JP2007097297A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】チョークコイルを排除したシンプルな構成のスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】一次コイルと、疎結合の二次コイルとを具備するトランスと、一次コイルに対する直流電圧オンオフを切り替えるスイッチング素子と、オフ時に一次コイルに流れる電流を導通させる一次側整流デバイスと、オン時及びオフ時に二次コイルに流れる電流を導通させかつ逆方向電流を阻止する二次側整流デバイスとを有し、オン時に二次コイルに生じる磁気誘導により流れる電流を出力し、オフ時に一次コイルに流れる電流により二次コイルに生じる磁気誘導がオン時と同方向の電流を出力するように生じる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源回路に関する。

図９は、フォワード方式のスイッチング電源回路の基本構成を示す回路図である（例えば、非特許文献１）。一次コイルＬ１１と二次コイルＬ１２を具備するトランスＴ１０を有する。一次コイルＬ１１に接続されたスイッチング素子Ｑ１１をオンオフ駆動することにより、一次コイルＬ１１の巻き始め端子(黒丸で示す)に対する直流電圧Ｖinの印加、停止のスイッチングが行われる。二次コイルＬ１２から流れ出る電流に対して順方向となるように二次コイルＬ１２の巻き始め端子にダイオードＤ１１のアノードが直列接続される。ダイオードＤ１１のカソードと出力端子Ｖoとの間にはチョークコイルＬ１３が接続される。さらに、もう１つのダイオードＤ１２のカソードがダイオードＤ１１とチョークコイルＬ１３との接続点に接続され、ダイオードＤ１２のアノードは二次コイルの巻き終わり端子（接地点）に接続される。出力端子と接地点間には平滑コンデンサＣが接続されている。

スイッチング素子Ｑ１１がオンになると一次コイルＬ１１に直流電圧Ｖinが印加されて一次側電流ｉ１１が流れ、これに伴って二次コイルＬ１２を二次側電流ｉ21が流れ、ダイオードＤ１１及びチョークコイルＬ１３を通ってコンデンサＣを充電し出力端子Ｖoから負荷へ電流を供給する。スイッチング素子Ｑ１１がオフになると、一次コイルＬ１１及び二次コイルＬ１２に電流は流れず、チョークコイルＬ１３に蓄積されたエネルギーによりダイオードＤ１２を通って電流ｉ22が流れ、負荷へ供給される。スイッチング素子Ｑ１１の制御端子にはパルス幅変調信号が入力され、負荷の変動に対してオン期間を調整することにより電源回路の出力電圧を一定に保持する帰還制御を行っている。
コーセル株式会社、「電源について」、p36、平成１７年７月２０日検索、＜URL:http://www.cosel.co.jp/jp/products/img/technotes.pdf＞

しかしながら、図９のフォワード方式のスイッチング電源回路には次のような問題点がある。
・スイッチング素子Ｑ１１がオフになり一次コイルＬ１１への直流電圧の印加が停止すると二次コイルＬ１２を流れる電流が消失するため、負荷へ電流を供給し続けるにはチョークコイルＬ１３とダイオードＤ１２を設けることが必要である。また、チョークコイルＬ１３は、オン時に二次コイルＬ１２に激しいピーク電流が流れることを防止するためにも必要である。チョークコイルＬ１３は嵩張る上に重いため、スイッチング電源の小型化を妨げる。

・スイッチング素子Ｑ１１がオフするときに一次コイルＬ１１との接続点（ＦＥＴではドレイン、バイポーラトランジスタではコレクタ）に大きなスパイク電圧が発生するため、スイッチング素子Ｑ１１を高耐圧とする必要がある。あるいは、スナバ回路を用いる。しかしながら、スナバ回路はスパイク電圧の抑制ではなくダイオードやコンデンサ等の素子に吸収させるものであるから電力損失となり、スイッチング電源回路の電力変換効率を低下させることとなる。

以上述べた従来のフォワード方式のスイッチング電源回路の問題点に鑑み、本発明は、次のことを目的とする。
本発明は、フォワード方式のスイッチング電源回路におけるチョークコイルを排除し、スイッチングのオン期間及びオフ期間の双方において負荷へ電流を供給できるシンプルな構成のスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
また本発明は、高耐圧のスイッチング素子やスナバ回路を用いることなくオフ時に一次コイルに生じるスパイク電圧を解消することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は以下の構成を提供する。
（１）請求項１に係るスイッチング電源回路は、（ａ）一次コイルと、該一次コイルに対し疎に磁気結合された二次コイルとを具備するトランスと、
（ｂ）前記一次コイルに印加する直流電圧のオンオフを切り替えるスイッチング素子と、
（ｃ）前記一次コイルに対して並列接続された第１電流路を具備し、該第１電流路が前記スイッチング素子のオン時には遮断されかつ該スイッチング素子のオフ時には該一次コイルを流れる電流を導通させる一次側素子と、
（ｄ）前記二次コイルに対して直列接続された第２電流路を具備し、該第２電流路が前記スイッチング素子のオン時には該二次コイルを流れる電流を導通させ、かつ該スイッチング素子のオフ時には該スイッチング素子のオン時と同方向に該二次コイルを流れる電流を導通させると共に逆方向に流れる電流に対して遮断される二次側素子とを有し、
（ｅ）前記スイッチング素子のオン時に、前記直流電圧により前記一次コイルに第１電流が流れ、該第１電流に起因して前記二次コイルに生じる磁気誘導により該二次コイルに流れる第２電流を前記二次側素子を通して出力し、かつ、
（ｆ）前記スイッチング素子のオフ時に、前記一次コイルに発生する逆起電力により前記一次側素子を通して該一次コイルに第３電流が流れ、該第３電流に起因して前記二次コイルに生じる磁気誘導により該二次コイルに流れる第４電流を前記二次側素子を通して出力することを特徴とする。

（２）請求項２に係るスイッチング電源回路は、請求項１において、前記一次側素子が、前記直流電圧の印加された前記一次コイルの両端電圧に対して逆方向となるべく接続された一次側整流デバイスであることを特徴とする。

（３）請求項３に係るスイッチング電源回路は、請求項１において、前記一次側素子が、前記スイッチング素子のオンオフと逆相にてオフオン制御される一次側スイッチング素子であることを特徴とする。

（４）請求項４に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜３のいずれかにおいて、前記二次側素子が、二次側整流デバイスであることを特徴とする。

（５）請求項５に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜３のいずれかにおいて、前記二次側素子が、前記スイッチング素子のオンオフと同相にてオンオフ制御される二次側スイッチング素子であることを特徴とする。

（６）請求項６に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、かつ前記二次コイルが前記一対の外側脚の各々に巻装され、
前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙を通るよう構成され、
前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする。

（７）請求項７に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、前記二次コイルが前記一対の外側脚のいずれか一方に巻装され、かつ少なくとも前記二次コイルを巻装されない方の外側脚の中間位置に磁気ギャップが設けられ、
前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙及び前記二次コイルを巻装されない方の外側脚を通るよう構成され、
前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚から前記二次コイルが巻装された外側脚へ流れる磁束が、該外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記二次コイルが巻装された外側脚へ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ該外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする。

（８）請求項８に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、かつ前記二次コイルが前記一次コイルから離隔しかつ該一次コイルと同心状に前記一対の外側脚の内側に巻装され、
前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙を通るよう構成され、
前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚に流れる磁束が増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする。

（９）請求項９に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、前記二次コイルが該一次コイルの外側に配置された磁性体片を介して該一次コイルと同心状に巻装され、
前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が前記磁性体片を通るよう構成され、
前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚に流れる磁束が増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする。

