JP2007060648A - スピーカ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】実際のスピーカにおけるパラメータの変化に追従した信号処理を行い、より安定的な歪除去処理を行うことである。
【解決手段】本発明に係るスピーカ装置は、スピーカと、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカに入力されるべき電気信号を、スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理するフィードフォワード処理部と、スピーカの振動を検出し、当該振動に関する電気信号を、スピーカに入力されるべき電気信号に対してフィードバック処理するフィードバック処理部とを備え、フィードバック処理部は、スピーカから発生する非線形歪を除去するように、かつ、スピーカの振動に関する周波数特性が所定の周波数特性となるように、振動に関する電気信号をフィードバック処理する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スピーカ装置に関し、より特定的には、スピーカから発生する歪を除去するスピーカ装置に関するものである。

従来から、電気信号処理を施さない通常のスピーカにおいて、電気信号を忠実に音波へ変換することが望まれている。しかしながら、実際のスピーカでは、その構造上の制限から忠実な変換を行うことは難しい。例えば、スピーカを構成する磁気回路においては、その構造上、振幅が大きくなるにしたがい、磁気ギャップ内の磁束密度が減少する。そして、磁束密度の減少に伴って力係数も減少する。また、ダンパーやエッジなどの支持系のスティフネスは、その支持系の構造上、振幅の大きさに応じて変化してしまう。これらの理由などにより、スピーカの振幅は、入力される電気信号の大きさに比例するとは限らず、非線形歪が発生するという問題がある。

そこで、上記非線形歪を除去する方法として、従来からフィードフォワード処理などの電気信号処理を用いた方法が提案されている。この処理方法は、スピーカの非線形成分を含むパラメータ（磁束密度に係る力係数や支持系のスティフネスなど）を多項式近似して、当該パラメータに起因する非線形歪を打ち消すようにフィルタ係数を設定する方法である。電気信号を当該フィルタ係数が設定されたフィルタを介してスピーカに入力することで、非線形歪を除去している。しかしながら、上記パラメータのうち、特に支持系のスティフネスはスピーカに入力される電気信号の大きさによって時々刻々変化するものであり、かつ経年変化もする。つまり、パラメータの値が時間とともに変化してしまう。したがって、上記フィードフォワード処理では、時間とともに、予め設定されたパラメータの値と実際のパラメータの値との誤差が大きくなり、上記歪除去効果が著しく損なわれるという欠点があった。

そこで、上記問題を解決するために、フィードフォワード処理において、フィルタ係数のパラメータを適応的に更新するという方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。以下、図２８を参照して、この方法について説明する。図２８は、フィルタ係数のパラメータを適応的に更新する従来のスピーカ装置９を示すブロック図である。

図２８において、従来のスピーカ装置９は、制御部９１、パラメータ検出器９２、およびスピーカ９５を備える。また、パラメータ検出器９２は、誤り回路９３および更新回路９４を有する。誤り回路９３は、フィルタ（図示しない）を有し、当該フィルタにおいて制御部９１から入力される信号から擬似的な振動特性を算出する。そして、誤り回路９３は、その擬似的な振動特性からスピーカ９５にかかる駆動電圧を予測計算する。なお、この予測された駆動電圧は、スピーカ９５を電流駆動したときのインピーダンス特性と等価である。次に、誤り回路９３は、予測した駆動電圧から実際のスピーカ９５に印加される駆動電圧を引き算することにより、誤差信号ｅ（ｔ）を生成する。この誤差信号ｅ（ｔ）は、更新回路９４に入力される。

更新回路９４は、誤差信号ｅ（ｔ）に基づいて、更新すべき制御部９１内のパラメータを算出する。更新回路９４において算出されたパラメータは、誤り回路９３における上記フィルタに反映され、誤り回路９３において勾配信号Ｓｇが生成される。誤り回路９３において生成された勾配信号Ｓｇは、再び更新回路９４に出力される。このように更新回路９４は、上記誤差信号ｅ（ｔ）および勾配信号Ｓｇを用いて、誤差信号ｅ（ｔ）が最小となるようなパラメータを算出する。誤差信号ｅ（ｔ）が最小となるときのパラメータはパワーベクトルＰとして制御部９１に出力され、制御部９１内のパラメータが更新される。以上のように、図２８に示すスピーカ装置９では、制御部９１内のパラメータが実際のスピーカ９５のパラメータと適応するように、誤り回路９３および更新回路９４においてパラメータを更新している。
特開平１１−４６３９３号公報

しかしながら、上述したパラメータを更新する誤り回路９３および更新回路９４においては、複雑で膨大な演算が必要である。また、上述したように支持系のスティフネスはスピーカに入力される電気信号の大きさによって時々刻々変化するものである。つまり、従来のスピーカ装置９においては、複雑で膨大な演算が必要であるため、上記支持系のスティフネスの激しい変化に追従したパラメータの更新処理を行うことが実用上極めて困難であった。その結果、従来のスピーカ装置９においては、歪除去効果が十分に得られず、実現性に欠けるという問題があった。また、従来のスピーカ装置９においては、膨大な計算処理を実現するため、コストパフォーマンスに欠けるという問題もあった。

それ故、本発明の目的は、実際のスピーカにおけるパラメータの変化に追従した信号処理を行い、より安定的な歪除去処理を行うことが可能なスピーカ装置を提供することである。

第１の発明は、スピーカ装置であって、スピーカと、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカに入力されるべき電気信号を、スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理するフィードフォワード処理部と、スピーカの振動を検出し、当該振動に関する電気信号を、スピーカに入力されるべき電気信号に対してフィードバック処理するフィードバック処理部とを備え、フィードバック処理部は、スピーカから発生する非線形歪を除去するように、かつ、スピーカの振動に関する周波数特性が所定の周波数特性となるように、振動に関する電気信号をフィードバック処理する。

第２の発明は、上記第１の発明において、フィードバック処理部は、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、当該電気信号の周波数特性を所定の周波数特性に変換する所定特性変換フィルタと、スピーカの振動を検出するセンサと、所定特性変換フィルタにおいて変換された所定の周波数特性を示す電気信号とセンサにおいて検出された振動に関する電気信号との差分をとり、当該差分した電気信号を誤差信号として出力する第１の加算器と、フィードフォワード処理部において処理された電気信号と誤差信号とを加算して、スピーカに出力する第２の加算器とを有する。

第３の発明は、上記第２の発明において、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、スピーカの固有のパラメータに基づく係数であり、フィードフォワード処理部は、パラメータの非線形成分を打ち消すようにスピーカに入力されるべき電気信号を処理することを特徴とする。

第４の発明は、上記第２の発明において、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、スピーカに固有のパラメータに基づく係数であり、パラメータは、スピーカの振動変位に応じて変化するパラメータであることを特徴とする。

第５の発明は、上記第４の発明において、フィードフォワード処理部は、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカから発生する非線形歪を除去するように当該電気信号を処理する除去フィルタと、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、スピーカが線形で振動すると仮定したときの振動変位を示す電気信号を生成する線形フィルタとを有し、除去フィルタは、線形フィルタにおいて生成された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする。

第６の発明は、上記第５の発明において、第２の加算器とスピーカとの間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、除去フィルタにおけるフィルタ係数、所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数、および線形フィルタにおけるフィルタ係数は、増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である。

第７の発明は、上記第４の発明において、センサにおいて検出された電気信号は、スピーカの振動変位を示す電気信号であり、フィードフォワード処理部は、センサにおいて検出された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする。

第８の発明は、上記第２の発明において、フィードフォワード処理部の前段に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、所定の周波数特性をスピーカが有する振動に関する特性で除算して求められるフィルタ係数に基づいて処理する前段フィルタをさらに備える。

第９の発明は、上記第２の発明において、スピーカに所定のレベル以上の電気信号が入力されないように電気信号のレベルを制限する制限手段をさらに備える。

第１０の発明は、上記第２の発明において、第２の加算器とスピーカとの間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数と所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数は、増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である。

第１１の発明は、上記第１の発明において、フィードフォワード処理部は、スピーカの前段に設けられ、かつ、フィードバック処理部で形成されるフィードバックループ内に設けられることを特徴とする。

第１２の発明は、上記第１の発明において、フィードバック処理部は、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、当該電気信号の周波数特性を所定の周波数特性に変換する所定特性変換フィルタと、スピーカの振動を検出するセンサと、所定特性変換フィルタにおいて変換された所定の周波数特性を示す電気信号とセンサにおいて検出された振動に関する電気信号との差分をとり、当該差分した電気信号を誤差信号として出力する第１の加算器と、入力される電気信号と誤差信号とを加算して、フィードフォワード処理部に出力する第２の加算器とを有し、フィードフォワード処理部は、フィードフォワード処理部は、第２の加算器から出力された電気信号を、スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理してスピーカに出力する。

第１３の発明は、上記第１２の発明において、第２の加算器とフィードフォワード処理部との間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第１の周波数以下の周波数帯域において−６ｄＢ／ｏｃｔで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第１のフィルタをさらに備え、第１の周波数は、フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする。

第１４の発明は、上記第１２の発明において、フィードフォワード処理部の前段に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第２の周波数以下の周波数帯域において６ｄＢ／ｏｃｔ以上の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第２のフィルタをさらに備え、第２の周波数は、フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする。

第１５の発明は、上記第１２の発明において、第２の加算器とフィードフォワード処理部との間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第１の周波数以下の周波数帯域において−６ｄＢ／ｏｃｔ以下の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第１のフィルタと、フィードフォワード処理部の前段に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第２の周波数以下の周波数帯域において６ｄＢ／ｏｃｔ以上の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第２のフィルタとをさらに備え、第１および第２の周波数は、フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする。

第１６の発明は、上記第１２の発明において、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、スピーカの固有のパラメータに基づく係数であり、フィードフォワード処理部は、パラメータの非線形成分を打ち消すように第２の加算器から出力された電気信号を処理することを特徴とする。

第１７の発明は、上記第１２の発明において、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、スピーカに固有のパラメータに基づく係数であり、パラメータは、スピーカの振動変位に応じて変化するパラメータであることを特徴とする。

