JP2021520067A - 電力発生器のための適応制御 - Google Patents

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Abstract

電力供給制御システムは、負荷に信号を提供するための電力発生器を含む。電力発生器は、電力増幅器を制御する電力コントローラを含む。電力発生器は、電力増幅器を制御する出力信号を変化させるための適応コントローラを含む。適応コントローラは、測定された出力と予測された出力との間の誤差を比較して、電力コントローラに適用される適応値を決定する。また、電力発生器は、デジタル化されて処理される出力信号を生成するセンサを含む。センサ信号は、定数Kと混合される。定数Kは、センサ出力信号の処理を変化させるように変化する。値Kは、位相、周波数、または位相と周波数の両方に基づいて整流され得、Kの帯域幅は、センサ出力信号における結合電力によって決定される。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、2019年3月11日に出願した米国特許出願第16/297,799号の優先権を主張し、また、2018年6月26日に出願した米国仮出願第62/690,202号の利益を主張するものである。上記で参照した出願の開示全体は、参照により本明細書に組み込まれる。
本開示は、電力生成、および、非線形負荷を駆動するシステムにおける電力生成を制御することに関する。
本明細書で提供される背景の説明は、本開示のコンテキストを一般的に提示することを目的とする。背景セクションにおいて説明されている範囲までの現在名前を挙げられている発明者の研究、ならびに、出願時に従来技術であるとみなされない可能性がある説明の態様は、本開示に対する従来技術として明示的にも暗黙的にも認められない。
プラズマエッチングが、半導体製造において頻繁に使用される。プラズマエッチングにおいて、基板上の露出面をエッチングするために、イオンが電場によって加速される。1つの基本的な実装形態において、電場は、配電システムのそれぞれのRFまたはDC電力発生器によって生成される無線周波数(RF:Radio Frequency)または直流(DC:Direct Current)電力信号に基づいて生成される。電力発生器によって生成される電力信号は、プラズマエッチングを効果的に実行するために、正確に制御されなければならない。
米国特許第７６０２１２７号明細書 米国特許第８１１０９９１号明細書 米国特許第８３９５３２２号明細書 米国特許出願第１３／８３４７８６号明細書 米国特許第６７０７２５５号明細書 米国特許出願第１５／８７６１８９号明細書 米国特許第８５７６０１３号明細書 米国特許第８７８１４１５号明細書
電力発生器は、電力増幅器を備える。電力増幅器は、入力制御信号に従って、非線形負荷に伝達される電力信号を生成する。電力コントローラは、入力制御信号を電力増幅器に伝達する。適応コントローラは、電力コントローラの応答性を調整するために、電力コントローラに伝達される少なくとも1つの調整値を生成する。少なくとも1つの調整値は、フィードバックおよびフィードフォワード成分のうちの1つを含む。
電力発生器は、適応コントローラと電力増幅器とを備える。適応コントローラは、電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点と、電力信号の測定された表現と、電力信号のモデル化された表現とに基づいて制御信号を生成する。制御信号は、フィードバック成分とフィードフォワード成分とを含む。電力増幅器は、制御信号に従って非線形負荷に伝達される電力信号を生成する。
適応コントローラは、フィードフォワード回路と、フィードバック回路と、コンバイナとを備える。フィードフォワード回路は、電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点に基づいて、かつ、電力信号の測定された表現と電力信号のモデル化された表現との間の差に基づいて、フィードフォワード信号を生成する。フィードバック回路は、電力信号の測定された表現と電力信号のモデル化された表現との間の差に基づいてフィードバック信号を生成する。コンバイナは、フィードフォワード信号とフィードバック信号とを組み合わせることによって制御信号を生成する。制御信号は、電力発生器が非線形負荷に伝達される電力信号を生成することを可能にする。
適応レートコントローラは、ダイレクトデジタルシンセサイザと、第1のミキサと、第2のミキサと、サブシステムコントローラとを備える。ダイレクトデジタルシンセサイザは、制御信号に基づいて正弦信号と余弦信号とを生成する。第1のミキサは、正弦信号と電力発生器によって生成された電力信号のデジタル表現とを混合し、電力信号のデジタル表現の実数成分を生成する。第2のミキサは、余弦信号と電力信号のデジタル表現とを混合し、電力信号のデジタル表現の虚数成分を生成する。サブシステムコントローラは、実数成分および虚数成分と、電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点と、電力信号を制御するために使用されるパラメータとに基づいて制御信号を生成する。