（１０）請求項１０に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記トランスが、前記一次コイルにより形成される第１磁気回路と、該一次コイルに疎に磁気結合された前記二次コイルにより形成される第２磁気回路と、前記一次コイルの発生する磁束の一部が前記二次コイルを通過しないで漏洩する漏洩磁気回路とを有し、
前記一次コイルに直流電圧が印加されたとき前記二次コイルに電圧を誘起させると共に前記第１磁気回路内に存在する磁束の磁束密度を前記第２磁気回路内に存在する磁束の磁束密度より大として不均衡状態で保持し、
前記一次コイルへの直流電圧の印加が停止され該一次コイルに発生する逆起電力による電流が該一次コイルに流れるとき、前記第１磁気回路内の磁束密度が前記第２磁気回路の磁束密度より大きい不均衡状態であることに起因して前記二次コイルに前記一次コイルに直流電圧が印加されたときと同極性の電圧を誘起させることを特徴とする。

（１１）請求項１１に係るスイッチング電源回路は、請求項１〜５のいずれかにおける前記トランスにおいて、前記一次コイルへの直流電圧の印加が停止され該一次コイルに発生する逆起電力による電流が該一次コイルに流れるとき、前記第１磁気回路内の磁束密度が前記第２磁気回路の磁束密度より大きい不均衡状態であることに起因して前記第１磁気回路から前記第２磁気回路へ磁束が流れ込むことを特徴とする。

・請求項１に記載のスイッチング電源回路では、疎に磁気結合された一次コイルと二次コイルとを具備するトランスを用い、一次コイルに対してスイッチング素子によりオンオフする直流電圧を印加することにより、極めてシンプルな回路構成でスイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において二次コイルから出力を得ることができる。

オン期間においては、一次コイルに直流電圧が印加されると一次コイルに電流が流れ始め増加する（第１電流）。一方、二次コイルは一次コイルとトランス結合されているため、一次コイルに第１電流が流れることにより一次コイルに生じた磁束が二次コイルを通りこれに抗する相互誘導の起磁力が二次コイルに生じ、対応する起電力が発生する。この起電力による誘導電流（第２電流）は、二次コイルに接続された二次側素子の電流路を通して出力され負荷に供給される。

一次コイルと二次コイルとはトランス結合ではあっても疎結合である。「疎結合」とは、一次コイルの磁気回路に発生する磁束の全てを二次コイルの磁気回路に通さず、その一部を意図的に設けた漏洩磁気回路に漏らすことにより二次コイルの磁気回路を通る磁束を少なくするようにトランスが構成されていることを意味する。これにより、オン時に二次コイルに激しいピーク電流を生じることはないため、負荷への激しいピーク電流が抑制できる。この結果、回路の配線等から電磁波として放出されるノイズレベルが低減される。また、従来は必要であったチョークコイルが不要となる。これによりスイッチング電源の小型化に寄与する。
本発明においては、漏洩磁気回路を磁束が通ることによって一次コイルに電力損を生じることはなく、一次コイルの磁気回路の磁束密度は従来のトランスと同様に大きくなっていく。一方、漏洩磁気回路に流れる磁束の分だけ二次コイルの磁気回路を通る磁束は少なくなるため、二次コイルの磁気回路では磁束密度の増加が従来よりも少なくなる。

一次コイルの磁気回路に生じた磁束の全てを二次コイルの磁気回路に通さず、その一部を漏らすトランス構成により、オン期間の終わりの時点では、一次コイルの磁気回路には大量の磁束が蓄積されて磁束密度が高い状態となる一方、二次コイルの磁気回路の磁束密度は低い状態のままである、両コイルの磁気回路の磁束密度が不均衡状態となることを実現できる。この磁束密度の不均衡状態は、以下に説明するオフ期間に二次コイルに流れる電流の要因となる。

次に、オフ期間においては、一次コイルへの直流電圧の印加が停止されることで一次コイルには自己誘導による逆起電力が発生する。本回路ではこのとき、一次コイル→一次側素子→一次コイルの閉回路が形成されるため、一次側素子の電流路を通して一次コイルに逆起電力による電流が流れる(第３電流)。

この一次コイルに流れる第３電流は、オン期間に一次コイルの磁気回路に蓄積された磁束を保持する（かしめる）働きがある。このため、一次コイルの磁気回路の磁束は瞬時に消滅することなく緩やかに減少し、その結果、一次コイルと二次コイルの磁束密度の不均衡状態はオフ期間に入ってもしばらく持続する。この両コイルの磁気回路における磁束の不均衡状態が存在することにより、一次コイルの磁気回路の磁束は減少傾向であるにも拘わらず一次コイルから生じて二次コイルを通過する磁束は増加を続ける。

そして、この増加する磁束に抗する起磁力が二次コイルの磁気回路に発生する。すなわち、この起磁力に対応して二次コイルにはオン期間と同じ方向の起電力が生じることとなる。本回路ではこのとき二次コイル→二次側素子→負荷→二次コイルの閉回路が形成されるため、二次コイルの起電力によりオン期間と同じ方向で二次側素子の電流路を通して負荷へ電流が流れる(第４電流)。

よって、本回路における二次コイルでは、オン期間もオフ期間も同方向すなわちフォワード方向に電流が流れて負荷に供給することができる。

尚、オフ期間において一次コイルの磁気回路の磁束が減少する一方、二次コイルの磁気回路の磁束が増加していくと、両者が均衡した時点で一次コイルから二次コイルへの磁束の流れが停止し、次回のオン期間までには両コイルを流れる電流が停止し両コイルの磁気回路とも磁束がリセット（磁束ゼロ）される。このとき、磁束が急減する二次コイルには逆起電力が生じるが、オフ期間には二次側素子の電流路が逆方向電流に対して遮断されるため逆方向電流は流れない。

さらに、一次コイルに第３電流が流れてその磁束がかしめられることで、一次コイルにオフ時のスパイク電圧が発生しない。これにより、スイッチング素子のスパイク電圧に対する耐圧性が不要となり低耐圧のものを使用できる。当然、スナバ回路も不要となり回路が簡素化され、スナバ回路による電力損失の問題も解消される。

・請求項２では、請求項１における一次側素子を、直流電圧の印加された前記一次コイルの両端電圧に対して逆方向となるように接続された一次側整流デバイスとする。これにより、スイッチング素子のオン期間には直流電圧に対して逆方向となり電流が流れず、オフ期間には一次コイルに生じる逆起電力に対して順方向となるために第３電流が流れることができる。一次側整流デバイスとして例えばダイオードを用いれば、回路を簡単に構成できる。

・請求項３では、請求項１における一次側素子を、一次コイルに対する直流電圧のオンオフと逆相でオフオン制御される一次側スイッチング素子とする。これにより、一次コイルに直流電圧が印加されるオン期間には、一次側スイッチング素子がオフすることにより直流電圧が接地されることを確実に防止する。オフ期間には、一次側スイッチング素子がオンすることにより第３電流が流れることができる。

・請求項４では、請求項１〜３のいずれかにおける二次側素子を、二次側整流デバイスとすることにより、スイッチング素子のオン期間もオフ期間も二次コイルに生じる一方向の電流（第２電流及び第４電流）のみを導通させ、逆方向の電流は遮断することができる。二次側整流デバイスとして例えばダイオードを用いれば、回路を簡単に構成できる。