第１８の発明は、上記第１７の発明において、フィードフォワード処理部は、第２の加算器から出力された電気信号を入力とし、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカから発生する非線形歪を除去するように当該電気信号を処理する除去フィルタと、第２の加算器から出力された電気信号を入力とし、スピーカが線形で振動すると仮定したときの振動変位を示す電気信号を生成する線形フィルタとを有し、除去フィルタは、線形フィルタにおいて生成された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする。

第１９の発明は、上記第１８の発明において、フィードフォワード処理部とスピーカとの間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、除去フィルタにおけるフィルタ係数、所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数、および線形フィルタにおけるフィルタ係数は、増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である。

第２０の発明は、上記第１７の発明において、センサにおいて検出された電気信号は、スピーカの振動変位を示す電気信号であり、フィードフォワード処理部は、センサにおいて検出された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする。

第２１の発明は、上記第１２の発明において、第２の加算器の前段に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、所定の周波数特性をスピーカが有する振動に関する特性で除算して求められるフィルタ係数に基づいて処理する前段フィルタをさらに備える。

第２２の発明は、上記第１２の発明において、スピーカに所定のレベル以上の電気信号が入力されないように電気信号のレベルを制限する制限手段をさらに備える。

第２３の発明は、上記第１２の発明において、フィードフォワード処理部とスピーカとの間に設けられ、スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数と所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数は、増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である。

第２４の発明は、集積回路であって、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカに入力されるべき電気信号を、スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理するフィードフォワード処理部と、スピーカの振動を検出し、当該振動に関する電気信号を、スピーカに入力されるべき電気信号に対してフィードバック処理するフィードバック処理部とを備え、フィードバック処理部は、スピーカから発生する非線形歪を除去するように、かつ、スピーカの振動に応じた周波数特性が所定の周波数特性となるように、振動に関する電気信号をフィードバック処理する。

上記第１の発明によれば、予め設定されたフィルタ係数に基づくフィードフォワード処理によって、大部分の非線形歪を除去することができる。さらに、フィードバック処理によって、例えばスピーカにおける支持系のスティフネスの経年変化などに対してロバストな歪の除去を行うことができる。つまり、本発明によれば、フィードフォワード処理部が予め設定されたフィルタ係数に基づく処理を行い、フィードバック処理部が上記ロバストな歪の除去を行うことで、スピーカのパラメータを更新する処理を行うことなく、より安定的で実現性の高い歪除去処理が可能なスピーカ装置を提供することができる。さらに、本発明によれば、フィードバック処理によって、スピーカの振動に関する周波数特性を所定の周波数特性に近づけることができる。

上記第２の発明によれば、予め設定されたフィルタ係数に基づくフィードフォワード処理によって、大部分の非線形歪を除去することができ、また誤差信号に基づくフィードバック処理によって、例えばスピーカにおける支持系のスティフネスの経年変化などに対してロバストな歪の除去を行うことができる。これにより、より安定的で実現性の高い歪除去処理が可能なスピーカ装置を提供することができる。さらに、本発明によれば、所定特性変換フィルタによって、スピーカの振動に関する周波数特性を所定の周波数特性に近づけることができる。

上記第３の発明によれば、パラメータの非線形成分を打ち消すようにスピーカに入力されるべき電気信号を処理することで、スピーカから発生する非線形歪をより効果的に除去することができる。

上記第４の発明によれば、スピーカの振動変位に応じた精度の高い歪除去処理を行うことができる。

上記第５の発明によれば、スピーカが線形で振動するときの振動変位に基づく処理が可能となり、より高効率な歪除去処理を行うことができる。

上記第６の発明によれば、除去フィルタ、所定特性変換フィルタ、および線形フィルタにおける内部演算において処理可能な電圧が小さい場合であっても、歪除去効果を維持した処理が可能となる。また、増幅部がフィードバックループ内に設けられることで、フィードバックゲインが大きくなり、歪低減効果を向上させることができる。

上記第７の発明によれば、実際のスピーカの振動に即した歪除去処理を行うことができる。

上記第８の発明によれば、スピーカから出力される振動に関する特性において、所定の周波数特性への収束性を高めることができる。

上記第９の発明によれば、過入力によるスピーカの破損を防止することができる。

上記第１０の発明によれば、フィードフォワード処理部および所定特性変換フィルタにおける内部演算において処理可能な電圧が小さい場合であっても、歪除去効果を維持した処理が可能となる。また、増幅部がフィードバックループ内に設けられることで、フィードバックゲインが大きくなり、歪低減効果を向上させることができる。

上記第１１の発明によれば、フィードフォワード処理部がフィードバックループ内に配置されることにより、スピーカの振幅が大きくなっても、より低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。

上記第１２の発明によれば、フィードフォワード処理部がフィードバックループ内に配置されることにより、スピーカの振幅が大きくなっても、より低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。

上記第１３の発明によれば、第１のフィルタによってゲイン交差周波数が低下するので、より低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。

上記第１４の発明によれば、第２のフィルタによってゲイン交差周波数以下の電気信号が入力されないので、ゲイン交差周波数以下の電気信号が入力されることによって生じる歪を予め除去することができ、より高い歪除去効果を得ることができる。

上記第１５の発明によれば、第１のフィルタによってゲイン交差周波数が低下するので、より低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。さらに、第２のフィルタによってゲイン交差周波数以下の電気信号が入力されないので、ゲイン交差周波数以下の電気信号が入力されることによって生じる歪を予め除去することができ、より高い歪除去効果を得ることができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１を参照して、本発明における第１の実施形態に係るスピーカ装置１について説明する。図１は、第１の実施形態に係るスピーカ装置１の構成例を示すブロック図である。図１において、スピーカ装置１は、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、加算器１３および１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、およびセンサ１７を有する。

ここで、まず図２を参照して、スピーカ１６において非線形歪の発生要因について説明する。図２は、一般的なスピーカ１６の断面図である。図２において、スピーカ１６は、ボイスコイル１６１、振動板１６２、マグネット１６３、磁気回路１６４、ダンパー１６６およびエッジ１６７を備える。磁気ギャップ１６５は、図２に示す磁気回路１６４中に形成される。そして、磁気ギャップ１６５中の磁束密度Ｂとボイスコイル１６１に流れる電流とでフレミングの左手の法則にしたがって、ボイスコイル１６１が振動板１６２と一体となって振動変位ｘ軸方向に振動する。振動板１６２は、ダンパー１６６およびエッジ１６７に支持されることにより、安定して振動変位ｘ軸方向に振動し、音を放射する。なお、図２に示すスピーカ１６は一例であってこれに限定されない。例えばキャンセルマグネットを含む防磁タイプのスピーカであってもよいし、内磁型の磁気回路を構成するスピーカであってもよい。また、図２において、振動変位ｘが０となる位置は、ボイスコイル１６１や振動板１６２が振動する中心位置を示し、後述する図３〜図５に示す振動変位ｘが０となる原点に相当する。

スピーカ１６において、非線形歪の発生要因として主に３つの要因が挙げられる。第１の要因としては、磁気ギャップ１６５に発生する磁束密度Ｂに関するものである。図３は、磁気ギャップ１６５付近の振動変位ｘに対する力係数Ｂｌの特性の一例を示す図である。ボイスコイル１６１の振幅が小さいとき、つまり、振動変位ｘの絶対値が小さいとき（ｘ＝０付近）は、磁束密度Ｂは概ね一定である。しかし、ボイスコイル１６１の振幅が大きいとき、つまり、振動変位ｘの絶対値が大きいときは、急激に磁束密度Ｂが減少する。これは、磁気回路１６４において、磁気ギャップ１６５の中心付近（ｘ＝０付近）から振動変位ｘ軸方向に遠ざかるにつれて、磁路が形成されにくくなるためである。このため、磁束密度Ｂによって得られる力係数Ｂｌと、ボイスコイル１６１の振動変位ｘとの関係は図３に示すような関係となる。なお、図３に示す力係数Ｂｌの特性は、振動変位ｘに応じて変化するものであり、振動変位ｘの関数Ｂｌ（ｘ）として表現される。

ここで、ボイスコイル１６１を振動させる駆動力Ｆ（ｔ）は、ボイスコイル１６１に流れる入力信号の電流をＩ（ｔ）とすると、下式（１）で表現される。
F(t)=Bl(x)*I(t) …（１）
図３に示すように、ボイスコイル１６１の振幅が大きくなると力係数Ｂｌ（ｘ）の値が減少する。したがって、上式（１）より、振幅が大きくなると駆動力Ｆ（ｔ）が入力信号Ｉ（ｔ）のレベルに比例しなくなる。また、駆動力Ｆ（ｔ）が入力信号Ｉ（ｔ）のレベルに比例しなければ、振動変位ｘも入力信号Ｉ（ｔ）のレベルに比例しなくなることはいうまでもない。これにより、スピーカ１６から非線形歪が発生する。

第２の要因としては、ダンパー１６６およびエッジ１６７などの支持系に関するものである。ダンパー１６６やエッジ１６７は、その形状上、無限に伸びることはなく、ある程度伸びたところで突っ張り始める。図４は、振動変位ｘに対する支持系のスティフネスＫの特性の一例を示す図である。図４おいて、ボイスコイル１６１の振幅が小さいとき、つまり、振動変位ｘの絶対値が小さいとき、スティフネスＫは概ね一定である。しかし、ボイスコイル１６１の振幅が大きいとき、つまり、振動変位ｘの絶対値が大きいとき、スティフネスＫの値が大きくなる。このように、振幅が大きくなると、スティフネスＫの値が変化して、振動変位ｘは駆動力Ｆ（ｔ）に比例しなくなる。また、振動変位ｘが駆動力Ｆ（ｔ）に比例しなければ、上式（１）から振動変位ｘは入力信号Ｉ（ｔ）のレベルにも比例しない。その結果、スピーカ１６から非線形歪が発生する。

また、図５は、入力信号Ｉ（ｔ）に対するスティフネスＫの特性の変化を示す図である。図５に示すように、スティフネスＫの特性はＩ（ｔ）のレベルの大きさに応じて変化し、常に一定の曲線とはならない。また、ダンパー１６６やエッジ１６７は布や樹脂などの材料で作られるため、その材料の経年変化やクリープ現象によっても図４に示されるスティフネスＫの特性は変化する。これらの要因によっても振動変位ｘが入力信号Ｉ（ｔ）のレベルに比例せず、スピーカ１６から非線形歪が発生する。