電力発生器は、電力増幅器と、電力コントローラと、適応コントローラとを備える。電力増幅器は、入力制御信号に従って、非線形負荷に伝達される電力信号を生成する。電力コントローラは、入力信号を電力増幅器に伝達する。適応コントローラは、電力コントローラの応答性を調整するために、電力コントローラに伝達される少なくとも1つの調整値を生成する。少なくとも1つの調整値は、フィードバック成分およびフィードフォワード成分のうちの1つを含む。
方法は、電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点と、電力信号の測定された表現と、電力信号のモデル化された表現とに基づいて制御信号を生成するステップを含む。制御信号は、フィードバック成分とフィードフォワード成分とを含む。方法は、制御信号に従って、非線形負荷に伝達される電力信号を生成するステップをさらに含む。方法は、入力設定点と、電力信号の測定された表現と電力信号のモデル化された表現との間の差とに基づいて、フィードフォワード成分を生成するステップをさらに含む。方法は、電力信号の測定された表現と電力信号のモデル化された表現との間の差に基づいてフィードバック成分を生成するステップをさらに含む。方法は、入力設定点、電力信号の測定された表現、および制御信号のうちの少なくとも1つに基づいて、電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするために出力を生成するステップをさらに含む。方法は、電力信号の適応的にスケーリングされた測定された表現に基づいて制御信号を生成するステップをさらに含む。方法は、位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするために出力を生成するステップをさらに含む。
本開示の適用可能性のさらなる領域は、詳細な説明、特許請求の範囲、および図面から明らかになるであろう。詳細な説明および特定の例は、例示のみの目的を意図しており、本開示の範囲を限定することを意図したものではない。
誘導結合プラズマシステムの表現を示す図である。 容量結合プラズマシステムの表現を示す図である。 本開示の様々な実施形態に従って構成されたプラズマシステムの一般化された表現を示す図である。 非線形負荷を駆動するための電力生成システムの概略ブロック図である。 図4Aの電力生成システムの別の実施形態の概略ブロック図である。 様々な実施形態による図4Aの適応コントローラの概略ブロック図である。 図4Bの適応コントローラの別の実施形態の概略ブロック図である。 様々な実施形態による図4Aの電力コントローラの概略ブロック図である。 所定の動作周波数、および、電力生成システムの歪周波数から生じる相互変調歪(IMD)周波数の周波数プロットを示す図である。 図4Aおよび図4Bの電力発生器によって出力される例示的な信号の波形の図である。 図4Aおよび図4Bの電力発生器によって出力される可変信号の例示的な波形の図である。 様々な実施形態による図4Aおよび図4Bの適応レートコントローラおよびスケーリングモジュールの概略ブロック図である。 様々な実施形態による図4Aおよび図4Bのスケーリングモジュールの部分の概略ブロック図である。 図11の例示的な整流された出力と、電力発生器の群遅延および制御ループ遅延との間の関係のプロットの図である。 様々な実施形態による図4Aおよび図4Bのスケーリングモジュールの部分の概略ブロック図である。 様々な実施形態による図4Aおよび図4Bのスケーリングモジュールの部分の概略ブロック図である。 様々な実施形態による図4Aおよび図4Bのスケーリングモジュールの部分の概略ブロック図である。 様々な周波数手法を例示するための時間対サンプリングイベントのプロットの図である。 本開示の様々な実施形態による例示的な制御モジュールの機能ブロック図である。 様々な実施形態による電力コントローラを制御するためのフローチャートである。
図面において、参照番号は、類似のおよび/または同一の要素を識別するために再利用される場合がある。
本明細書を通して、電力発生器は、DC電力発生器またはRF電力発生器を指す場合がある。
電力システムは、DCまたはRF電力発生器と、マッチングネットワークと、負荷(例えば、プラズマチャンバ)とを含み得る。電力発生器は、マッチングネットワークまたはインピーダンス最適化コントローラもしくは回路によって受信されるDCまたはRF電力信号を生成する。マッチングネットワークまたはインピーダンス最適化コントローラもしくは回路は、マッチングネットワークの入力インピーダンスを、電力発生器とマッチングネットワークとの間の伝送線路の特性インピーダンスに一致させる。このインピーダンスマッチングは、マッチングネットワークに転送される電力(「順方向電力」)の量を最大化し、マッチングネットワークから電力発生器に反射される電力(「逆方向電力」)の量を最小化するのを助ける。マッチングネットワークの入力インピーダンスが伝送線路の特性インピーダンスと一致する場合、順方向電力が最大化され得、逆方向電力が最小化され得る。