・請求項５では、請求項１〜３のいずれかにおける二次側素子を、一次コイルに対する直流電圧のオンオフと同相でオンオフ制御される二次側スイッチング素子とする。そして、オン期間においては二次側スイッチング素子もオンすることにより二次コイルに生じる第２電流を流すことができる。オフ期間においては、負荷と並列の平滑コンデンサから二次コイル側へ放電される逆電流を阻止し、また二次コイルの磁束リセット時の逆電圧を阻止すると共に、二次側スイッチング素子に寄生するダイオード要素を利用してオン期間の第２電流と同じ方向に第４電流が流れることができる。さらに、ダイオード等の整流デバイスを用いる場合に比べてダイオードの順方向電圧降下がない分だけ負荷への出力電圧が大きくなる。

・請求項６〜９においては、請求項１〜５のスイッチング電源回路におけるトランスのコアが、対向する一対のヨークとこれらを連結する中央脚及び一対の外側脚とで構成されている。そして、中央脚に一次コイルが巻装される。二次コイルは外側脚の双方（請求項６）若しくはいずれか一方（請求項７）に巻装されるか、一次コイルと同心状に両外側脚の内側に巻装（請求項８）されるか若しくは磁性体片を介して一次コイルの上に重ねて巻装（請求項９）されている。本トランスでは、一次コイルと二次コイルとの間に空隙が形成されるように二次コイルを巻装するか、または、磁性体片を介して二次コイルを巻装することにより、一次コイルと二次コイルとを離隔させている。

斯かるトランスでは、スイッチング素子がオンのとき、一次コイルにより中央脚に生じた磁束が二次コイルの磁気回路へ流れ込むことにより二次コイルにはこれに抗する起磁力が瞬時に生じ、これに対応する起電力による電流が二次コイルに流れる。

また、斯かるトランスでは、一次コイルと二次コイルが空隙または磁性体片を介して離隔しているため、一次コイルに生じて中央脚から外側脚へ向かう磁束の一部は、漏洩磁気回路となる両コイル間の空隙または磁性体片を通る漏れ磁束となり、二次コイルと鎖交する磁束が減少する。この漏洩磁気回路を通る磁束によるエネルギー損失はほとんどなく一次コイルの磁束の増加を促進する。一方、二次コイルを通る磁束が少なくなることで二次コイルの磁束の増加を遅くする。これにより、両コイルの磁束密度に大きな差を生じさせることができる。

従って、オン期間の終わりの時点では一次コイルの磁気回路に磁束が蓄積されて磁束密度が高い状態となる一方、二次コイルの磁気回路の磁束密度は低い状態のままであり、両コイルの磁束密度が不均衡状態となっている。この不均衡状態のままオフ期間となり一次コイルに逆起電力による電流が流れると、一次コイルの磁気回路の磁束はかしめられてその減少が緩慢となる一方、二次コイルの磁気回路の磁束は増加を続ける。この増加する磁束に抗するように、オン期間と同方向の起磁力が二次コイルの磁気回路に生じ、これに対応する起電力による電流がオン期間と同方向に流れる。

・尚、請求項７において、外側脚の片側のみに二次コイルを巻装した場合は、少なくとも巻装されていない方の外側脚に磁気ギャップを設ける。これにより、巻装されていない方の外側脚へ過度に磁束が流れることを防止すると共に、この外側脚もまた漏洩磁気回路となる。こうして磁気飽和を防止し、十分な大きさの二次コイル出力電流を確保することが可能となる。片側のみに二次コイルを巻装することは製造コスト上、有利である。

・請求項１０及び１１のトランスは、一次コイルに生じる磁束の一部が二次コイルを通過しないで漏洩する漏洩磁気回路を設けたので、一次コイルに電圧を印加したときに生じる磁束の全てが二次コイルに与えられずに一次コイルに蓄積され、一次コイルの磁束密度が二次コイルの磁束密度に対して相対的に大となって不均衡状態で保持される。このような磁束密度の差が生じた状態で一次コイルへの電圧印加を停止すると、一次コイルには逆起電力による電流が流れる。これにより二次コイルにも起電力が生じるが、その起電力は、上記磁束密度の差が存在することに起因して、一次コイルに電圧印加したときと同方向に電流を流すように生じる。そして、磁束密度の差が存在することにより、一次コイルの磁気回路から二次コイルの磁気回路への磁束の流れ込みが持続し、その結果、二次コイルの磁気回路の磁束密度は増加し続ける。よって、本トランスでは、一次コイルへの電圧印加時も非印加時も、二次コイルから同方向（フォワード方向）の出力電流を得ることができる。

（１）スイッチング電源回路の第１の実施形態
（１−１）回路構成
図１は、本発明によるスイッチング電源回路の第１の実施形態の基本構成回路である。本回路は一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを具備するトランスＴを有する。一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻き始め端子は黒丸で示している。一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とはトランス結合であるが、後述するトランスＴの特徴的構成(図４及び図６〜８にて説明)により疎結合である。疎結合とは、一次コイルから二次コイルへ向かう磁束の一部を積極的に漏洩磁気回路に漏洩させるトランス結合であることをいう。このため、従来のトランスと異なり、本発明のトランスＴでは出力電圧が巻数比のみによっては決定されず、漏洩する磁束量にも依存する。しかしながら一般的な設定と同様に、降圧型の場合には、二次コイルＬ２のインダクタンスが一次コイルＬ１のインダクタンスより小さくなるように巻き数が設定される。

一次コイルＬ１の巻き始め端子は、直流電圧の入力端子Ｖinと接続され、巻き終わり端子はスイッチング素子Ｑ１であるＮチャネルＦＥＴ(field effect transistor)のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは入力側接地点に接続される。スイッチング素子Ｑ１のゲートＧ１に対しては、制御信号であるパルス電圧信号が入力される。

スイッチング素子Ｑ１の別の実施例として、ＰチャネルＦＥＴを用いる場合は、ソースを一次コイルＬ１の巻き終わり端子に接続し、ドレインを入力側接地点に接続する。ゲートに対しては同様に制御信号であるパルス電圧信号（但し、負電圧がオン）を入力する。
また、スイッチング素子Ｑ１のさらに別の実施例として、バイポーラトランジスタを用いることもできる。
以下の本発明の他の実施形態においても、直流電圧Ｖinのスイッチング素子Ｑ１としてＦＥＴまたはバイポーラトランジスタのいずれも用いることができる。

また、一次コイルＬ１に対して並列接続される一次側素子としてダイオードＤ１が設けられる。ダイオードＤ１のアノードが一次コイルＬ１の巻き終わり端子に、カソードが巻き始め端子に接続される。

さらに、二次コイルＬ２に対して直列接続される二次側素子としてダイオードＤ２が設けられる。ダイオードＤ２のアノードが二次コイルＬ２の巻き始め端子に、カソードが出力端子Ｖoに接続される。ダイオードＤ２の順方向電圧降下により負荷への供給電圧の低下を小さくするため、ダイオードＤ２として電圧降下が０．２Ｖ程度のショットキーバリアダイオードを用いることが好適である。

ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の替わりに、その他の整流素子、整流回路等の整流デバイスを用いてもよい。

出力端子Ｖoと出力側接地点との間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが負荷も出力端子Ｖoと出力側接地点との間に接続される。

尚、図１に示したスイッチング電源回路は、正の入力電圧から正の出力電圧を得る回路であるが、負の入力電圧から負の出力電圧を得るには、図１の回路構成を、極性のみ異なる全く同じ構成の回路とすればよいことは、当業者には自明のことである。その場合は、各構成要素（ダイオード及びスイッチング素子）及びオンオフ制御信号の極性を必要に応じて入れ替えればよく、正負の極性が逆となるだけで実質的に同じ動作が実現される。