第３の要因としては、ボイスコイル１６１の電気インピーダンス特性に関するものである。スピーカの磁気回路には一般的に、透磁率の高い鉄などの材料が使用される。このため、振幅の大きさによってボイスコイル１６１が有するインダクタンス成分が変化することになる。また、ボイスコイル１６１は電気信号が入力されると発熱する。これにより、ボイスコイル１６１の抵抗成分が時間とともに変化する。これらの要因により、ボイスコイル１６１に流れる電流が歪まされ、スピーカ１６から非線形歪が発生する。以上のような３つの主な要因によって、スピーカ１６において非線形歪が発生する。

なお、スピーカ１６を定電圧駆動させた場合において、スピーカ１６に入力される入力信号の電圧Ｅ（ｔ）と振動変位ｘ（ｔ）との関係は一般的に下式（２）で表現される。
Bl*E(t)/Ze=K*x(t)+(r+Bl²/Ze)*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（２）
ただし、式（２）において、支持系のスティフネスをＫと、スピーカ１６の機械抵抗をｒと、ボイスコイル１６１の電気インピーダンスをＺｅと、振動系質量をｍとする。

ここで、上記３つの要因のうち、低域の周波数帯域において発生する非線形歪においては、特に力係数ＢｌおよびスティフネスＫのパラメータによる影響が大きい。そこで、上式（２）において、図３および図４に示した力係数ＢｌおよびスティフネスＫを振動変位ｘの関数として表現すると下式（３）となる。
Bl(x)*E(t)/Ze=K(x)*x(t)+(r+Bl(x)²/Ze)*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（３）
また、Ｂｌ（ｘ）とＫ（ｘ）を振動変位ｘについて多項式近似してモデル化すると、それぞれ式（４）、式（５）となる。
Bl(x)=A0+A1*x+A2*x²+A3*x³+… …（４）
K(x)=K0+K1*x+K2*x²+K3*x³+… …（５）
上式（４）および式（５）において、Ａ０およびＫ０は、振動変位ｘに依存しない線形成分のパラメータである。したがって、式（４）および式（５）を線形成分と非線形成分とに分けて表現すると、それぞれ式（６）および式（７）と表現される。
Bl(x)=A0+Ax …（６）
K(x)=K0+Kx …（７）
ただし、ＡｘはＢｌ（ｘ）の非線形成分であり、Ｋｘは、Ｋ（ｘ）の非線形成分である。したがって、式（３）におけるＢｌ（ｘ）およびＫ（ｘ）に、式（６）および式（７）を代入すると、式（８）となる。
(A0+Ax)*E(t)/Ze=(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（８）

次に、図１に示すスピーカ装置１の動作処理について説明する。本実施形態に係るスピーカ装置１においては、大略的に、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１によるフィードフォワード処理と、理想フィルタ１２、センサ１７、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、および加算器１３によるフィードバック処理とが行われる。このように、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１は、本発明のフィードフォワード処理部に相当するものである。また、理想フィルタ１２、センサ１７、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、および加算器１３は、本発明のフィードバック処理に相当するものである。

まず、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１によるフィードフォワード処理について説明する。電気信号が入力信号として、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１、および理想フィルタ１２にそれぞれ入力される。理想フィルタ１２の処理については後述する。

非線形成分除去フィルタ１０は、線形フィルタ１１において生成された擬似的な線形動作時の振動変位ｘ（ｔ）を参照して得られる所定のフィルタ係数に基づいて、モデル化したパラメータの非線形成分を打ち消すように入力信号を処理する。そして、非線形成分除去フィルタ１０において処理された信号は、加算器１３に出力される。以下、非線形成分除去フィルタ１０において設定される所定のフィルタ係数について説明する。

スピーカ１６の動作式は、上式（８）で示した通りである。上式（８）より、パラメータの非線形成分（ＢｌｘおよびＫｘ）を含まない動作式、つまり、非線形歪が発生しない線形動作時の動作式は、下式（９）となる。
A0*E(t)/Ze=K0*x(t)+[r+A0²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（９）
したがって、式（８）から式（９）を減じれば、式（１０）のようにスピーカの非線形成分のみの動作式を取り出すことができる。
Ax*E(t)/Ze=Kx*x(t)+[(2*A0*Ax+A0²)/Ze]*dx(t)/dt …（１０）
また、式（８）から式（１０）を減じれば、式（１１）のように非線形成分を取り除いた動作式を得ることができる。
(A0+Ax)*E(t)/Ze−Ax*E(t)/Ze
＝(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt²
−Kx*x(t)+[(2*A0*Ax+A0²)/Ze]*dx(t)/dt …（１１）
ここで、式（１１）の右辺をもともとのスピーカ１６の動作式である式（８）の右辺と等しくすれば、式（１１）は式（１２）と表現される。
(A0+Ax)*E(t)/Ze−Ax*E(t)/Ze+Kx*x(t)+[(2*A0*Ax+A0²)/Ze]*dx(t)/dt
＝(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（１２）
上式（１２）の左辺を整理すれば、下式（１３）が得られる。そして、式（１３）の左辺がパラメータの非線形成分を打ち消すためのフィルタ係数である。
(A0+Ax)/Ze*[E(t)−Ze/(A0+Ax)*(Ax/Ze*E(t)−(2*A0*Ax+Ax²)/Ze*dx(t)/dt−Kx*x(t))]
＝(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（１３）

なお、上記フィルタ係数において、上述した力係数Ｂｌに関するパラメータＡ０およびＡｘ、スティフネスＫに関するパラメータＫ０およびＫｘ、電気インピーダンスＺｅは、接続されるスピーカ１６がもつ固有のパラメータであり、非線形成分除去フィルタ１０のフィルタ係数を構成する予め設定されたパラメータである。また、式（１３）の左辺から、非線形成分除去フィルタ１０のフィルタ係数に必要なパラメータとして、振動変位ｘ（ｔ）の値も必要であることが分かる。そして、この振動変位ｘ（ｔ）は、次に説明する線形フィルタ１１において生成される。

線形フィルタ１１は、予め設定されたフィルタ係数に基づいて、入力信号からスピーカ１６が線形動作すると仮定したときの振動変位ｘ（ｔ）を生成する。つまり、線形フィルタ１１は、擬似的な線形動作時の振動変位ｘ（ｔ）を生成する。上述したようにスピーカ１６の線形動作時の動作式は式（９）に示す通りである。したがって、式（９）をラプラス変換して伝達関数を求めると式（１４）が得られる。そして、式（１４）の右辺が線形フィルタ１１のフィルタ係数である。なお、ｘ（ｓ）は振動変位ｘ（ｔ）の伝達関数であり、Ｅ（ｓ）は、入力信号の電圧の伝達関数である。
x(s)/E(s)=(A0/Ze)/[K0+s*(r+A0²/Ze)+s²*m] …（１４）

このように、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１によるフィードフォワード処理によって、上式（８）に示すように、モデル化した力係数Ｂｌ（ｘ）およびスティフネスＫ（ｘ）の非線形成分が打ち消される。これにより、当該非線形成分に起因する非線形歪を除去することができる。また、このフィードフォワード処理は、スピーカ１６が線形動作するように非線形成分を打ち消している。そして、非線形成分除去フィルタ１０がスピーカ１６の線形動作時の振動変位ｘ（ｔ）を参照しているので、より高効率な歪除去効果が得られる。

次に、理想フィルタ１２、センサ１７、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、および加算器１３におけるフィードバック処理について説明する。

理想フィルタ１２は、スピーカ１６の振動に応じた特性（以下、出力特性とする）を所望の出力特性にする場合において、当該所望の出力特性の伝達関数Ｆ（ｓ）をフィルタ係数とするフィルタである。つまり、理想フィルタ１２は、入力信号の周波数特性を所望の出力特性に変換するフィルタである。ここで、所望の出力特性に変換された信号を所望特性信号ｆ（ｔ）とする。当該所望特性信号ｆ（ｔ）は加算器１４に出力される。なお、スピーカ１６の出力特性には、例えば振動変位特性、速度特性、加速度特性（音圧特性）などの種々の特性がある。例えば図６に示すように、実際のスピーカ１６の音圧周波数特性（加速度特性）が図６のＡに示される特性であったとする。図６は、理想フィルタ１２のフィルタ係数として設定される所望の出力特性を示す図である。図６において、スピーカ１６の音圧周波数特性をＢに示される特性のように周波数レンジを広げてフラットな特性にする場合、Ｂに示される特性の伝達関数Ｆ（ｓ）を理想フィルタ１２のフィルタ係数として設定すればよい。

センサ１７は、スピーカ１６の振動を検出し、当該スピーカ１６の出力特性をもつ検出信号ｙ（ｔ）を出力する。センサ１７から出力された検出信号ｙ（ｔ）は、適宜増幅されて加算器１４に出力される。なお、センサ１７は、例えばマイクロホン、レーザー変位計、加速度ピックアップなどである。ここで、加算器１４に出力される信号特性の種類は、上述した所望特性信号ｆ（ｔ）がもつ出力特性と同じ種類とする。つまり、理想フィルタ１２において、所望特性信号ｆ（ｔ）がもつ出力特性が例えばスピーカ１６の振動変位特性である場合には、加算器１４に出力される信号を振動変位特性の信号とする。なお、この場合、センサ１７はスピーカ１６の振動を検出して振動変位を出力するセンサを使用すればよい。または、センサ１７としてスピーカ１６の速度特性や加速度特性を出力するセンサを用いたとしても、センサ１７と加算器１４との間に微分回路や積分回路を適宜設け、加算器１４に出力される信号の特性の種類を振動変位特性に変換するようにしてもよい。

なお、スピーカの音圧周波数特性は、加速度特性に比例する特性である。したがって、理想フィルタ１２から出力される所望特性信号ｆ（ｔ）の特性がスピーカ１６の加速度特性を示し、かつ、センサ１７が加速度ピックアップであってセンサ１７から出力される信号の特性が加速度特性を示すとき、歪除去効果が最も高くなる。

以下、説明のために、センサ１７から出力される検出信号ｙ（ｔ）の特性の種類が、理想フィルタ１２から出力される所望特性信号ｆ（ｔ）がもつ出力特性と同じ種類と仮定する。つまり、センサ１７と加算器１４との間に微分回路や積分回路を設ける必要がない場合について考える。