電力源または電源の分野において、典型的には、電力信号を負荷に印加するための2つの手法が存在する。第1のより伝統的な手法は、連続的な電力信号を負荷に印加することである。連続モードにおいて、連続電力信号は、典型的には、電力源によって負荷に連続的に出力される一定のDCまたはRF正弦電力信号である。連続モード手法において、電力信号は、一定のDCまたは正弦出力を想定し、電力信号の振幅および/または(RF電力信号の)周波数は、負荷に印加される出力電力を変化させるために変化し得る。
電力信号を負荷に印加する第2の手法は、連続電力信号を負荷に印加するのではなく、電力信号をパルス化することを含む。パルス動作モードにおいて、変調された電力信号のためのエンベロープを定義するために、電力信号が変調信号によって変調される。従来のパルス変調方式において、電力信号は、典型的には、一定の振幅のままであり、RF信号について、一定の周波数のままである。負荷に送達される電力は、電力信号を変化させるのではなく、変調信号を変化させることによって変化する。
典型的な電源構成において、負荷に印加される出力電力は、負荷に印加されるRF信号の順方向および反射電力または電圧および電流を測定するセンサを使用することによって決定される。これらの信号のどちらのセットも、制御ループにおいて分析される。分析は、典型的には、負荷に印加される電力を変化させるために電源の出力を調整するために使用される。負荷がプラズマチャンバまたは他の非線形負荷である配電システムにおいて、印加される電力がある程度負荷のインピーダンスの関数であるので、負荷の変化するインピーダンスは、負荷に印加される電力の対応する変化を引き起こす。
プラズマシステムにおいて、電力は、典型的には、2つの構成のうちの1つにおいて送達される。第1の構成において、電力は、プラズマチャンバに容量的に結合される。そのようなシステムは、容量結合プラズマ(CCP)システムと呼ばれる。第2の構成において、電力は、プラズマチャンバに誘導的に結合される。そのようなシステムは、典型的には、誘導結合プラズマ(ICP)システムと呼ばれる。プラズマ送達システムは、典型的には、1つまたは複数の電極に印加されるバイアス電力およびソース電力を含む。ソース電力は、典型的には、プラズマを生成して、プラズマ密度を制御し、バイアス電力は、プラズマのシースの形成においてイオンを変調する。バイアスおよびソースは、様々な設計上の考慮事項に従って、同じ電極を共有し得、または、別個の電極を使用し得る。
電力送達システムがプラズマチャンバなどの非線形負荷を駆動する場合、プラズマシースによって吸収される電力は、ある範囲のイオンエネルギーを有するイオンの密度をもたらす。イオンエネルギーの1つの特性尺度は、イオンエネルギー分布関数(IEDF)である。イオンエネルギー分布関数(IEDF)は、バイアス電力を用いて制御され得る。複数のRF電力信号が負荷に印加されるシステムのためのIEDFを制御する1つの方法は、周波数および位相によって関連付けられている複数のRF信号を変化させることによって生じる。複数のRF電力信号間の周波数は、ロックされ得、複数のRF信号間の相対位相も、ロックされ得る。そのようなシステムの例は、米国特許第7,602,127号、米国特許第8,110,991号、および米国特許第8,395,322号を参照して見いだされ得、これらのすべては、本発明の譲受人に譲渡され、参照により本出願に組み込まれる。
プラズマ処理システムは、プラズマ生成および制御のための構成要素も含み得る。1つのそのような構成要素は、プラズマチャンバまたはリアクタなどの非線形負荷である。例として、薄膜製造用などのプラズマ処理システムにおいて利用される典型的なプラズマチャンバまたはリアクタは、二重周波数システムを利用することができる。1つの電力発生器(ソース)は、プラズマの生成を制御し、電力発生器(バイアス)は、イオンエネルギーを制御する。二重電力シスステムの例は、上記で参照した米国特許第7,602,127号、米国特許第8,110,991号、および米国特許第8,395,322号に記載されているシステムを含む。上記で参照した特許に記載されている二重電力システムは、イオン密度およびその対応するイオンエネルギー分布関数(IEDF)を制御する目的に電源動作を適合させる閉ループ制御システムを必要とする。
プラズマを生成するためのプラズマチャンバを制御するための複数の手法が存在する。例えば、RF電力送達システムにおいて、駆動RF信号のプラズマおよび周波数が、プラズマ生成を制御するために使用され得る。RF駆動されるプラズマソースについて、プラズマシースと、対応するイオンエネルギーとに影響を与える周期的な波形は、一般に知られており、周期的な波形の周波数と、関連する位相相互作用とによって制御される。RF電力送達システムにおける別の手法は、二重周波数制御を含む。すなわち、イオン密度および電子密度の実質的に独立した制御を提供するために、2つのRF周波数源が使用される。