（１−２）動作説明
＜オン期間の動作＞
スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力されるパルス電圧信号は、負荷の変動に対して入力直流電圧のオン期間を調整することにより電源回路の出力電圧を一定に保持する帰還制御を行うことも可能である。

スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるパルス電圧信号がオンとなると、ドレイン・ソース間の電流路が導通して直流電圧Ｖinが一次コイルＬ１に印加される。このとき一次コイルＬ１は、直流電圧Ｖinの負荷として働く。一次コイルＬ１の巻き始め端子が正電位、巻き終わり端子が負電位となる。
このときダイオードＤ１は逆バイアスとなるため電流は流れない。すなわち、オン期間においては、ダイオードＤ１の電流路は遮断されている。従って、直流電源Ｖin→一次コイルＬ１→スイッチング素子Ｑ１、という経路で電流が流れる。このオン期間に一次コイルＬ１を流れる電流を「第１電流（ｉ１）」と称することとする。

一方、一次コイルＬ１に第１電流が流れると一次コイルＬ１の磁気回路に磁束が発生する。そしてこの磁束が、トランス結合された二次コイルＬ２の磁気回路を通ることにより、これに抗する相互誘導による起磁力が二次コイルＬ２の磁気回路に瞬時に発生する。このとき二次コイルＬ２の巻き始め端子が正電位、巻き終わり端子が負電位となり、ダイオードＤ２は順バイアスとなる。この相互誘導による起電力により、二次コイルＬ２→ダイオードＤ２→Ｃ及び負荷、という経路で電流が流れる。このオン期間に二次コイルＬ２を流れダイオードＤ２を通して出力される電流を「第２電流（ｉ２）」と称することとする。

一次コイルＬ１と二次コイルＬ２はトランス構造上疎結合であるので、オン時に一次コイルＬ１に生じる磁束によって二次コイルＬ２に激しいピーク電流が流れることはない。

また、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２はトランス構造上疎結合であるので、一次コイルＬ１に生じた磁束の一部のみが二次コイルＬ２の磁気回路を通る。この結果、オン期間の終了時点では、一次コイルＬ１の磁気回路には大量の磁束が蓄積されて磁束密度が高い状態となる一方、二次コイルＬ２の磁気回路の磁束密度は低い状態のままであり、両コイルの磁気回路の磁束密度が不均衡状態となっている。この不均衡状態は以下のオフ期間における電流の要因となる。

＜オフ期間の動作＞
スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるパルス電圧信号がオフとなると、ドレイン・ソース間の電流路が遮断して直流電圧Ｖinの一次コイルＬ１への印加が停止される。印加電圧が急に停止されることで一次コイルＬ１には、自己誘導に基づく逆起電力が発生する。このとき一次コイルＬ１は電源として働き、巻き始め端子が負電位、巻き終わり端子が正電位となる。よってダイオードＤ１は順バイアスとなる。この結果、一次コイルＬ１→ダイオードＤ１→一次コイルＬ１、という閉回路に電流が流れる。これは準短絡状態である。このオフ期間に一次コイルＬ１からダイオードＤ１を通して流れる電流を「第３電流（ｉ３）」と称することとする。

一次コイルＬ１の磁気回路の磁束は、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる時点で最大となっている。一次コイルＬ１に流れる第３電流は、オン期間に一次コイルＬ１の磁気回路に蓄積された磁束を保持する（かしめる）働きがあり、磁束の減少を緩慢とする。つまり、オフ期間になって一次コイルＬ１のの磁気回路の磁束は減少しつつも、一次コイルＬ１の磁気回路の方が二次コイルＬ２の磁気回路よりも相対的に磁束密度の高い状態がしばらく持続する。この両コイルの磁気回路の磁束密度の不均衡状態が持続する限り、一次コイルＬ１の磁気回路にかしめられた磁束により二次コイルＬ２の磁気回路を通過する磁束は増加を続け、これに抗する起磁力が二次コイルＬ２の磁気回路に生じる。

従って、オフ期間に二次コイルＬ２に生じる起磁力の方向はオン期間と同じである。よって二次コイルＬ２には、オン期間と同じ方向の起電力が生じ、フォワード動作を行う。すなわち、オフ期間においても一次コイルＬ１の磁気回路が磁束発生源となり二次コイルＬ２の磁気回路が磁束受領源となり、二次コイルＬ２の磁気回路は一次コイルＬ１の磁気回路の磁束を受け続け、しかもその増加率は正である。従って二次コイルＬ２は、オン期間と同じく巻き始め端子が正電位、巻き終わり端子が負電位となり、ダイオードＤ２は順バイアスとなる。この結果、二次コイルＬ２→ダイオードＤ２→Ｃ及び負荷→二次コイル、という閉回路に電流が流れる。このオフ期間に二次コイルＬ２からダイオードＤ２を通して出力される電流を「第４電流(ｉ４)」と称することとする。

このように、本回路における二次コイルＬ２では、オン期間もオフ期間も同方向（フォワード方向）に電流が流れて負荷に供給することができる。

その後、オフ期間における時間経過と共に、磁束発生源である一次コイルＬ１の磁気回路の保持磁束量が減少し、磁束密度が低下していくと、二次コイルＬ２の磁気回路の磁束密度と均衡する点に達する。両コイルの磁気回路の磁束密度が均衡すると磁束の流れがなくなる。この磁束が均衡する近傍領域または少なくとも次のオン期間までの間に一次コイルＬ１を流れる第３電流及び二次コイルＬ２を流れる第４電流はゼロとなり、両コイルの磁束がゼロにリセットされる。尚、通常、二次コイルＬ２の磁気回路の磁束は一次コイルＬ１の磁気回路の磁束よりも早く急激にリセットされる。それにより二次コイルＬ２には逆起電力が発生するが、ダイオードＤ２が逆バイアスとなるため逆方向電流は流れない。その後、次の周期のオン期間を迎える。これらの動作については、後に図４〜８においてトランスＴの構成との関係と共にさらに詳細に述べる。

（１−３）波形計測結果
図２は、図１に示した回路図の各測定点Ｘ１〜Ｘ３における電圧または電流の計測波形である。横軸は時間軸（ｓ）、縦軸は電流または電圧（ＡまたはＶ）である。

図２(Ａ)は、一次コイルＬ１の巻き終わり端子である計測点Ｘ１における電圧波形である。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には直流電圧Ｖinが巻き終わり端子にそのまま現れているが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には一次コイルＬ１の両端に直流電圧Ｖinが印加され、巻き終わり端子はほぼ接地電位まで降下する。スイッチング素子Ｑ１が再びオフすると直流電圧Ｖinが現れる。

図２(Ｂ)は、二次コイルＬ２の巻き始め端子である計測点Ｘ２における電圧波形である。スイッチング素子Ｑ１がオンすると二次コイルＬ２に生じる起電力により巻き始め端子は正電位となる。スイッチング素子Ｑ１がオフしても二次コイルＬ２は、その磁気回路における磁束の増加傾向が続いて同方向の起電力が維持されるため、巻き始め端子は正電位のままである。そして、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の双方の磁気回路の磁束が均衡する近傍領域で両コイルの磁気回路の磁束がリセットされ、二次コイルＬ２に逆起電力が発生する。