加算器１４は、理想フィルタ１２から出力される所望特性信号ｆ（ｔ）からセンサ１７で出力された検出信号ｙ（ｔ）を減算し、その減算した信号（ｆ（ｔ）−ｙ（ｔ））を誤差信号ｅ（ｔ）として、フィードバック制御フィルタ１５に出力する。誤差信号ｅ（ｔ）は、フィードバック制御フィルタ１５において、適宜ゲインなどが調整され、加算器１３に帰還入力される。そして、加算器１３において、非線形成分除去フィルタ１０の出力信号とフィードバック制御フィルタ１５から出力される誤差信号ｅ（ｔ）とが加算されて、スピーカ１６に出力される。なお、フィードバック制御フィルタ１５は基本的にゲインを調整するフィルタ、すなわち、増幅器であり、ゲインが大きいほど歪除去効果が大きくなる。

ここで、上述したように支持系のスティフネスＫは経年変化する。また、図５に示したように入力の大きさによっても、スティフネスＫの特性が変化する。そして、この場合、スピーカ１６の出力特性も変化する。これに対し、センサ１７はこの変化したスピーカ１６の出力特性を検出しており、上述した誤差信号ｅ（ｔ）はセンサ１７から出力される検出信号ｙ（ｔ）と所望特性信号ｒ（ｔ）との差分の信号である。したがって、上記スティフネスＫの経年変化および入力の大きさによる特性変化は、誤差信号ｅ（ｔ）に反映されることとなる。そして、当該誤差信号ｅ（ｔ）がフィードバック制御フィルタ１５を介して、加算器１３に帰還入力されることにより、上記スティフネスＫの経年変化および入力の大きさによる特性変化分は打ち消される。

このように、理想フィルタ１２、センサ１７、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、および加算器１３におけるフィードバック処理によって、支持系のスティフネスＫの経年変化および入力の大きさによる特性変化に対してロバストな歪除去処理を行うことができる。

また、上述した３つ目の非線形歪の発生要因である、ボイスコイル１６１の電気インピーダンス特性の変化分（特に発熱による変化分）も、上記誤差信号ｅ（ｔ）に含まれる。したがって、当該変化分による非線形歪も上記フィードバック処理で除去することができる。

また、誤差信号ｅ（ｔ）を生成するにあたって、理想フィルタ１２において所望の出力特性（伝達関数Ｆ（ｓ））をもつ信号ｆ（ｔ）が用いられる。そして、誤差信号ｅ（ｔ）がフィードバック処理されることで、実際のスピーカ１６の出力特性を上記所望の出力特性に近づけることができる。

以上のように、本実施形態に係るスピーカ装置１によれば、フィードフォワード処理によって大部分のスピーカの非線形歪を除去することができ、またフィードバック処理によって支持系のスティフネスの経年変化や入力の大きさによる特性変化に対して、ロバストな歪除去処理を行うことができる。これにより、複雑で膨大な計算を要する適応的なパラメータ更新回路が必要なくコストアップを防止できるとともに、より安定的で実現性の高い歪除去処理が可能なスピーカ装置を提供することができる。

なお、上述したフィードバック制御フィルタ１５は、ゲイン調整だけではなく、例えばローパスフィルタなどの特性を持たせてもよい。例えばスピーカ１６の中高域特性が大きく乱れて、そのまま誤差信号ｅ（ｔ）をフィードバックさせると発振するおそれがある場合がある。このとき、フィードバック制御フィルタ１５においてローパスフィルタの特性を持たせて中高域成分をカットすることにより、発振を防止することができる。また、図１に示すスピーカ装置１において、誤差信号ｅ（ｔ）による発振のおそれやゲイン調整の必要が無ければ、フィードバック制御フィルタ１５が省略されてもよい。

また、上述した非線形成分除去フィルタ１０では、式（８）から導出される式（１３）に示すフィルタ係数を用いることによって、力係数Ｂｌおよび支持系のスティフネスＫに起因する非線形歪を除去するとしたが、これに限定されない。式（８）において、さらに上述したボイスコイル１６１の電気インピーダンス特性Ｚｅを振動変位ｘの関数Ｚｅ（ｘ）として反映させ、式（１４）より、当該電気インピーダンス特性Ｚｅも考慮したフィルタ係数を設定してもよい。これにより、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１におけるフィードフォワード処理において、電気インピーダンス特性Ｚｅの振動変位ｘ（ｔ）に基づく変動による非線形歪を除去することができる。

また、上述した非線形成分除去フィルタ１０では、線形フィルタ１１によって擬似的に生成された線形動作時の振動変位ｘ（ｔ）を参照したが、図７に示すように、センサ１７の出力信号を直接参照するものであってもよい。つまり、センサ１７の出力を直接参照することによって、線形フィルタ１１が省略できる。またこの場合、振動変位ｘ（ｔ）は実際のスピーカの振動変位ｘ（ｔ）であり、非線形成分除去フィルタ１０において実際のスピーカの振動変位に即した処理が可能となる。なお、図７は、非線形成分除去フィルタ１０がセンサ１７の出力信号を参照した場合のスピーカ装置１の構成例を示すブロック図である。このとき、非線形成分除去フィルタ１０が参照する信号は振動変位ｘ（ｔ）であるから、センサ１７は、スピーカ１６の振動変位特性を検出するものであればよい。また、センサ１７自体が検出する信号が、速度特性、加速度特性であっても、微分回路および積分回路を適宜用いることで、振動変位特性を得ることが可能である。

（第２の実施形態）
図８を参照して、本発明における第２の実施形態に係るスピーカ装置２について説明する。図８は、第２の実施形態に係るスピーカ装置２の構成例を示すブロック図である。図８において、スピーカ装置２は、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、センサ１７、および前段フィルタ２０を有する。図８に示すように、本実施形態に係るスピーカ装置２は、上述した図１に示すスピーカ装置１に対して、前段フィルタ２０を新たに備える点で異なる。以下、異なる点を中心に説明する。また、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、およびセンサ１７は、第１の実施形態で説明した各構成と同様であるため、同一の符号を付して、説明を省略する。

前段フィルタ２０は、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１の前段にあって、電気信号を入力信号として、当該入力信号を所定のフィルタ係数に基づいて処理する。前段フィルタ２０において処理された信号は、非線形成分除去フィルタ１０および線形フィルタ１１にそれぞれ入力される。ここで、前段フィルタ２０のフィルタ係数は、理想フィルタ１２のフィルタ係数である所望の出力特性の伝達関数Ｆ（ｓ）を、実際のスピーカ１６が有する線形動作時の出力特性の伝達関数Ｐ（ｓ）で除算したＦ（ｓ）／Ｐ（ｓ）である。なお、伝達関数Ｐ（ｓ）の出力特性は、理想フィルタ１２における所望の出力特性の種類と同じにする。つまり、第１の実施形態で説明したように、例えば伝達関数Ｆ（ｓ）がスピーカ１６の振動変位特性に基づく場合には、伝達関数Ｐ（ｓ）もスピーカ１６が線形動作する際の振動変位特性に基づく関数とする。

ここで、前段フィルタ２０に入力される入力信号電圧の伝達関数をＥ（ｓ）とする。このとき、前段フィルタ２０の出力信号はＥ（ｓ）＊Ｆ（ｓ）／Ｐ（ｓ）となる。そして、非線形成分除去フィルタ１０を介してスピーカ１６において出力される際に、スピーカ１６の伝達関数Ｐ（ｓ）が乗算されるので、最終的にスピーカ１６の出力特性はＥ（ｓ）＊Ｆ（ｓ）となる。つまり、スピーカ１６の出力特性が目標特性Ｆ（ｓ）に収束する。このとき、センサ１７で出力される検出信号ｙ（ｔ）の伝達関数はＥ（ｓ）＊Ｆ（ｓ）となる。また、伝達関数Ｅ（ｓ）となる入力信号が理想フィルタ１２に入力される。このとき、理想フィルタ１２のフィルタ係数はＦ（ｓ）であるから、理想フィルタ１２の出力信号ｆ（ｔ）の伝達関数はＥ（ｓ）＊Ｆ（ｓ）となる。そして、加算器１４において、理想フィルタ１２からの出力信号ｆ（ｔ）から上記検出信号ｙ（ｔ）が減じられる。このとき、出力信号ｆ（ｔ）および検出信号ｙ（ｔ）の伝達関数はともにＥ（ｓ）＊Ｆ（ｓ）で同じとなり、誤差信号ｅ（ｔ）は０となる。

また、例えば支持系のスティフネスＫの経年変化などによってスピーカの伝達関数がＰ（ｓ）からＰ’（ｓ）に変動したとする。このとき、図８に示したスピーカ装置２全体の伝達関数Ｙ（ｓ）／Ｅ（ｓ）は式（１５）となる。なお、Ｙ（ｓ）はスピーカ１６からの出力信号ｙ（ｔ）をラプラス変換したものである。またＥ（ｓ）は、入力信号電圧をラプラス変換したものである。
Y(s)/E(s)=(P'(s)*[1+P(s)])/(P(s)*[1+P'(s)])*F(s) …（１５）
上式（１５）より、スピーカ１６の伝達関数Ｐ（ｓ）が変動しないとき（Ｐ’（ｓ）＝Ｐ（ｓ）となるとき）、式（１５）の右辺はＦ（ｓ）となる。つまり、スピーカ１６の出力特性が所望特性Ｆ（ｓ）に収束する。

次に、前段フィルタ２０を有していない図１に示したスピーカ装置１において、スピーカ１６が線形動作する際の伝達関数がＰ（ｓ）であるとすると、図１に示したスピーカ装置１全体の伝達関数Ｙ（ｓ）／Ｅ（ｓ）は式（１６）となる。
Y(s)/E(s)=(P(s)*[1+F(s)])/[1+P(s)] …（１６）
上式（１６）より、スピーカ１６の伝達関数Ｐ（ｓ）が変動しないとき（Ｐ’（ｓ）＝Ｐ（ｓ）となるとき）、式（１６）の右辺はＦ（ｓ）とはならない。つまり、スピーカ１６の出力特性が所望特性Ｆ（ｓ）に収束しない。

また、スピーカ１６の伝達関数がＰ（ｓ）からＰ’（ｓ）に変動したとすると、図１に示したスピーカ装置１の伝達関数Ｙ（ｓ）／Ｅ（ｓ）は式（１７）となる。
Y(s)/E(s)=(P'(s)*[1+F(s)])/[1+P'(s)] …（１７）