別の手法は、プラズマチャンバを駆動するために広帯域RF電力源を利用する。広帯域手法は、特定の課題を提示する。1つの課題は、電力を電極に結合することである。第2の課題は、材料表面の相互作用をサポートするために、所望のIEDFに関する生成された波形から実際のシース電圧への伝達関数が広いプロセス空間に対して定式化されなければならないことである。誘導結合プラズマシステムにおける1つの応答手法において、ソース電極に印加される電力を制御することは、プラズマ密度を制御し、バイアス電極に印加される電力を制御することは、エッチングレート制御を提供するためにIEDFを制御するためにイオンを変調する。ソース電極およびバイアス電極の制御を使用することによって、エッチングレートは、イオン密度とエネルギーとを介して制御される。
集積デバイス製造が進化し続けるにつれて、デバイスファブリック製造のためのプラズマを制御するための電力要件も進化する。例えば、メモリデバイス製造について、バイアス電力に対する要件が増加し続けている。増加した電力は、より速い表面相互作用のためのより高いエネルギーのイオンを生成し、それによって、エッチングレートを増加させる。増加したバイアス電力は、ときには、RFシステムでは、プラズマチャンバ内に生成されるプラズマシースに結合されるバイアス電力源の数の増加に加えて、より低いバイアス周波数要件が伴う。より低いバイアス周波数における増加した電力、および、バイアス電力源の増加した数は、シース変調からの相互変調歪(IMD)放射を結果として生じる。IMD放射は、プラズマ生成が発生するソースによって送達される電力を大幅に削減する可能性がある。本出願の譲受人に譲渡され、参照により本明細書に組み込まれる、2013年3月15日に出願された、Pulse Synchronization by Monitoring Power in Another Frequency Bandと題する米国特許出願第13/834,786号は、別の周波数帯域において電力を監視することによるパルス同期の方法を記載している。参照した米国特許出願において、第2のRF電力発生器のパルス化は、第2のRF電力発生器において第1のRF電力発生器のパルス化を検出することによって制御され、それによって、2つのRF電力発生器間のパルス化を同期させる。
図1は、誘導結合プラズマ(ICP)システム10の例示的な表現を示す。ICPシステム10は、プラズマ14を生成するために、本明細書では互換的に参照されるプラズマチャンバ12などの非線形負荷を含む。電圧または電流の形態における電力は、様々な実施形態において内側コイル16と外側コイル18とを含むコイルアセンブリを含む一対のコイルを介してプラズマチャンバ12に印加される。電力は、RF電力発生器または電力源20を介して内側コイル16に印加され、電力は、RF電力発生器または電力源22を介して外側コイル18に印加される。コイル16および18は、電力をプラズマチャンバ12に結合するのを助ける誘電体窓24に取り付けられる。基板26は、プラズマチャンバ12内に配置され、典型的には、プラズマ動作の対象である被加工物を形成する。RF電力発生器、電源、または電力源28(これらの用語は、本明細書では互換的に使用される場合がある)は、基板26を介してプラズマチャンバ12に電力を印加する。様々な構成において、電力源20、22は、プラズマ14を点火もしくは生成するため、またはプラズマ密度を制御するために、ソース電圧または電流を提供する。また、様々な構成において、電力源28は、プラズマ14のイオンエネルギーまたはイオン密度を制御するためにイオンを変調するバイアス電圧または電流を提供する。様々な実施形態において、電力源20、22は、固定されたまたは変化する相対位相で、同じ周波数、電圧、および電流において動作するようにロックされる。様々な他の実施形態において、電力源20、22は、異なる周波数、電圧、および電流、ならびに相対位相において動作し得る。
図2は、容量結合プラズマ(CCP)システム30の例示的な表現を示す。CCPシステム30は、プラズマ34を生成するためのプラズマチャンバ32を含む。プラズマチャンバ32内に配置された一対の電極36、38は、それぞれのDC(ω=0)またはRF電力発生器または電力源40、42に接続する。様々な実施形態において、電力源40は、プラズマ34を点火もしくは生成するため、またはプラズマ密度を制御するために、ソース電圧または電流を提供する。また、様々な構成において、電力源42は、プラズマ34のイオンエネルギーおよび/またはイオン密度を制御するためにプラズマ内のイオンを変調するバイアス電圧または電流を提供する。様々なRF実施形態において、電力源40、42は、ソースが調和関係にある場合、相対位相において動作する。様々な他の実施形態において、電力源40、42は、固定されたまたは変化する相対位相で、異なる周波数、電圧、および電流において動作する。また、様々な実施形態において、電力源40、42は、同じ電極に接続され得、対電極は、接地に、またはさらに第3のDC(ω=0)もしくはRF電力発生器に接続される。
図3は、二重電力入力プラズマシステム50の一般化された表現を示す。プラズマシステム50は、接地54に接続された第1の電極52と、第1の電極52から離間された第2の電極56とを含む。第1のDC(ω=0)またはRF電力源58は、第1の周波数fにおいて第2の電極56に印加される第1のRF電力を生成する。第2の電力源60は、第2の電極56に印加される第2のDC(ω=0)またはRF電力を生成する。様々な実施形態において、電力源60は、第1の電力源58の周波数のn次高調波周波数である第2の周波数nωにおいて動作する。様々な他の実施形態において、電力源60は、第1の電力源58の周波数の倍数ではない周波数において動作する。