図２(Ｃ)は、計測点Ｘ３における電流波形、すなわちスイッチング素子Ｑ１の電流路に流れる電流の波形である。これは、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に一次コイルＬ１を流れる第１電流ｉ１の波形である。スイッチング素子Ｑ１がオンして一次コイルＬ１に直流電圧Ｖinが印加されると第１電流ｉ１は次第に増加する。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１の電流路が遮断されるため電流はゼロになる。オフ期間にはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流はゼロであるが、一次コイルＬ１にはオフとなったとき直ちに逆起電力が生じるため、第１電流ｉ１と同方向に第３電流ｉ３が流れることとなる。

図２(Ｄ)は、二次コイルＬ２の巻き始め端子である計測点Ｘ２における電流波形である。スイッチング素子Ｑ１がオンすると相互誘導による起電力により二次コイルＬ２に第２電流ｉ２が流れ始め次第に増加する。スイッチング素子Ｑ１がオフしても二次コイルＬ２には同方向の起電力が維持されるため、第２電流ｉ２と同方向の第４電流はｉ４が流れ続ける。一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の双方の磁気回路の磁束密度の差が次第に小さくなるにつれて二次コイルＬ２における起電力も小さくなり第４電流ｉ４は減少していく。第４電流ｉ４がゼロとなる時点は、図２(Ｂ)において二次コイルＬ２に逆起電力が発生する時点（両コイルの磁束リセット動作領域）と一致する。このように、スイッチング素子Ｑ１がオフの時も二次コイルＬ２にはフォワード方向に電流が流れることが、計測により確認された。

（２）スイッチング電源回路の第２の実施形態
（２−１）回路構成
図３は、本発明によるスイッチング電源回路の第２の実施形態の基本構成回路である。本回路は、上記の第１の実施形態においてダイオードＤ１に替えて一次側スイッチング素子Ｑ２を接続し、ダイオードＤ２に替えて二次側スイッチング素子Ｑ３を接続している点が異なる。他の構成要素については第１の実施形態と同様である。

一次コイルＬ１に対して並列接続される一次側素子として用いる一次側スイッチング素子Ｑ２はｎチャネルＦＥＴである（ｐチャネルＦＥＴも用いることができる）。一次側スイッチング素子Ｑ２は、ドレインを一次コイルＬ１の巻き始め端子に接続し、ソースを巻き終わり端子に接続している。一次側スイッチング素子Ｑ２のゲートＧ２には、スイッチング素子Ｑ１のゲートＧ１に入力するパルス電圧信号と逆相の信号を入力する。そのために、パルス電圧信号を反転回路ＩＮＶを介してＱ２のゲートＧ２に入力している。従って、一次側スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフと逆のタイミングでオフオン制御されることとなる。
一次側スイッチング素子Ｑ２をＦＥＴとする場合は、そのオフ期間（スイッチング素子Ｑ１のオン期間）に寄生ダイオードによる電流が流れないような方向で接続する。
一次側スイッチング素子Ｑ２は、バイポーラトランジスタでもよい。

二次コイルＬ２に対して直列接続される二次側素子として用いる二次側スイッチング素子Ｑ３はｎチャネルＦＥＴである（ｐチャネルＦＥＴも用いることができる）。二次側スイッチング素子Ｑ３は、ソースを二次側コイルＬ２の巻き始め端子に接続し、ドレインを出力端子Ｖoに接続している。二次側スイッチング素子Ｑ３の制御端子であるゲートＧ３に対しては、スイッチング素子Ｑ１のゲートＧ１に入力するパルス電圧信号と同じ信号を入力する。従って、二次側スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフと同じタイミングでオンオフ制御されることとなる。

二次側スイッチング素子Ｑ３のＦＥＴは、オン期間にはドレイン・ソース間のいずれの方向にも電流が流れることができる。オフ期間にはドレインからソースへ（出力端子Ｖoから二次コイルＬ２の巻き始め端子へ）の電流は遮断されるが、寄生ダイオードによりソースからドレインへ（二次コイルＬ２の巻き始め端子から出力端子Ｖoへ）は電流が流れることができる。二次側スイッチング素子Ｑ３は、電流の流れに関して第１の実施形態のダイオードＤ２と同様に動作するため、オンオフいずれの期間にもソースからドレインへ電流が流れることとなる。大電流出力を得る場合には、二次側スイッチング素子Ｑ３のＦＥＴは、スイッチング素子Ｑ１のＦＥＴよりも大電流用とすることが好適である。
このように二次側スイッチング素子Ｑ３をＦＥＴとする場合は、そのオフ期間（スイッチング素子Ｑ１のオフ期間）に寄生ダイオードにより電流が流れる方向で接続する。しかしながら、寄生ダイオードは逆回復時間が長く高速動作に適さない。そこで、オフ期間の電流路を確保するために図３のようにダイオードＤ３を設けることが好適である。ダイオードＤ３は、アノードを二次コイルＬ２の巻始め端子へカソードを出力端子Ｖoに接続され、二次コイルＬ２の巻始め端子が正電位のときに順バイアスとなる。順方向電圧降下の小さいショットキーバリアダイオードが好適である。
二次側スイッチング素子Ｑ３はバイポーラトランジスタでもよく、その場合も、オフ期間の電流路確保のためにダイオードＤ３を設ける。

（２−２）動作説明
＜オン期間の動作＞
第２の実施形態の回路動作は、一次側スイッチング素子Ｑ２及び二次側スイッチング素子Ｑ２の動作を除いて、第１の実施形態の回路動作と同じであり、オン期間に流れる第１電流及び第２電流、並びにオフ期間に流れる第３電流及び第４電流の発生原理は同じである。すなわち、トランスＴの構造に基づく一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の磁気回路の動作は同じであるので、簡略的に説明する。

スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるパルス電圧信号がオンとなると、ドレイン・ソース間の電流路が導通して直流電圧Ｖinが一次コイルＬ１に印加される。このとき一次コイルＬ１の巻き始め端子が正電位、巻き終わり端子が負電位となる。このとき一次側スイッチング素子Ｑ２はオフとなりドレイン・ソース間は遮断され電流は流れない。従って、第１の実施形態と同様に、直流電源Ｖin→一次コイルＬ１→スイッチング素子Ｑ１、という経路で第１電流ｉ１が流れる。

一方、一次コイルＬ１に流れる第１電流ｉ１による磁束に起因して、トランス結合された二次コイルＬ２に生じる相互誘導による起電力により、二次コイルＬ２→二次側スイッチング素子Ｑ３→Ｃ及び負荷→二次コイルＬ２、という経路で第２電流ｉ２が流れる。このとき二次側スイッチング素子Ｑ３はオンでありドレイン・ソース間は導通している。

＜オフ期間の動作＞
スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるパルス電圧信号がオフとなると、ドレイン・ソース間の電流路が直ちに遮断して直流電圧Ｖinの一次コイルＬ１への印加が停止される。一次コイルＬ１には自己誘導に基づく逆起電力が発生する。このとき一次側スイッチング素子Ｑ２はオンとなりドレイン・ソース間が導通するため、一次コイルＬ１→一次側スイッチング素子Ｑ２→一次コイルＬ１、という閉回路に第３電流ｉ３が流れる。