このように、図１に示したスピーカ装置１においては、式（１６）および式（１７）に示すように、理想フィルタ１２を設けることでスピーカ１６の出力特性がＦ（ｓ）に近づいた特性となるが、スピーカ１６の伝達関数の変動に関わらず所望特性Ｆ（ｓ）に収束することはない。これに対し、図８に示したスピーカ装置２においては、前段フィルタ２０を設けることで、少なくともスピーカの伝達関数が変動しないときにＦ（ｓ）に収束する。つまり、前段フィルタ２０は、スピーカ１６の所望の出力特性への収束性を高める役割を果たす。

以上のように、本実施形態に係るスピーカ装置２においては、前段フィルタ２０を設けることによって、所望の出力特性（伝達関数Ｆ（ｓ））への収束性を極めて高くすることができる。

なお、上述したフィードバック制御フィルタ１５は、第１の実施形態と同様に、ゲイン調整だけではなく、例えばローパスフィルタなどの特性を持たせてもよい。また、図８に示すスピーカ装置２において、誤差信号ｅ（ｔ）による発振のおそれやゲイン調整の必要が無ければ、フィードバック制御フィルタ１５が省略されてもよい。

また、上述した非線形成分除去フィルタ１０では、第１の実施形態と同様に、式（８）から導出される式（１３）に示すフィルタ係数を用いることによって、力係数Ｂｌおよび支持系のスティフネスＫに起因する非線形歪を除去するとしたが、これに限定されない。式（８）において、さらに上述したボイスコイル１６１の電気インピーダンス特性Ｚｅを振動変位ｘの関数Ｚｅ（ｘ）として反映させ、式（１４）より、当該電気インピーダンス特性Ｚｅも考慮したフィルタ係数を設定してもよい。

また、上述した図８では、線形フィルタ１１の入力と前段フィルタ２０の出力とを接続した構成を示したが、これに限定されない。図９に示すように、線形フィルタ１１の入力が、前段フィルタ２０および理想フィルタ１２の入力と同じになる構成であっても、図８に示した構成で得られる効果と同じ効果を得ることができる。なお、図９は、図８に示した線形フィルタ１１の入力を変えた構成例を示すブロック図である。

また、上述した非線形成分除去フィルタ１０では、第１の実施形態と同様に、線形フィルタ１１によって擬似的に生成された線形動作時の振動変位ｘ（ｔ）を参照したが、図１０に示すように、センサ１７の出力信号を直接参照するものであってもよい。つまり、センサ１７の出力を直接参照することによって、線形フィルタ１１が省略できる。なお、図１０は、非線形成分除去フィルタ１０がセンサ１７の出力信号を参照した場合のスピーカ装置２の構成例を示すブロック図である。このとき、非線形成分除去フィルタ１０が参照する信号は振動変位ｘ（ｔ）であるから、センサ１７は、スピーカ１６の振動変位特性を検出するものであればよい。また、センサ１７自体が検出する信号が、速度特性、加速度特性であっても、微分回路および積分回路を適宜用いることで、振動変位特性を得ることが可能である。

（第３の実施形態）
図１１を参照して、本発明における第３の実施形態に係るスピーカ装置３について説明する。図１１は、第３の実施形態に係るスピーカ装置３の構成例を示すブロック図である。図１１において、スピーカ装置３は、非線形成分除去フィルタ１０、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、センサ１７、および前段フィルタ２０を有する。本実施形態に係るスピーカ装置３は、図１、図７〜図１０に示したスピーカ装置１および２に対して、非線形成分除去フィルタ１０が加算器１３とスピーカ１６との間に配置される点で異なり、この異なる点によって歪除去効果が得られる周波数帯域を低域まで伸ばすことが可能なスピーカ装置である。

以下、図１１を参照して、上記異なる点を中心に説明する。図１１では、スピーカ装置３として、図１０に示したスピーカ装置２に対して非線形成分除去フィルタ１０の配置位置を変えた構成例を示している。なお、図１１において、加算器１３および１４の入出力に関する符号が図１０に示す符号と異なるが、位相関係が等しくなるようにすれば、どちらの符号であっても動作と効果は同じである。また、非線形成分除去フィルタ１０、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、センサ１７、および前段フィルタ２０は、第１および第２の実施形態で説明した各構成と同様であるため、同一の符号を付して、説明を省略する。

非線形成分除去フィルタ１０は、加算器１３とスピーカ１６との間に配置される。つまり、非線形成分除去フィルタ１０は、センサ１７、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、加算器１３、およびスピーカ１６で形成されるフィードバックループ内に配置されることとなる。この場合、非線形成分除去フィルタ１０およびスピーカ１６を１つにまとめたものを、線形二自由度制御における制御対象と考えることができる。

ここで、第１の実施形態で説明したように、非線形成分除去フィルタ１０は、モデル化したスティフネスＫの非線形成分を打ち消して、スピーカ１６から発生する非線形歪を取り除く役割を果たしている。したがって、上記制御対象は、非線形成分除去フィルタ１０によってスピーカ１６の非線形歪がある程度取り除かれたものと考えることができる。このような制御対象がフィードバックループ内に配置されることで、フィードバックループ内において、図４に示したスティフネスＫの振動変位Ｘに対する変化が小さくなる。つまり、スピーカ１６の振幅が大きくなっても、スティフネスＫはあまり変化しないことを意味する。また、スティフネスＫの変化が小さくなるので、スピーカ１６の最低共振周波数ｆ０の変化も小さくなる。

一方、図１０に示すスピーカ装置２では、非線形成分除去フィルタ１０がフィードバックループ内に配置されていない。したがって、図１０に示すスピーカ装置２では、上記制御対象は、スピーカ１６単体となり、フィードバックループ内において、上述したような非線形歪をある程度取り除かれたものにはならない。

このように、フィードバックループ内の処理に着目した場合、本実施形態に係るスピーカ装置３では、図１０に示すスピーカ装置２と比べてスピーカ１６の最低共振周波数ｆ０の変化が小さくなる。

次に、図１２に示すスピーカ装置３のゲイン特性Ｇ１〜Ｇ４および位相特性Ｐを参照して、上述の内容をさらに具体的に説明する。図１２は、スピーカ装置３のゲイン特性および位相特性を示した図である。なお、図１２に示すゲイン特性Ｇ１〜Ｇ４は、開ループ伝達特性である。また、図１２の実線で示されるゲイン特性Ｇ１は、スピーカ１６の音圧周波数特性、つまり加速度特性に比例した特性を示している。点線で示されるゲイン特性Ｇ２〜Ｇ４については後述する。

ゲイン特性Ｇ１によれば、最低共振周波数ｆ０以下の周波数帯域においてゲインが−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜で減衰していることが分かる。図１２に示す位相特性Ｐによれば、最低共振周波数ｆ０で位相が９０°だけずれていることが分かる。また最低共振周波数ｆ０以下では、周波数が小さいほど、位相のずれが１８０°に近づいていることが分かる。また最低共振周波数ｆ０以上では、周波数が大きいほど、位相のずれが０°に近づいていることが分かる。

ここで、図１１に示したフィードバック制御フィルタ１５において、加算器１３に入力される誤差信号ｅ（ｔ）のゲインが調整される場合を考える。この場合、ゲイン特性Ｇ１は、フィードバック制御フィルタ１５において調整されるゲインの大きさに応じて、図１２の点線に示すゲイン特性Ｇ２、Ｇ３またはＧ４へと変化する。なお、フィードバック制御フィルタ１５において調整されるゲインの大きさに応じて、スピーカ１６への入力の大きさが変わる。そして、スピーカへの入力の大きさが変わることにより、スピーカ１６の振幅の大きさが変わる。ここで、上述したように、スピーカ装置３は、スピーカ１６の振幅が大きくなっても、最低共振周波数ｆ０の変化は少ない。したがって、図１２の点線で示されるゲイン特性Ｇ２、Ｇ３またはＧ４の最低共振周波数は、全てｆ０に近い値となっている。

次に、ゲイン余裕および位相余裕という評価値について考える。ゲイン余裕とは、開ループ特性の位相が１８０°のときに、開ループ伝達特性のゲインがどれだけマイナスの値をとるかを示すものである。なお、位相が１８０°となるときの周波数を位相交差周波数ｆｐｃと呼ぶ。位相余裕とは、開ループ伝達特性のゲインが０ｄＢのときに、開ループ伝達特性の位相が１８０°に対してどれだけマイナスの値となるかを示すものである。なお、ゲインが０ｄＢとなるときの周波数をゲイン交差周波数ｆｇｃと呼ぶ。

ここで、図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループの周波数特性について解析する。図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループでは、通常の加速度特性を示す信号をフィードバックしているため、周波数特性が大きく変化してしまい、解析が困難となる。そこで、周波数特性の解析においては、図１３のように理想フィルタ１２を加えて考える。つまり、理想フィルタ１２を加え、周波数特性が変化しない状態での解析を行う。図１３は、図１０に示すスピーカ装置２の周波数特性の解析に用いる構成を示す図である。

図１４に、図１３のスピーカ１６への入力の大きさを変えたときの音圧周波数特性、２次歪特性、および３次歪特性をそれぞれ示す。具体的には、図１４に示すように、スピーカ１６への入力を１Ｖ、５Ｗ、１０Ｗ、２０Ｗ、４０Ｗとしたときの音圧周波数特性、２次歪特性、および３次歪特性をそれぞれ示している。図１４から分かるように、入力を大きくしていくと、２次および３次歪のレベルが大きくなる。これは、入力を大きくしていくと、スティフネスが高くなり、ゲイン交差周波数ｆｇｃが高くなるからである。このように、歪除去効果が得られる周波数帯域の下限の周波数は、ゲイン交差周波数ｆｇｃと比例関係にあることがいえる。

