかるアナログデジタル変換装置は、複数の基準誤差の中から、得られたデジタル出力の値に対応する基準誤差で補正するので、誤差補正精度を向上することが可能となり、アナログ入力電圧からデジタル信号への変換手段等に有用であるとともに、それを用いた車両用電源装置は、高精度に電圧監視ができるので、特に高信頼性が要求される車両用負荷に対する非常時の電源バックアップ用等に有用である。

本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第１の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第１の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第２の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第２の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第３の補正状態を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態１におけるアナログデジタル変換装置の第３の補正状態における補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図 本発明の実施の形態２におけるアナログデジタル変換装置を用いた車両用電源装置のブロック回路図 従来のアナログデジタル変換装置のブロック回路図 従来のアナログデジタル変換装置の補正例を示すアナログ入力電圧とデジタル出力の相関図

符号の説明

１００ マイクロコンピュータ
１０１ アナログデジタル変換手段
１０６ 基準電圧用マルチプレクサ
１０９ ツェナーダイオード
１１０ 高精度抵抗
１１１ 車両用負荷
１１３ 主電源
１１４ 電源バックアップユニット
１１５ キャパシタユニット
１１６ 充電回路
１１７ 放電回路
１１８ 電源切替スイッチ
１２０ アナログデジタル変換装置

Claims (6)

1. アナログ入力電圧をデジタル出力に変換するアナログデジタル変換手段と、前記アナログデジタル変換手段に切替手段を介して接続された複数の基準電圧と、前記切替手段が接続されるとともに、前記デジタル出力を読み込み、補正後デジタル出力を求めて出力するマイクロコンピュータとから構成され、
   前記マイクロコンピュータは、
   前記切替手段を制御して複数の前記基準電圧に対応した複数の前記デジタル出力を求め、
   次に、複数の前記デジタル出力から、あらかじめ求めたデジタル出力の真値を差し引いた値をそれぞれ誤差として求め、
   隣り合う前記基準電圧の前記誤差の符号が一致する場合は、隣り合う前記基準電圧に対応したデジタル出力区間の基準誤差を前記誤差の平均として決定するとともに、
   隣り合う前記基準電圧の前記誤差の符号が一致しない場合は、隣り合う前記基準電圧に対応した前記デジタル出力区間の前記基準誤差を０として決定しておき、任意のアナログ入力電圧が前記アナログデジタル変換手段に入力されると、それに対応した前記デジタル出力から、前記デジタル出力が包含される前記デジタル出力区間の前記基準誤差を差し引いて補正後デジタル出力として出力するアナログデジタル変換装置。
2. 任意アナログ入力電圧に対応したデジタル出力が複数の基準電圧に対応した前記デジタル出力のいずれかと等しい時は、前記基準電圧における誤差を前記デジタル出力から差し引いて前記補正後デジタル出力として出力する請求項１に記載のアナログデジタル変換装置。
3. 複数の基準電圧は精度を必要とするアナログ入力電圧の範囲に多く設定した請求項１に記載のアナログデジタル変換装置。
4. アナログデジタル変換手段はマイクロコンピュータに内蔵された請求項１に記載のアナログデジタル変換装置。
5. 車両用負荷と、
   前記車両用負荷に駆動電力を供給する主電源と、
   前記主電源が既定電圧以下になった時に、前記車両用負荷に対して補助的に前記駆動電力を供給する電源バックアップユニットとからなり、
   前記電源バックアップユニットは、
   補助電源として複数のキャパシタからなるキャパシタユニットと、
   前記キャパシタユニットに電力を充電する充電回路と、
   前記キャパシタユニットの電力を放電する放電回路と、
   電力供給源を前記主電源と前記キャパシタユニットのいずれかに切り替える電源切替スイッチと、
   前記充電回路、前記放電回路、および前記電源切替スイッチを制御する制御部と、
   複数の前記キャパシタの電圧を読み込む請求項１に記載のアナログデジタル変換装置とからなる車両用電源装置。
6. 制御部がアナログデジタル変換装置のマイクロコンピュータに内蔵された請求項５に記載の車両用電源装置。

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