一次コイルＬ１に流れる第３電流ｉ３は、オン期間に一次コイルＬ１に蓄積された磁束をかしめる。そして一次コイルＬ１の磁気回路にかしめられた磁束が二次コイルＬ２の磁気回路の磁束密度を増加させつつ通過することにより、二次コイルＬ２にはオン期間と同じ方向の起電力が生じる。二次側スイッチング素子Ｑ３のゲートＧ３へのパルス電圧信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートＧ１と同時にオフとなるが、二次側スイッチング素子Ｑ３はオフとなっても寄生ダイオード（またはダイオードＤ３）によりソースからドレインへ電流が流れることができる。よって、二次コイルＬ２→二次側スイッチング素子Ｑ３（またはダイオードＤ３）→負荷及びＣ→二次コイルＬ２、という閉回路に電流が流れる。

（３）スイッチング電源回路の第３の実施形態
本発明によるスイッチング電源回路の第３の実施形態は、図示しないが、第１の実施形態の回路におけるダイオードＤ１を、第２の実施形態の一次側スイッチング素子Ｑ２に置き換えた形態である。この第３の実施形態における一次側スイッチング素子Ｑ２の接続及び動作は第２の実施形態と同様である。第３の実施形態では、二次側素子として第１の実施形態と同様にダイオードＤ２等の整流デバイスを用いる。

（４）スイッチング電源回路の第４の実施形態
本発明によるスイッチング電源回路の第４の実施形態は、図示しないが、第１の実施形態の回路において二次側ダイオードＤ２を、第２の実施形態の二次側スイッチング素子Ｑ３（または、二次側スイッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３との組合せ）に置き換えた形態である。この第４の実施形態における二次側スイッチング素子Ｑ３（またはダイオードＤ３）の接続及び動作は第２の実施形態と同様である。第４の実施形態では、一次側素子として第１の実施形態と同様にダイオードＤ１等の整流デバイスを用いる。

（５）トランスの第１の実施形態
（５−１）トランスの構成
図４は、上記のスイッチング電源回路の第１〜第４の実施形態に好適に用いられるトランスＴの第１の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。

トランスＴのコアは、対向する上下一対のヨーク２１ａ、２１ｂと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚２２と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚２３ａ、２３ｂとから構成され、さらに両ヨーク間の中間位置にて外側脚２３ａ、２３ｂに磁気ギャップ２４ａ、２４ｂをそれぞれ設けている。中央脚２２と各外側脚２３ａ、２３ｂとはそれぞれ窓空間２５ａ、２５ｂにより隔てられている。

一次コイルＬ１は中央脚２２に巻装されている。一次コイルＬ１の巻き始め端子は、図１の入力端子Ｖin及びダイオードＤ１のカソードと接続される。
二次コイルＬ２は、第１の二次コイルＬ２ａと第２の二次コイルＬ２ｂに分割されて双方の外側脚２３ａ、２３ｂにそれぞれ巻装されている。第１の二次コイルＬ２ａの巻き終わりと第２の二次コイルＬ２ｂの巻き始めは接続される。第１の二次コイルＬ２ａの巻き始め端子は、図１のダイオードＤ２のアノードと接続される。第２の二次コイルＬ２ｂの巻き終わり端子は、図１の出力側接地点へ接続される。

一次コイルＬ１と二次コイルＬ２ａ、Ｌ２ｂとは、窓空間２５ａ、２５ｂ内においてそれぞれ離隔して（当然であるが、コイルを巻装した厚み分は減じられる）巻装されており、これにより疎のトランス結合が実現される。以下、第１及び第２の二次コイルＬ２ａ、Ｌ２ｂはまとめて「二次コイルＬ２」と称する。

（５−２）トランスの動作説明
図５を参照しつつ、磁気回路と電気回路との関係を含めて図４に示したトランスＴの動作を説明する。

図４のトランス内部に示した各矢印は、各コイルの磁気回路に生じる磁束の向きを概略的に示している。「φ１」は一次コイルＬ１の磁気回路に生じる磁束であり、「φ１ａ」はφ１のうち二次コイルＬ２の磁気回路に流れ込む磁束であり、「φ１ｂ」はφ１のうち二次コイルＬ２の磁気回路に流れ込まずに漏れる磁束であり、「φ２」はφ１ａに抗して二次コイルＬ２の磁気回路に生じる磁束である。

図５(Ａ)は、中央脚２２の磁気回路（以下「中心磁極磁気回路」と称する）の磁束φ１（破線）と、外側脚２３ａ、２３ｂの各磁気回路（以下「両脚磁気回路」と称する）に流れ込む磁束φ１ａ（実線）の各々の磁束密度の時間変化を模式的に示した図である。

図５(Ｂ)は、図５(Ａ)と時間軸を揃えた二次コイルＬ２の第２電流ｉ２及び第４電流ｉ４の時間変化（実線）と、参考のために一次コイルＬ１の逆起電力による電流である第３電流ｉ３の時間変化（破線）を模式的に示した図である。

＜オン期間の動作＞
一次コイルＬ１に直流電圧が印加されて第１電流ｉ１が流れると、中心磁極磁気回路に磁束φ１が発生する。第１電流ｉ１は、図４のトランスＴの底面からみて一次コイルＬ１を時計回りに流れる。

磁束φ１の一部である磁束φ１ａが、両脚磁気回路へ流れ込むことにより、二次コイルＬ２には相互誘導により磁束φ１ａに抗する起磁力による磁束φ２が生じる。二次コイルＬ２の第２電流ｉ２は、この磁束φ２を生じる方向に流れる。よって、第２電流ｉ２は、トランスＴの底面からみて二次コイルＬ２を時計回りに流れ、出力端子へ出力される。

トランスＴでは、中心磁極磁気回路に生じた磁束φ１の一部である磁束φ１ｂ(図４の二点破線)が、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の間の空隙である漏洩磁気回路を通ることにより、両脚磁気回路を通る磁束φ１ａは少なくなっている。漏洩磁気回路は磁束φ１の迂回路である。

図５(Ａ)の破線に示すように、直流電圧が一次コイルＬ１に印加されると中心磁極磁気回路の磁束密度は急速に増加する。このとき、両脚磁気回路の磁束密度も実線で示すように中心磁極磁気回路の磁束φ１の影響により増加するが、この増加は中心磁極磁気回路のそれよりも少ない。これは、次のように説明される。

中心磁極磁気回路に生じた磁束φ１は、本来、二次コイルＬ２が巻装された両脚磁気回路を通り難く、従来のトランスではこの通り難い磁束をできるだけ漏れなく通すことを理想としている。これに対し、本発明のトランスでは中心磁極磁気回路に生じた磁束φ１の一部φ１ｂを積極的に漏洩磁気回路へ迂回させることにより、二次コイルＬ２と鎖交する磁束φ１ａを減少させている。そして、漏洩磁気回路に迂回させられる磁束φ１ｂは、そのエネルギー損失がほとんどないことから中心磁極磁気回路の磁束密度の増加を促進することに寄与する。一方、鎖交する磁束φ１ａが相対的に減少した両脚磁気回路の磁束密度の増加は低く抑えられることとなる。この結果、中心磁極磁気回路と両脚磁気回路の磁束密度に大きな差が生じる。
本発明のトランスにおいては、漏洩磁気回路へ迂回させられる磁束φ１ｂによって一次コイルＬ１に電力損は生じない。これは、例えば、従来のトランスにおいて一次コイルに電流を流し二次コイルを開放してオープン状態としたときに一次コイルに電力損を生じないことに相当する。

従来のトランスであれば中心磁極磁気回路から両脚磁気回路へ与えられるべき磁束が、本トランスにおいては、両脚磁気回路へ与えられず中心磁極磁気回路に蓄積するが、この中心磁極磁気回路に蓄積されたエネルギーは、後述するオフ期間になってから両脚磁気回路へと放出されるので、エネルギーの損失はない。