以下、再び図１２を参照して、スピーカ装置３が、歪除去効果が得られる周波数帯域を低域まで伸ばすことが可能である理由について説明する。図１２において、フィードバック制御フィルタ１５においてゲインを上げる調整を行うと、ゲイン特性Ｇ１は、ゲイン特性Ｇ２に示す特性となる。このとき、ゲイン特性Ｇ２におけるゲイン交差周波数ｆｇｃ２は、ゲイン交差周波数ｆｇｃ１よりも小さい周波数となる。これは、上述したように、スピーカ装置３は、スピーカ１６の振幅の大きさが変わっても最低共振周波数ｆ０の変化が少ないためである。このように、スピーカ装置３では、ゲイン交差周波数ｆｇｃ２に比例して、歪除去効果が得られる周波数帯域が低域に伸びる結果となる。

一方、図１０に示したスピーカ装置２においては、上述したように、非線形成分除去フィルタ１０がフィードバックループ内に配置されていない。したがって、図１０に示すスピーカ装置２では、スピーカ１６への入力が大きくなると、つまり、フィードバック制御フィルタ１５においてゲインを上げる調整を行うと、ゲイン特性Ｇ１は、ゲイン特性Ｇ２’に示す特性となる。つまり、スティフネスＫの値が大きくなり、最低共振周波数ｆ０がｆ０‘まで上昇する。また、最低共振周波数ｆ０の上昇とともに、ゲイン交差周波数もゲイン交差周波数ｆｇｃ２’まで上昇する。したがって、スピーカ装置２では、ゲイン交差周波数ｆｇｃ２’に比例して、歪除去効果が得られる周波数帯域が高域へシフトする結果となる。

なお、図１２において、フィードバック制御フィルタ１５においてゲインを下げる調整を行うと、ゲイン特性Ｇ１は、ゲイン特性Ｇ３に示す特性となる。このとき、ゲイン特性Ｇ３におけるゲイン交差周波数ｆｇｃ３は、ゲイン交差周波数ｆｇｃ１よりも大きい周波数となる。つまり、フィードバック制御フィルタ１５においてゲインを下げる調整を行うと、ゲイン特性がゲイン特性Ｇ１からゲイン特性Ｇ３へと変化し、ゲイン交差周波数ｆｇｃ１がゲイン交差周波数ｆｇｃ３へと上昇する。また、フィードバック制御フィルタ１５においてゲインをさらに下げる調整を行うと、ゲイン特性Ｇ１は、ゲイン特性Ｇ４に示す特性となる。ゲイン特性Ｇ４によれば、全周波数帯域に渡って常にゲインがマイナスの値となっている。これにより、ゲイン特性がＧ４となる場合、フィードバック処理は完全に安定する。しかし、フィードバックゲインが下がることにより、歪を低減させる効果が小さくなってしまう。これらゲイン特性Ｇ３およびＧ４による歪低減効果が小さくなることについては、図１０に示したスピーカ装置２についても同様である。また、スピーカ１６を用いる制御系では、位相が１８０°となることはなく、位相交差周波数ｆｐｃは存在しない。これはスピーカ装置１〜３においても同様のことがいえる。また、位相が１８０°となることがないので、上述した位相余裕は、常にマイナスの値となる。

以上のように、図１１に示したスピーカ装置３によれば、非線形成分除去フィルタ１０がフィードバックループ内に配置されることにより、図１０に示すスピーカ装置２と比べてスピーカ１６の最低共振周波数ｆ０の変化が小さくなる。スピーカ１６の最低共振周波数ｆ０の変動が小さくなることで、ゲイン交差周波数ｆｇｃの変動も小さくなる。これにより、図１１に示したスピーカ装置３では、入力が大きくなっても、図１０に示したスピーカ装置２よりも低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。

なお、図１１に示したスピーカ装置３に対して、図１５に示すように、補償フィルタ２１を非線形除去フィルタ１０の前段にさらに付加してもよい。図１５は、図１１に示すスピーカ装置３に対して補償フィルタ２１を付加した構成例を示すブロック図である。

補償フィルタ２１は、スピーカ装置３の開ループ伝達特性において、低域のレベルを増加させるものである。つまり、本発明におけるローパスフィルタに相当するものである。具体的には、補償フィルタ２１は、例えば式（１８）のような伝達関数で示されるフィルタ係数Ｈを有する。
H=k*(1+1/(T*s)) ・・・（１８）
ただし、T=1/(2*π*fmax)とする。
ここで、ｋはゲイン、ｆｍａｘは周波数特性の変曲周波数である。変曲周波数とは、周波数特性の傾きが変わるときの周波数を意味する。例えば変曲周波数を、ゲインが０ｄＢから３ｄＢだけ変化した点の周波数とする。式（１８）に示す伝達関数の周波数特性は、図１６に示す特性となる。図１６は、補償フィルタのゲイン特性および位相特性と、スピーカ装置３のゲイン特性（Ｇ５およびＧ６）および位相特性（Ｐ５およびＰ６）を示した図である。図１６に示すスピーカ装置３のゲイン特性によれば、図１６に示す点線のゲイン特性Ｇ５は、補償フィルタ２１のフィルタ特性によって、実線で示されるゲイン特性Ｇ６へと変化する。また、位相交差周波数ｆｐｃが存在しない状態で、低域が上昇することとなるので、ゲイン交差周波数ｆｇｃをＤＣに近づけることができる。これにより、上述した歪除去効果が得られる周波数が低下するので、大入力時に歪除去効果が損なわれることをさらに防止でき、より低い周波数帯域まで歪除去効果を発揮することができる。

上記変曲周波数ｆｍａｘは、少なくともゲイン交差周波数ｆｇｃより高い周波数に設定される。また、式（１８）の次数は一次であるが、これに限定されない。ゲイン交差周波数ｆｇｃを下げることができれば、一次以上の次数をもつ伝達関数であってもかまわない。式（１８）の次数が高くなると、補償フィルタ２１のフィルタ特性において、変曲周波数以下のゲインの上昇する傾きが急になる。これにより、スピーカ装置３のゲイン特性は、式（１８）の次数が高いほど、ゲイン交差周波数ｆｇｃを低くできるが、次数をいくつにするかについては、位相特性も考慮しながら適宜設計すればよい。なお、補償フィルタ２１のフィルタ係数が一次の場合、補償フィルタ２１のフィルタ特性は、上記変曲周波数以下の周波数帯域において、−６ｄＢ／ｏｃｔで傾斜する特性を示す。

なお、図１１に示したスピーカ装置３に対して、図１７に示すように、ハイパスフィルタ２２をさらに付加してもよい。図１７は、図１１に示すスピーカ装置３に対してハイパスフィルタ２２を付加した構成例を示すブロック図である。

ハイパスフィルタ２２は、ゲイン交差周波数ｆｇｃ以下の信号があらかじめ入力されないようにするためのものである。そのため、少なくともカットオフ周波数はゲイン交差周波数ｆｇｃ以上である必要がある。また、次数は高いほど遮断特性がよいので、設計の都合によって次数を選択すればよい。また、ハイパスフィルタ２２のフィルタ係数が一次の場合、ハイパスフィルタ２２のフィルタ特性は、上記カットオフ周波数以下の周波数帯域において、＋６ｄＢ／ｏｃｔで傾斜する特性を示す。なお、ハイパスフィルタ２２は＋６ｄＢ／ｏｃｔ以上の遮断特性を有してもよい。この場合、ゲイン交差周波数ｆｇｃ以下の信号がより遮断されることとなり、歪低減効果が損なわれない。

なお、図１１に示したスピーカ装置３に対して、図１８に示すように、補償フィルタ２１およびハイパスフィルタ２２をさらに付加してもよい。図１８は、図１１に示すスピーカ装置３に対して補償フィルタ２１およびハイパスフィルタ２２を付加した構成例を示すブロック図である。

ここで、図１１のスピーカ装置３、図１７のハイパスフィルタ２２のみを付加したスピーカ装置３、図１８のハイパスフィルタ２２および補償フィルタ２１を付加したスピーカ装置３それぞれについての周波数特性の解析結果を図１９に示す。また図１９は、入力を２０Ｗおよび４０Ｗとしたときの解析結果をそれぞれ示している。

図１９に示す２次および３次歪のうち、ハイパスフィルタ２２と補償フィルタ２１を付加した図１８に示すスピーカ装置３の２次および３次歪が最も小さくなっていることが分かる。つまり、この解析結果からも示されように、ハイパスフィルタ２２と補償フィルタ２１を付加した図１８に示すスピーカ装置３が、歪除去効果が最も高い装置となることが分かる。

なお、上述の図１２の説明において、位相交差周波数ｆｐｃが存在せず、位相余裕が常にマイナスとなると説明した。ここで、上述したゲイン余裕および位相余裕が共にマイナスになるとき、フィードバック処理は不安定となり、発振する。したがって、位相交差周波数ｆｐｃが存在せず、位相余裕が常にマイナスの値となる場合、フィードバック処理の安定性はどのようになるかが問題となる。これに対して、ステップ応答を参照して検証する。なお、簡略化のため、図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループで解析する。図２０は、図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループを示した図である。理想フィルタ１２の処理は、フィードバック処理の一部であるが、理想フィルタ１２の処理だけに着目すると、入力される電気信号を加算器１４に出力する処理となり、フィードフォワード処理に相当する。また、理想フィルタ１２は、２次振動系である実際のスピーカ１６をモデルにしている。したがって、理想フィルタ１２の処理は、常に安定であるといえ、上記フードバック処理の安定性に対して影響を及ぼすものではない。したがって、フィードバック処理の安定性を評価する上で、理想フィルタ１２の処理は考慮しなくてよい。

図２０に示すフィードバックループにおけるステップ応答結果を図２１〜図２３に示す。図２１は、図２０に示すフィードバックループにおいて、上述したスティフネスＫ（ｘ）の非線形成分であるスティフネスｋｘが２００００、位相余裕が−０．８４９°、ゲイン交差周波数ｆｇｃが５．４Ｈｚであるときのステップ入力とその応答を示した図である。図２２は、図２０に示すフィードバックループにおいて、スティフネスｋｘが５０００、位相余裕が−１．７°、ゲイン交差周波数ｆｇｃが２．７Ｈｚであるときのステップ入力とその応答を示した図である。図２３は、図２０に示す構成において、スティフネスｋｘが１２００、位相余裕が−３．４６°、ゲイン交差周波数ｆｇｃが１．３Ｈｚであるときのステップ入力とその応答を示した図である。