図4Aは、負荷を駆動するための電力生成システム70の概略ブロック図を示す。電力生成システム70は、整合またはマッチングネットワーク76を介して第1の電力発生器74によって給電される電極(図示せず)を有する、プラズマチャンバなどの非線形負荷72を含む。非線形負荷72は、整合またはマッチングネットワーク80を介して第2の電力発生器78によっても給電される。図4Aに示すように、RF電力用途について、電力発生器74は、バイアスRF電力発生器用などの低周波RF電力発生器として構成され、電力発生器78は、ソースRF電力発生器用などの高周波RF電力発生器として構成される。
様々な実施形態において、整合ネットワーク76、80は、別個の個別の整合ネットワークとして構成されるのではなく、単一の整合ネットワークに統合され得る。整合ネットワーク76、80が単一の整合ネットワークに組み合わされる場合、単一の整合ネットワークからの出力は、非線形負荷72に入力される。そのような構成において、両方の電力発生器74、78は、非線形負荷72の同じ電極を駆動する。様々な実施形態において、非線形負荷72の他の電極は、接地に接続され得る。
電力発生器74は、電力増幅器86に印加または伝達される制御信号を生成する電力コントローラ84(Dc(z))を含む。電力増幅器86に印加される制御信号は、電圧、電流、周波数、およびレール値を含む電力増幅器86の1つまたは複数の電気的パラメータを制御するために1つまたは複数の信号を含み得る。電力増幅器86に印加される制御信号は、アナログ信号である。制御信号のタイプおよび内容は、電力増幅器86のクラスのタイプに依存し得る。電力増幅器86は、増幅された信号(DCまたはRF)をセンサ88に出力する。センサ88は、電力増幅器86によって出力された信号を感知し、非線形負荷72への適用のために、増幅された電力を整合ネットワーク76へ通過させる。センサ88は、電力発生器74の一体型のまたは別個の構成要素として構成され得る。センサ88は、A/Dコンバータ90への電圧および電流または順方向および逆方向電力信号のいずれかの出力信号を生成する。A/Dコンバータ90は、センサ88から受信したアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号X(n)を、スケーリング係数Kを適用するスケーリングモジュール92、および適応レートコントローラ100に出力する。スケーリング係数Kは、連続時間のサンプリングされた信号を生成するために、センサ出力を補正する。スケーリングモジュール92からの出力は、Dl(z)として表されている伝達関数モジュール94に印加または入力され、伝達関数モジュール94は、電力増幅器86からの出力を表す信号yを出力する。測定された信号yは、電力コントローラ84および適応コントローラ96に印加される。スケーリングモジュール92はまた、通信リンクを介して電力コントローラ84と通信し、通信リンクは、様々な実施形態において、それらのそれぞれのダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)を同期することを可能にするために、内部DDS情報の共有を可能にする。
伝達関数Dl(z)は、閉ループ制御応答を形成する。様々な実施形態において、Dl(z)は、電力発生器74の制御ループに関する閉ループ伝達関数の極およびゼロをシフトするためにフィルタリングを提供し、それによって、制御ループの応答性を改善する。Dl(z)は、リードフィルタ、ラグフィルタ、またはリード/ラグフィルタのうちの1つにおいて実装され得る。様々な実施形態において、Dl(z)は、式(1)において以下に示すように定義され得る。
Figure 2021520067
ここで、
z0は、Dl(z)のゼロであり、
zpは、Dl(z)の極である。
様々な実施形態において、Dl(z)をリードフィルタとして実装することは、より応答性の高い閉ループ伝達関数をもたらし、制御ループを介して過渡を加速する。
適応コントローラ96は、基準モデル98によって出力されたモデル化された出力信号ymと、センサ88からの出力の測定された表現yとを入力として受信する。適応コントローラ96は、2つの入力を受信し、電力コントローラ84の動作を適応的に調整するための適応信号θ0およびθ1を生成する。図4Aは、電力発生器74によって出力されるべき少なくとも1つの電気的パラメータを定義する電力設定点rと、電力コントローラ84からの制御信号の表現と、A/Dコンバータ90からの信号X(n)とを入力として受信する適応レートコントローラ100も含む。本明細書でより詳細に説明するように、適応レートコントローラ100は、スケーリング係数Kを変化させ、それによってスケーリングモジュール92のスケーリング動作を適応的に調整するために、信号を出力する。様々な実施形態において、適応レートコントローラ100は、電力発生器78または別の外部電力発生器などからの、電力コントローラ84以外からの1つまたは複数の命令された電気的パラメータを示す信号を受信する。様々な他の実施形態において、適応レートコントローラ100は、電力発生器78または他の外部電力発生器などからの、A/Dコンバータ90以外のからの感知された信号を受信することができる。