尚、両脚磁気回路の磁束密度の増加自体は少ないが、これに抗して生じる起磁力φ２の変化率は二次コイルＬ２に瞬時に電流を流すために十分な大きさであるので、図５(Ｂ)に示すように十分な第２電流ｉ２が流れる。

こうして、図５(Ａ)の通り、オン期間の終了時点ｔ１では、中心磁極磁気回路に大量の磁束が蓄積されて磁束密度が最大となる一方、両脚磁気回路の磁束密度は相対的に低く、両者の磁束密度は不均衡状態となっている。

尚、外側脚２３ａ、２３ｂに磁気ギャップ２４ａ、２４ｂを設けたのは、磁気抵抗を大きくして磁気飽和を防止するために好適だからであり、必要に応じて設けても設けなくともよい。

＜オフ期間の動作＞
一次コイルＬ１への直流電圧印加が停止され第１電流ｉ１が遮断されると、通常であれば磁束φ１は瞬時に消失するが、一次コイルＬ１に生じる逆起電力により即座に外部との閉回路（Ｌ１は準短絡状態）に第３電流ｉ３が流れる（図５(Ｂ)の破線）。そして第３電流ｉ３が一次コイルＬ１に流れ始めることで磁束φ１は強固に保持され（かしめられ）、図５(Ａ)の通り、φ１の磁束密度は最大値から比較的緩やかに減少していく。従って、オフ期間になっても、中心磁極磁気回路と両脚磁気回路の磁束密度の不均衡状態は持続し、この不均衡状態が持続する限り、中心磁極磁気回路から両脚磁気回路へ流れ込む磁束φ１ａは増加傾向を維持する。

図５(Ａ)の実線に示すように、中心磁極磁気回路から両脚磁気回路へ供給される磁束φ１ａの単位時間あたりの増加率は、オン期間に比べれば小さくはなるが、オン期間と同様に正である。この結果、オフ期間においても磁束φ１ａに抗する起磁力φ２の方向はオン期間と同じであり、よって、二次コイルＬ２にはオン期間と同じ方向に起電力が誘起され続け、同じ方向に第４電流ｉ４が流れ、出力端子へ出力される。

因みに、従来のトランスであれば、オフとなった時点で中心磁極磁気回路と両脚磁気回路に磁束密度の不均衡状態は生じていない。そして、通常は、次回のオン期間に備えて中心磁極磁気回路の磁束を直ちにリセットする。このため従来のトランスでは、オフとなった時点で両脚磁気回路の磁束密度も直ちにゼロにリセットされ、二次コイルＬ２にはフライバック電圧のみが生じてオン期間とは逆方向に電流を流そうとする。本発明では、これと全く逆の動作を実現している。

やがて、図５(Ａ)のｔ２の時点で、中心磁極磁気回路のφ１の磁束密度と両脚磁気回路のφ１ａの磁束密度とが均衡し、磁束の流れが停止する。その後、図５(Ｂ)に示すように、磁束リセット動作領域（ｔ２近傍）において二次コイルＬ２の第４電流ｉ４はゼロとなり、やがて一次コイルＬ１の磁気回路の磁束も消失して第３電流ｉ３も停止する。こうして、両コイルがオープン状態となる。そして次回のオン期間を迎える。

ここで、図５(Ａ)に示すように、磁束リセット動作領域（ｔ２近傍）においては両脚磁気回路へ与えられる磁束φ１ａがそれまでの増加傾向から急激にゼロとなるために、その磁束変化率は負の最大値となる。この結果、それまでと逆方向に大きな起磁力が生じ、二次コイルＬ２に逆起電力が発生する。図２でも述べた通り、図２(Ｄ)の第４電流ｉ４がゼロとなった時点で図２(Ｂ)の二次コイルＬ２の電圧に逆起電力が発生している。図２(Ｂ)及び(Ｄ)の波形観測結果は、オフ期間においても中心磁極磁気回路から両脚磁気回路への磁束の供給が増加傾向を維持していることを証明するものである。尚、ダイオードＤ２が逆バイアスとなるために、この二次コイルＬ２の逆起電力による電流は流れない。

（６）トランスの第２の実施形態
図６は、トランスＴの第２の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。図４の構成との相違点は、二次コイルＬ２が片側の外側脚２３ｂにのみ巻装されている点である。

図６のトランスＴでは、二次コイルＬ２を巻装された外側脚２３ｂには、一次コイルＬ１に生じた磁束φ１が通り難く、巻装されていない外側脚２３ａには通り易い。この結果、二次コイルＬ２から必要な大きさの出力電流が得られない虞がある。そこで、二次コイルＬ２から十分な出力電流を得るためには、巻装されない外側脚２３ａの磁気ギャップ２４ａを広くするか、あるいは巻装された外側脚２３ｂに図示のように磁気ギャップを設けないことが有効である。巻装されていない外側脚２３ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の間の空隙と同様に、磁束の迂回路となる漏洩磁気回路として働く。このように、片側のみに二次コイルＬ２を巻装することは、製造コストを低減できる利点がある。

（７）トランスの第３の実施形態
図７は、トランスＴの第３の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。図４の構成との相違点は、二次コイルＬ２が一次コイルＬ１と同心状に巻装される点である。図７はその一例であり、二次コイルＬ２が両外側脚２３ａ、２３ｂの内壁に密着して巻装されているがこれに限定されず、両外側脚２３ａ、２３ｂの内側であれば両外側脚から離れていてもよい。本発明のトランスでは二次コイルＬ２を一次コイルＬ１に密着させないで、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を離隔して巻装し、この離隔空隙に漏洩磁気回路を形成させることが特徴である。よって、二次コイルＬ２を両外側脚２３ａ、２３ｂの内壁に密着して巻装する必要はない。

図７のトランスＴでは、二次コイルＬ２が一次コイルＬ１と同心状に巻装されている。一次コイルＬ１に生じた磁束φ１に抗する起磁力φ２が外側脚２３ａ、２３ｂの磁気回路に生じ、これに対応する電流が二次コイルＬ２に流れる。この場合、図７のトランスＴの底面からみて、第１電流ｉ１及び第３電流ｉ３は一次コイルＬ１を時計回りに流れ、第２電流ｉ２及び第４電流ｉ４は二次コイルＬ２を反時計回りに流れる。但し、結線は同じであるので電気回路の動作は同じである。すなわち、図４におけるトランスＴの二次コイルＬ２に流れる電流と、図７におけるトランスＴの二次コイルＬ２に流れる電流の向きは反対であるが、両者の外側脚の磁気回路に生じる起磁力φ２の向きと二次コイルＬ２に流れる電流方向の関係は同一である。また上記と同様に、一次コイルＬ１による磁束φ１の一部φ１ｂが、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の間の空隙を漏洩磁気回路として漏れる。

（８）トランスの第４の実施形態
図８は、トランスＴの第４の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。図４の構成との相違点は、二次コイルＬ２が、一次コイルＬ１の外側に配置された一対の磁性体片２６ａ、２６ｂを介して一次コイルＬ１と同心状に巻装されている点である。磁性体片２６ａ、２６ｂはトランスＴの底面側から見てそれぞれ円弧状断面を有する。