図２１〜図２３に示される各ステップ応答を参照すると、全てのステップ応答が時間の経過と共に収束していることが分かる。これにより、位相交差周波数ｆｐｃが存在せず、ゲイン交差周波数ｆｇｃにおいて位相がマイナスとなる場合であっても、発振は起こらず、安定性が高いといえる。

なお、図２１〜図２３では、図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループで解析しているため、スティフネスｋｘが高くなると、ゲイン交差周波数ｆｇｃも高くなっている。また、ゲイン交差周波数ｆｇｃが高くなると、ステップ応答の収束波形の周波数が高くなっている。

（第４の実施形態）
図２４を参照して、本発明における第４の実施形態に係るスピーカ装置４について説明する。図２４は、第４の実施形態に係るスピーカ装置４の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係るスピーカ装置４は、上述した第１〜第３の実施形態に係るスピーカ装置１〜３に対して、パワーアンプ２３をさらに備える点で異なる。図２４では、一例として、スピーカ装置４は、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、スピーカ１６、センサ１７、前段フィルタ２０、およびパワーアンプ２３を有する。

上述した第１〜第３の実施形態に係るスピーカ装置の実用化にあたっては、スピーカ１６を駆動するためのパワーアンプが必要となる。ここで、上述した第１〜第３の実施形態に係るスピーカ装置を構成する各構成部のうち、例えば非線形成分除去フィルタ１０など、内部処理する際に高い電圧を取り扱えない構成部がある場合、図２４に示すように、パワーアンプ２３をスピーカ１６の直前に設ける必要がある。

図２４において、非線形歪を除去する加算器１３の出力信号は、パワーアンプ２３によって増幅される。例えば、パワーアンプ２３のゲインが１０倍で、図２４に示すスピーカ装置４の入力電圧が１Ｖであったとする。この場合、パワーアンプ２３からの出力電圧は、１０Ｖとなる。ここで、非線形成分除去フィルタ１０への入力が１Ｖの場合、非線形成分除去フィルタ１０は、スピーカ１６への入力が１Ｖのときの非線形歪を除去する信号を作り出す。したがって、加算器１３の出力信号を１０Ｖに増幅すると、スピーカ１６の非線形歪の大きさとの整合がとれないという問題が発生する。

そのため、各構成部が有するフィルタ係数を構成する各パラメータのスケールを調整し、パワーアンプ２３で増幅された出力信号が、スピーカ１６の非線形歪のレベルと対応するようにする必要がある。以下、この各パラメータのスケールを調整する処理をスケーリング処理と称す。

次に、図２４に示したスピーカ装置４の動作原理について説明する。なお、以下の説明では、パワーアンプ２３のゲインが１０倍であるとする。スピーカ１６の動作式は、前述のように式（８）で示される。
(A0+Ax)*E(t)/Ze=(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（８）
ここで、パワーアンプ２３のゲインが１０倍であるとしたので、各パラメータに１／１０を乗算する。これにより、式（８）は、１／１０のモデルにスケールダウンし、式（１９）のようになる。
1/10・(A0+Ax)*E(t)/(1/10・Ze)
=1/10・(K0+Kx)*x(t)+[1/10・r+[1/10(A0+Ax)]²/(1/10・Ze)]*dx(t)/dt
+1/10・m*d²x(t)/dt² …（１９）
上式（１９）を整理すると、式（２０）のようになる。
(A0+Ax)*E(t)/0.1/Ze
=(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（２０）
これは、入力電圧Ｅが１Ｖのとき、あたかも１０Ｖの電圧が加えられたときの動作を表している。

次に、非線形成分除去フィルタ１０は、上式（１３）の結果より、式（２１）のように、非線形成分を打ち消すような電圧Ｅｆｆ（ｔ）を生成する。
Eff(t)=
[E(t)−Ze/(A0+Ax)*(Ax/Ze*E(t)−(2*A0*Ax+Ax²)/Ze*dx(t)/dt−Kx*x(t))] …（２１）
ここで、式（１９）と同様に考えると、入力電圧Ｅが１Ｖのとき、あたかも１０Ｖの電圧が加えられたスピーカの動作に対応した非線形歪を除去する出力を得るには、式（２１）の各パラメータに１／１０を乗算すればよい。したがって、式（２１）は、式（２２）のようになる。
Eff(t)=
[E(t)-(1/10・Ze)/[1/10・(A0+Ax)]*[(1/10・Ax)/(1/10・Ze)*E(t)
-(2*1/10・A0*1/10・Ax+(1/10・Ax)²)]/(1/10・Ze)*dx(t)/dt−1/10・Kx*x(t))] …（２２）
さらに、上式（２２）を整理すると、式（２３）のようになる。
Eff(t)=
[E(t)/0.1−Ze/(A0+Ax)*(Ax/Ze*E(t)/0.1−(2*A0*Ax+Ax²)/Ze*dx(t)/dt−Kx*x(t))]
…（２３）
式（２３）によって示される電圧Ｅｆｆ（ｔ）が入力されたスピーカ１６の動作は、上式（１３）から、式（２４）のようになる。
(A0+Ax)/Ze*[E(t)/0.1−Ze/(A0+Ax)*(Ax/Ze*E(t)/0.1−(2*A0*Ax+Ax²)/Ze*dx(t)/dt−Kx*x(t))]
＝(K0+Kx)*x(t)+[r+(A0+Ax)²/Ze]*dx(t)/dt+m*d²x(t)/dt² …（２４）
つまり、入力電圧Ｅ（ｔ）が１Ｖであるとすると、Ｅ（ｔ）／０．１は１０Ｖであるから、アンプのゲインによって１０Ｖに増幅された電圧を加えたときの動作及び処理と同じ動作及び処理となり、いわゆるスケーリング処理が可能となる。

したがって、パワーアンプ２３のゲインをＧとすると、スケーリング処理を行う場合、式（２５）のように各パラメータに１／Ｇを乗算すればよいといえる。
Eff(t)=
[E(t)-(1/G・Ze)/[1/G・(A0+Ax)]*[(1/G・Ax)/(1/G・Ze)*E(t)
-(2*1/G・A0*1/G・Ax+(1/G・Ax)²)]/(1/G・Ze)*dx(t)/dt−1/G・Kx*x(t))] …（２５）

なお、前段フィルタ２０、理想フィルタ１２、線形フィルタ１１についても上述した非線形除去フィルタ１０と同様のスケーリング処理を行えばよい。

以上のように、スケーリング処理を行うことにより、パワーアンプ２３をスピーカ１６の直前に配置した場合に、非線形歪除去フィルタ１０の出力電圧の大きさをパワーアンプ２３から出力されるスピーカ１６への入力電圧の大きさに対応させることができる。また、非線形歪除去フィルタ１０などのフィードフォワード処理部が、実用上において内部処理できる電圧に制限があるときにも対応が可能となる。

さらに、図２５は、スケーリング処理の有無による周波数特性を比較した図である。図２５に示すように、スケーリング処理をした方が２次および３次歪のレベルが小さくなり、歪除去効果が高くなることが分かる。これはパワーアンプ２３が、フィードバック処理部に加えられることにより、フィードバックゲインが増大し、図１２のゲイン特性Ｇ２で説明した効果と同じ効果が得られるからである。

なお、図２６に示すように、パワーアンプ２３のボリュームと、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、フィードバック制御フィルタ１５、および前段フィルタ２０とを連動させ、ボリューム情報Ｖｏｌを各構成部に反映させるようにしてもよい。これにより、上式（２５）における係数１／Ｇを適応的に変化させることができる。なお、ボリューム情報Ｖｏｌは、ゲインの値の情報を示している。

なお、第１〜第４の実施形態で説明したスピーカ装置１〜４において、リミッタ２４をさらに設けてもよい。これにより、大入力によるスピーカ１６の破損を防止することができる。図２７は、図１に示すスピーカ装置１にリミッタ２４を設けた構成の一例を示すブロック図である。図２７において、リミッタ２４は入力信号のレベルをスピーカ１６が破損するレベル以下に制限する。したがって、大きな入力信号が入力されても、スピーカ１６にはリミッタ２４で設定したレベル以上は入力されず、スピーカ１６の破損を防止することができる。なお、リミッタ２４の位置は、図２７に示される位置に限定されず、例えば非線形成分除去フィルタ１０の出力と加算器１３の入力との間にあってもよいし、加算器１３の出力とスピーカ１６の入力との間にあってもよい。つまり、リミッタ２４は、スピーカ１６の入力を制限できる位置に配置されれば、どの位置に配置されてもよい。

また、第１〜第４の実施形態で説明したスピーカ装置１〜４において、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２、加算器１３、加算器１４、フィードバック制御フィルタ１５、前段フィルタ２０、補償フィルタ２１、ハイパスフィルタ２２、パワーアンプ２３、およびリミッタ２４は、集積回路で構成されてもよい。このとき、集積回路はスピーカ１６に出力する出力端子と、電気信号を入力する第１の入力端子と、センサ１７の検出信号を入力とする第２の入力端子とを備える。このように上述した第１〜第４の実施形態では、上述した各機能を果たす電気回路を１つの小型パッケージに集積して、例えば音声信号処理回路ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を構成することによって、本発明の実現が可能となる。また、非線形成分除去フィルタ１０、線形フィルタ１１、理想フィルタ１２を集積回路で構成し、各機能をＤＳＰで構成することもできる。ＤＳＰの処理時間がフィードバック処理に悪影響を及ぼし、効果が薄れる場合に有効である。

本発明に係るスピーカ装置は、実際のスピーカにおけるパラメータの変化に追従した信号処理を行い、より安定的な歪除去処理が可能なスピーカ装置、薄型スピーカ等の用途にも適用できる。