図4Bは、図4Aに示す負荷を駆動するための電力発生器75を備える電力生成システム71の別の実施形態の概略ブロック図を示す。電力生成システム71(具体的には電力発生器75)は、電力生成システム70に示す電力コントローラ84、Dc(z)が電力生成システム71において省略されており、電力生成システム71における適応コントローラ97が、電力フィードバック信号(y)および基準モデルの出力(ym)とともに入力電力設定点rを直接受信する点において、図4Aに示す電力生成システム70(具体的には電力発生器74)と異なる。入力電力設定点rは、順方向電力設定点または負荷平準化設定点であり得る。適応コントローラ97は、電力増幅器86に直接印加または伝達される制御信号を生成する。本開示全体を通して、電力生成システム70および71は、交換可能に使用され得る。電力生成システム71のすべての他の要素は、図4Aを参照して説明したように動作し、したがって、簡潔さのために再び説明しない。
図5Aは、適応コントローラ96の拡大ブロック図を示す。適応コントローラ96は、電力、順方向電力、逆方向電力、電圧、または電流などの、電力増幅器86の測定された出力yを示す信号yを伝達関数Dl(z)から受信する。適応コントローラ96は、本発明でより詳細に説明するように、基準モデル98によって決定される電力増幅器86の予測出力ymを受信する。適応コントローラ96は、測定された出力yと予測された出力ymとの間の差または誤差eを決定する加算器104を含む。誤差は、一対の乗算器またはミキサ106、108に適用される。ミキサ106はまた、予測された出力ymが誤差値eと混合されるように、予測された出力ymを受信する。誤差値eはまた、誤差値eおよび測定された出力yがミキサ108において混合されるように、測定された出力yとともにミキサ108に入力される。
基準モデル98は、式(2)において以下で説明するように、伝達関数Hm(z)を使用してシステムの所望のプラント動特性をシミュレートする。
Figure 2021520067
ここで、
Y(z)は、基準モデルシステム伝達関数出力であり、
R(z)は、基準モデルシステム伝達関数入力である。
したがって、基準モデル98は、伝達関数Hm(z)に基づいて予測された出力を決定するために、伝達関数を設定点rに適用する。本明細書で説明するように、基準モデル98の予測された出力ymは、差または誤差を決定するために、電力発生器74の測定された出力yと比較される。基準モデル98について、伝達関数Hm(z)を用いて本明細書で説明するが、他のモデルが基準モデル98に用いられ得る。例えば、基準モデル98は、状態空間モデル、または線形二次積分(LQI)モデル、またはカルマンフィルタ、または線形二次推定(LQE)モデルを用い得る。
ミキサ106からの出力は、スカラ110に適用され、スカラ110は、スケーリング値Gamma0をミキサ106からの出力に適用する。同様に、ミキサ108からの出力は、スカラ112に適用され、スカラ112は、スケーリング係数Gamma1をミキサ108からの出力に適用する。スカラ110および112は、適応コントローラ96のための学習率を決定するために、ミキサからの出力をスケーリングする。スカラ110からの出力は、積分器114に入力され、スカラ112からの出力は、積分器116に入力される。積分器114からの出力は、電力コントローラ84に入力される適応レート値θ0を定義する。本明細書でより詳細に説明するように、θ0は、電力増幅器86に出力される制御信号の調整率を定義する。スカラ112からの出力は、積分値をミキサ120に出力する積分器116に入力される。ミキサ120は、θ1を生成するために、積分器116から出力された積分値を測定された出力yと混合する。本明細書でより詳細に説明するように、θ1は、θ0によってスケーリングされた制御値へのオフセットを表す。本開示全体を通して、Gamma0、γ0、およびθ0は、フィードフォワードパスを示すために、交換可能かつ同義的に使用され、Gamma1、γ1、およびθ1は、フィードバックパスを示すために、交換可能かつ同義的に使用される。
図5Bは、適応コントローラ97として示される適応コントローラの別の実施形態を示す。適応コントローラ97は、フィードフォワードネットワークとフィードバックネットワークとを備える。フィードフォワードネットワークは、図5Aを参照して上記で説明した要素106、110、および114を含む。フィードバックネットワークは、図5Aを参照して上記で説明した要素108、112、および116を含む。本開示全体を通して、適応コントローラ96および97は、交換可能に使用され得る。