図８のトランスＴでは、二次コイルＬ２が一次コイルＬ１と同心状に巻装されている。一次コイルＬ１に生じた磁束φ１に抗する起磁力φ２が外側脚２３ａ、２３ｂの磁気回路に生じ、これに対応する電流が二次コイルＬ２に流れる。この場合、図８のトランスＴの底面からみて、第１電流ｉ１及び第３電流ｉ３は一次コイルＬ１を時計回りに流れ、第２電流ｉ２及び第４電流ｉ４は二次コイルＬ２を反時計回りに流れる。但し、結線は同じであるので電気回路の動作は同じである。すなわち、図４におけるトランスＴの二次コイルＬ２に流れる電流と、図８におけるトランスＴの二次コイルＬ２に流れる電流の向きは反対であるが、両者の外側脚の磁気回路に生じる起磁力φ２の向きと二次コイルＬ２に流れる電流方向の関係は同一である。また、一次コイルＬ１による磁束φ１の一部φ１ｂが双方の磁性体片２６ａ、２６ｂを通り漏れる。この場合、双方の磁性体片２６ａ、２６ｂが漏洩磁気回路として作用する。

（９）トランスの特徴のまとめ
本発明のスイッチング電源回路で用いるトランスは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との間に漏洩磁気回路を形成するように、空隙または磁性体片を介して両コイルが巻装されている。そして、漏洩磁束の量をどの程度にするかによって、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を離隔する距離を決定する。この点において本発明のトランスは、従来のトランスが一次コイルと二次コイルの結合率を限りなく１００％（結合度＝１）になるように一次コイルと二次コイルを密着して巻装する点と大きく相違する。

本発明によるスイッチング電源回路の第１の実施形態の基本構成回路である。 図１に示した回路図の各測定点における電圧または電流の計測波形である。 本発明によるスイッチング電源回路の第２の実施形態の基本構成回路である。 本発明によるスイッチング電源回路に好適に用いられるトランスＴの第１の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。 （Ａ）は、中心磁極磁気回路及び両脚磁気回路の磁束密度の時間変化を模式的に示した図である。(Ｂ)は、二次コイルＬ２と一次コイルＬ１の電流の時間変化を模式的に示した図である。 本発明によるスイッチング電源回路に好適に用いられるトランスＴの第２の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。 本発明によるスイッチング電源回路に好適に用いられるトランスＴの第３の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。 本発明によるスイッチング電源回路に好適に用いられるトランスＴの第４の実施形態の構成を模式的に示す断面図である。 従来のフォワード方式のスイッチング電源回路の基本例を示す回路図である。

符号の説明

Ｔ トランス
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 一次側スイッチング素子
Ｑ３ 二次側スイッチング素子
Ｄ１ 一次側ダイオード
Ｄ２ 二次側ダイオード
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル

Claims (11)

1. （ａ）一次コイルと、該一次コイルに対し疎に磁気結合された二次コイルとを具備するトランスと、
   （ｂ）前記一次コイルに印加する直流電圧のオンオフを切り替えるスイッチング素子と、
   （ｃ）前記一次コイルに対して並列接続された第１電流路を具備し、該第１電流路が前記スイッチング素子のオン時には遮断されかつ該スイッチング素子のオフ時には該一次コイルを流れる電流を導通させる一次側素子と、
   （ｄ）前記二次コイルに対して直列接続された第２電流路を具備し、該第２電流路が前記スイッチング素子のオン時には該二次コイルを流れる電流を導通させ、かつ該スイッチング素子のオフ時には該スイッチング素子のオン時と同方向に該二次コイルを流れる電流を導通させると共に逆方向に流れる電流に対して遮断される二次側素子とを有し、
   （ｅ）前記スイッチング素子のオン時に、前記直流電圧により前記一次コイルに第１電流が流れ、該第１電流に起因して前記二次コイルに生じる磁気誘導により該二次コイルに流れる第２電流を前記二次側素子を通して出力し、かつ、
   （ｆ）前記スイッチング素子のオフ時に、前記一次コイルに発生する逆起電力により前記一次側素子を通して該一次コイルに第３電流が流れ、該第３電流に起因して前記二次コイルに生じる磁気誘導により該二次コイルに流れる第４電流を前記二次側素子を通して出力することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記一次側素子が、前記直流電圧の印加された前記一次コイルの両端電圧に対して逆方向となるべく接続された一次側整流デバイスであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記一次側素子が、前記スイッチング素子のオンオフと逆相にてオフオン制御される一次側スイッチング素子であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記二次側素子が、二次側整流デバイスであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
5. 前記二次側素子が、前記スイッチング素子のオンオフと同相にてオンオフ制御される二次側スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
6. 前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
   前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、かつ前記二次コイルが前記一対の外側脚の各々に巻装され、
   前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙を通るよう構成され、
   前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
   前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
7. 前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
   前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、前記二次コイルが前記一対の外側脚のいずれか一方に巻装され、かつ少なくとも前記二次コイルを巻装されない方の外側脚の中間位置に磁気ギャップが設けられ、
   前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙及び前記二次コイルを巻装されない方の外側脚を通るよう構成され、
   前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚から前記二次コイルが巻装された外側脚へ流れる磁束が、該外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
   前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記二次コイルが巻装された外側脚へ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ該外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
8. 前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
   前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、かつ前記二次コイルが前記一次コイルから離隔しかつ該一次コイルと同心状に前記一対の外側脚の内側に巻装され、
   前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が該一次コイルと該二次コイルとの間の空隙を通るよう構成され、
   前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚に流れる磁束が増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
   前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
9. 前記トランスが、対向する一対のヨークと、両ヨークの中央部同士を連結する中央脚と、両ヨークの対向する第１端部同士及び第２端部同士の間にそれぞれ延在する一対の外側脚とから構成されるコアを有し、
   前記一次コイルが前記中央脚に巻装され、前記二次コイルが該一次コイルの外側に配置された磁性体片を介して該一次コイルと同心状に巻装され、
   前記中央脚から前記外側脚へ向かう磁束の一部が前記磁性体片を通るよう構成され、
   前記一次コイルを流れる前記第１電流に起因して前記中央脚に流れる磁束が増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第２電流が流れ、かつ、
   前記一次コイルを流れる前記第３電流に起因して前記中央脚から前記一対の外側脚へそれぞれ流れる磁束が、前記第１電流に起因する磁束と同方向でありかつ各々の外側脚内で増加することにより、逆方向磁束を発生するべく前記二次コイルに前記第４電流が流れることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
10. 前記トランスが、前記一次コイルにより形成される第１磁気回路と、該一次コイルに疎に磁気結合された前記二次コイルにより形成される第２磁気回路と、前記一次コイルの発生する磁束の一部が前記二次コイルを通過しないで漏洩する漏洩磁気回路とを有し、
    前記一次コイルに直流電圧が印加されたとき前記二次コイルに電圧を誘起させると共に前記第１磁気回路内に存在する磁束の磁束密度を前記第２磁気回路内に存在する磁束の磁束密度より大として不均衡状態で保持し、
    前記一次コイルへの直流電圧の印加が停止され該一次コイルに発生する逆起電力による電流が該一次コイルに流れるとき、前記第１磁気回路内の磁束密度が前記第２磁気回路の磁束密度より大きい不均衡状態であることに起因して前記二次コイルに前記一次コイルに直流電圧が印加されたときと同極性の電圧を誘起させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
11. 前記トランスにおいて、前記一次コイルへの直流電圧の印加が停止され該一次コイルに発生する逆起電力による電流が該一次コイルに流れるとき、前記第１磁気回路内の磁束密度が前記第２磁気回路の磁束密度より大きい不均衡状態であることに起因して前記第１磁気回路から前記第２磁気回路へ磁束が流れ込むことを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源回路。

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