第１の実施形態に係るスピーカ装置１の構成例を示すブロック図 一般的なスピーカ１６の断面図 磁気ギャップ１６５付近の振動変位ｘに対する力係数Ｂｌの特性の一例を示す図 振動変位ｘに対する支持系のスティフネスＫの特性の一例を示す図 入力信号Ｉ（ｔ）に対するスティフネスＫの特性の変化を示す図 理想フィルタ１２のフィルタ係数として設定される所望の出力特性を示す図 非線形成分除去フィルタ１０がセンサ１７の出力信号を参照した場合のスピーカ装置１の構成例を示すブロック図 第２の実施形態に係るスピーカ装置２の構成例を示すブロック図 図８に示した線形フィルタ１１の入力を変えた構成例を示すブロック図 非線形成分除去フィルタ１０がセンサ１７の出力信号を参照した場合のスピーカ装置２の構成例を示すブロック図 第３の実施形態に係るスピーカ装置３の構成例を示すブロック図 スピーカ装置３のゲイン特性および位相特性を示した図 図１０に示すスピーカ装置２の周波数特性の解析に用いる構成を示す図 図１３のスピーカ１６への入力の大きさを変えたときのゲイン特性、２次歪特性、および３次歪特性をそれぞれ示す図 図１１に示すスピーカ装置３に対して補償フィルタ２１を付加した構成例を示すブロック図 式（１８）に示す伝達関数の周波数特性を示す図 図１１に示すスピーカ装置３に対してハイパスフィルタ２２を付加した構成例を示すブロック図 図１１に示すスピーカ装置３に対して補償フィルタ２１およびハイパスフィルタ２２を付加した構成例を示すブロック図 入力を２０Ｗおよび４０Ｗとしたときの解析結果をそれぞれ示す図 図１０に示すスピーカ装置２のフィードバックループを示した図 図２０に示すフィードバックループにおいてステップ入力とその応答を示した図 図２０に示すフィードバックループにおいてステップ入力とその応答を示した図 図２０に示すフィードバックループにおいてステップ入力とその応答を示した図 第４の実施形態に係るスピーカ装置４の構成例を示すブロック図 スケーリング処理の有無による周波数特性を比較した図 パワーアンプ２３のボリュームが各構成部と連動する構成例を示す図 図１に示すスピーカ装置１にリミッタ２４を設けた構成の一例を示すブロック図 従来のスピーカ装置９を示すブロック図

符号の説明

１、２ スピーカ装置
１０ 非線形成分除去フィルタ
１１ 線形フィルタ
１２ 理想フィルタ
１３、１４ 加算器
１５ フィードバック制御フィルタ
１６ スピーカ
１７ センサ
２０ 前段フィルタ
２１ 補償フィルタ
２２ ハイパスフィルタ
２３ パワーアンプ
２４ リミッタ
１６１ ボイスコイル
１６２ 振動板
１６３ マグネット
１６４ 磁気回路
１６５ 磁気ギャップ
１６６ ダンパー
１６７ エッジ

Claims (24)

1. スピーカと、
   予め設定されたフィルタ係数に基づいて、前記スピーカに入力されるべき電気信号を、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理するフィードフォワード処理部と、
   前記スピーカの振動を検出し、当該振動に関する電気信号を、前記スピーカに入力されるべき電気信号に対してフィードバック処理するフィードバック処理部とを備え、
   前記フィードバック処理部は、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するように、かつ、前記スピーカの振動に関する周波数特性が所定の周波数特性となるように、前記振動に関する電気信号をフィードバック処理する、スピーカ装置。
2. 前記フィードバック処理部は、
   前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、当該電気信号の周波数特性を前記所定の周波数特性に変換する所定特性変換フィルタと、
   前記スピーカの振動を検出するセンサと、
   前記所定特性変換フィルタにおいて変換された所定の周波数特性を示す電気信号と前記センサにおいて検出された前記振動に関する電気信号との差分をとり、当該差分した電気信号を誤差信号として出力する第１の加算器と、
   前記フィードフォワード処理部において処理された電気信号と前記誤差信号とを加算して、前記スピーカに出力する第２の加算器とを有する、請求項１に記載のスピーカ装置。
3. 前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、前記スピーカの固有のパラメータに基づく係数であり、
   前記フィードフォワード処理部は、前記パラメータの非線形成分を打ち消すように前記スピーカに入力されるべき電気信号を処理することを特徴とする、請求項２に記載のスピーカ装置。
4. 前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、前記スピーカに固有のパラメータに基づく係数であり、
   前記パラメータは、前記スピーカの振動変位に応じて変化するパラメータであることを特徴とする、請求項２に記載のスピーカ装置。
5. 前記フィードフォワード処理部は、
   前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、予め設定された前記フィルタ係数に基づいて、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するように当該電気信号を処理する除去フィルタと、
   前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、前記スピーカが線形で振動すると仮定したときの振動変位を示す電気信号を生成する線形フィルタとを有し、
   前記除去フィルタは、前記線形フィルタにおいて生成された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする、請求項４に記載のスピーカ装置。
6. 前記第２の加算器と前記スピーカとの間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、
   前記除去フィルタにおけるフィルタ係数、前記所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数、および前記線形フィルタにおけるフィルタ係数は、前記増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である、請求項５に記載のスピーカ装置。
7. 前記センサにおいて検出された電気信号は、前記スピーカの振動変位を示す電気信号であり、
   前記フィードフォワード処理部は、前記センサにおいて検出された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする、請求項４に記載のスピーカ装置。
8. 前記フィードフォワード処理部の前段に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、前記所定の周波数特性を前記スピーカが有する振動に関する特性で除算して求められるフィルタ係数に基づいて処理する前段フィルタをさらに備える、請求項２に記載のスピーカ装置。
9. 前記スピーカに所定のレベル以上の電気信号が入力されないように電気信号のレベルを制限する制限手段をさらに備える、請求項２に記載のスピーカ装置。
10. 前記第２の加算器と前記スピーカとの間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、
    前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数と前記所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数は、前記増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である、請求項２に記載のスピーカ装置。
11. 前記フィードフォワード処理部は、前記スピーカの前段に設けられ、かつ、前記フィードバック処理部で形成されるフィードバックループ内に設けられることを特徴とする、請求項１に記載のスピーカ装置。
12. 前記フィードバック処理部は、
    前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、当該電気信号の周波数特性を前記所定の周波数特性に変換する所定特性変換フィルタと、
    前記スピーカの振動を検出するセンサと、
    前記所定特性変換フィルタにおいて変換された所定の周波数特性を示す電気信号と前記センサにおいて検出された前記振動に関する電気信号との差分をとり、当該差分した電気信号を誤差信号として出力する第１の加算器と、
    前記入力される電気信号と前記誤差信号とを加算して、前記フィードフォワード処理部に出力する第２の加算器とを有し、
    前記フィードフォワード処理部は、前記第２の加算器から出力された電気信号を、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理して前記スピーカに出力する、請求項１に記載のスピーカ装置。
13. 前記第２の加算器と前記フィードフォワード処理部との間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第１の周波数以下の周波数帯域において−６ｄＢ／ｏｃｔ以下の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第１のフィルタをさらに備え、
    前記第１の周波数は、前記フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする、請求項１２に記載のスピーカ装置。
14. 前記フィードフォワード処理部の前段に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第２の周波数以下の周波数帯域において６ｄＢ／ｏｃｔ以上の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第２のフィルタをさらに備え、
    前記第２の周波数は、前記フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする、請求項１２に記載のスピーカ装置。
15. 前記第２の加算器と前記フィードフォワード処理部との間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第１の周波数以下の周波数帯域において−６ｄＢ／ｏｃｔ以下の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第１のフィルタと、
    前記フィードフォワード処理部の前段に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインが第２の周波数以下の周波数帯域において６ｄＢ／ｏｃｔ以上の傾きで傾斜する特性を示すフィルタ係数を有する第２のフィルタとをさらに備え、
    前記第１および第２の周波数は、前記フィードバック処理部で形成されるフィードバックループの開ループ伝達特性が示すゲイン交差周波数以上の周波数であることを特徴とする、請求項１２に記載のスピーカ装置。
16. 前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、前記スピーカの固有のパラメータに基づく係数であり、
    前記フィードフォワード処理部は、前記パラメータの非線形成分を打ち消すように前記第２の加算器から出力された電気信号を処理することを特徴とする、請求項１２に記載のスピーカ装置。
17. 前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数は、前記スピーカに固有のパラメータに基づく係数であり、
    前記パラメータは、前記スピーカの振動変位に応じて変化するパラメータであることを特徴とする、請求項１２に記載のスピーカ装置。
18. 前記フィードフォワード処理部は、
    前記第２の加算器から出力された電気信号を入力とし、予め設定された前記フィルタ係数に基づいて、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するように当該電気信号を処理する除去フィルタと、
    前記第２の加算器から出力された電気信号を入力とし、前記スピーカが線形で振動すると仮定したときの振動変位を示す電気信号を生成する線形フィルタとを有し、
    前記除去フィルタは、前記線形フィルタにおいて生成された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする、請求項１７に記載のスピーカ装置。
19. 前記フィードフォワード処理部と前記スピーカとの間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、
    前記除去フィルタにおけるフィルタ係数、前記所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数、および前記線形フィルタにおけるフィルタ係数は、前記増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である、請求項１８に記載のスピーカ装置。
20. 前記センサにおいて検出された電気信号は、前記スピーカの振動変位を示す電気信号であり、
    前記フィードフォワード処理部は、前記センサにおいて検出された振動変位を示す電気信号を参照することを特徴とする、請求項１７に記載のスピーカ装置。
21. 前記第２の加算器の前段に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号を入力とし、前記所定の周波数特性を前記スピーカが有する振動に関する特性で除算して求められるフィルタ係数に基づいて処理する前段フィルタをさらに備える、請求項１２に記載のスピーカ装置。
22. 前記スピーカに所定のレベル以上の電気信号が入力されないように電気信号のレベルを制限する制限手段をさらに備える、請求項１２に記載のスピーカ装置。
23. 前記フィードフォワード処理部と前記スピーカとの間に設けられ、前記スピーカに入力されるべき電気信号のゲインを増幅する増幅部をさらに備え、
    前記フィードフォワード処理部におけるフィルタ係数と前記所定特性変換フィルタにおけるフィルタ係数は、前記増幅部において増幅されるゲインの逆数が乗算されたフィルタ係数である、請求項１２に記載のスピーカ装置。
24. 予め設定されたフィルタ係数に基づいて、スピーカに入力されるべき電気信号を、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するようにフィードフォワード処理するフィードフォワード処理部と、
    前記スピーカの振動を検出し、当該振動に関する電気信号を、前記スピーカに入力されるべき電気信号に対してフィードバック処理するフィードバック処理部とを備え、
    前記フィードバック処理部は、前記スピーカから発生する非線形歪を除去するように、かつ、前記スピーカの振動に応じた周波数特性が所定の周波数特性となるように、前記振動に関する電気信号をフィードバック処理する、集積回路。
    
    

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