図5Bにおいて、フィードフォワードネットワークは、伝達関数105(H'm(z))によって与えられる入力電力設定点rのフィルタリングされたバージョンと、基準モデル出力(ym)とシステムフィードバック(y)との間の誤差(e)とを入力として処理する。フィードバックネットワークは、伝達関数107(H'm(z))によって与えられる、以下の信号、すなわち、基準モデル出力(ym)、基準モデル出力(ym)とシステムフィードバック(y)との間の誤差(e)のフィルタリングされたバージョンを入力として処理する。伝達関数(H'm(z))は、基準モデル98を実装するために使用される伝達関数(Hm(z))に特徴的に関連し、伝達関数(Hm(z))の所望の演算に従って設定され得る。いくつかの実施形態において、伝達関数(H'm(z))は、伝達関数(Hm(z))に関連しない場合がある。
フィードフォワードネットワークとフィードバックネットワークの両方は、スケーリングおよび統合される結果を生成するために、それらのそれぞれの入力から積を形成する。フィードバックネットワークによるスケーリングは、-γ0(-γFFとして示される)によって実行される。フィードバックネットワークによるスケーリングは、γ1(γFBとして示される)によって実行される。フィードフォワードネットワークは、乗算器109によって入力電力設定点rと乗算される出力θ0(θFFとして示される)を生成する。この積(すなわち、乗算器109の出力)は、加算器111によってフィードバックネットワークの出力θ1(θFBとして示される)に加算される。適応コントローラ97の最終結果(すなわち、加算器111の出力)は、電力増幅器86の入力を駆動するように結合される。
適応コントローラ97において、フィードフォワードおよびフィードバックネットワークに割り当てられたスカラが存在する。スカラは、様々な値をとることができるが、計算効率のために、好ましい値は、γ0=γ1の場合である。この場合、γ=γ0=γ1であることに留意されたい。このスカラの決定は、それぞれのネットワークに関する学習率を決める。最適な適応レートγに対する応答を適合させるために、オンライン再帰プロセスが使用される。
電力増幅器について、学習率のゲインは、べき乗則曲線γ=aPbに従い、ここで、Pは、電力設定点を表し、aおよびbは、電力応答を記述するパラメータである。log10をγ=aPbに適用することは、以下の式、
log10(γi)=log10(a)+b*log10(Pi)∀i (3)
をもたらし、ここで、iは、サンプリングされたべき乗則曲線関数のデータポイントを示す。最小二乗法により、上記の式は、式(4)、
x=(ATA)-1ATlog10(γi) (4)
を使用して最適なパラメータaおよびbについて解くことができ、ここで、
x=[b log10(a)]Tであり、
Aは、log10(Pi)の第1の列と第2の単位列とで形成された行列である。
最良の適応レートγを決定するために、最小二乗法を中心に再帰が考案されている。最初に、理想的なべき乗則曲線を記述するために、最小二乗近似によってベクトルxが計算される。
Figure 2021520067
 行列を
Figure 2021520067
 の第1の列と第2の単位列とを用いて形成し、実際の電力リードバック(power readback)
Figure 2021520067
 を使用して、第2の最小二乗近似が構築される。
最小二乗法によって、べき乗則曲線パラメータは、式(5)を使用して推定される。
Figure 2021520067
ここで、
Figure 2021520067
 である。
誤差関数
Figure 2021520067
 が、式(6)および(7)によって生成されたべき乗則曲線から、式(8)によって形成される。
Figure 2021520067
再帰プロセスは、式(9) を使用する、べき乗則曲線関数の更新で完結する。
Figure 2021520067
ここで、
gは、新しいパラメータ化されたべき乗則曲線Cnewに誤差をスケーリングするゲインパラメータである。この新しいべき乗則曲線関数は、以下の式(10)を使用して最小二乗法によってパラメータ化される。
Figure 2021520067
新しい適応レートは、次いで、式(11)によって形成される。
Figure 2021520067
したがって、
Figure 2021520067
 の推定は、継続的に改善される。
基準モデルおよび適応モデルの組み込みは、配備された制御システムに重要な特徴を可能にする。適応コントローラの目的は、基準モデルの応答に向けてプラントの応答を調整することである。フィードフォワードパスは、電力設定点と、電力システムフィードバックと基準モデル出力との間の誤差とを用いて設定点を調整する。加えて、フィードバックパスは、電力システムフィードバックと、電力システムフィードバックと基準モデル出力との間の誤差とを用いて設定点を追加的に調整する。基準モデルの情報、ならびに、フィードフォワードネットワークおよびフィードバックネットワークの応答から、インラインシステム識別が定式化される。ゼロを有する連続時間二次プラント伝達関数は、以下の式(12)によって伝達を記述する離散時間を有する。
Figure 2021520067
離散時間における基準モデル伝達関数が式(13)として定義される場合、適応コントローラの要素とパラメータ化基準モデルとを使用して、電力システム伝達関数は、式(14)、式(15)、および式(16)として識別され得る。
Figure 2021520067
図6は、電力コントローラDc(z)84のブロック図を表す。電力コントローラ84は、設定点rと、測定された電気的パラメータy、θ0、およびθ1とを受信する。設定点rおよび測定された出力yは、コントローラ132に適用される誤差値efbを決定する加算器130に入力される。コントローラ132は、比例区間微分(proportional-interval-derivative)(PID)コントローラ、状態モデルコントローラ、または当該技術分野で知られる任意の他のコントローラとして実装され得る。コントローラ132は、入力誤差efbに従って制御信号uを生成する。制御信号uは、ミキサ134においてθ0と混合される。したがって、θ0は、制御信号uをスケーリングするためのフィードバック値を提供する。uのスケーリングされた値は、次いで、図4Aの電力増幅器86に印加される制御信号uを出力するために、スケーリングされた値から値θ1を減算する加算器136に入力される。値θ1は、uθ0をオフセットするためのフィードフォワード値を提供する。したがって、uc=uθ0+θ1、および制御信号ucは、uの適応された表現である。
様々な実施形態において、電力発生器74の制御システムは、制御パラメータの変化の開始と、制御パラメータを調整することに応答して変化する出力との間に固有の遅れまたは遅延を有する制御ループを含む。遅延は、デジタル群遅延、デジタル遅延、またはデジタル分析遅延と呼ばれ、一般に、変化の開始と、要求された変化の実際の発生との間の時間として定義される。他の遅延が電力発生器74において存在する。例えば、電力増幅器86、センサ88、および電力コントローラ84は、電力増幅器86の出力を変化させるための入力信号の受信と、電力増幅器86の出力における実際の変化との間に固有の遅延を含む。この遅延は、電源遅延TPSと呼ばれる。実際、様々な構成において、電源遅延は、デジタル群遅延よりも4倍大きい可能性がある。電源遅延よりも小さいデジタル群遅延が一般的に望ましいが、そのような違いは、特定の課題および機会を呈する。特に、電源遅延よりも小さい群遅延では、制御ループは、電力増幅器が変化を示す前に、電力増幅器出力を複数回サンプリングすることができる。
様々な実施形態において、適応コントローラ96および適応レートコントローラ100は、デジタル群遅延のシステム制約を電源制約と一致させるために協働する。例えば、適応コントローラ96は、電流コントローラ84の学習および調整を加速するために、スケーリング項θ0およびθ1を生成することによって、デジタル群遅延を低減する。システム制約を電源制約と一致させる別の手法は、スケーリングモジュール92のスケーリング係数Kを調整することである。様々な実施形態において、スケーリングモジュール92のスケーリング係数Kは、感知から実際までの連続時間のサンプリングされた信号(sensed to actual continuous time sampled signals)を補償する。
図7は、mとして示されるセンサ88からの出力の周波数対振幅のプロットを示す。図7において、fsは、設定点周波数であり、fdは、図4Aにおける電力発生器78によって適用されるものなどの第2の電力源などによって非線形負荷72を介して導入される歪み周波数である。図7は、設定点周波数fsと、設定点周波数fsに関する結合電力とを示す。結合電力は、図7に示すように、fdにおける電力、または、fvなどにおける異なる電力である。fdにおける結合電力は、電力発生器78などの第2の電力発生器などからの歪み電力を表す。したがって、fs±fdおよびfs±2fdは、fsとfdとの間の相互変調歪み(IMD)を表す。fvにおける結合電力は、非線形負荷72内の固有の容量性または誘導性結合を表す。Δfは、コントローラの帯域幅を定義することに留意し、ここで、図7におけるK0(f)のように、結合電力を排除するために十分に狭い帯域幅を有することが一般に望ましい。
図4Aのスケーリングモジュール92と図7とを参照すると、Kを設定することは、所与のKに対する周波数fsに関する帯域幅を決定する。例えば、括弧K0(f)は、結合電力を除外しながらfsを検出するのに十分に広い帯域幅を有するK0(f)を表す。同様に、K1(f)によって表される括弧は、fs±fdを取り込むのに十分な帯域幅を有するKを示し、括弧Kn(f)は、fs±2fdを取り込むのに十分な帯域幅を有するKを表す。応答に関して、K0(f)は、Kn(f)よりも遅い応答または狭い帯域幅を表す。
図7および図8は、スケーリングモジュール92においてKを変化させる適応レートコントローラ100の利点を示す。図8は、時間の関数m(t)としてセンサ88の出力を表す。図8に見られるように、m(t)は、出力がt0において増加するステップ関数である。スケーリングモジュール92において定数Kを適応させることに関して、時間t0において過渡を検出するための最も速い応答と最大の帯域幅とを提供するためにt0に関してKをKn(f)に設定することに利益がある。過渡に続いて、定常状態の間にm(t)における変動を取り込むにはより遅く狭い帯域幅で十分なので、スケーリング92におけるKは、K0に設定され得る。様々な実施形態において、Kは、図8にも示すように、KnからKn-1(t)、Kn-2(t)、…、K0に徐々に遷移または整流することができる。したがって、図8は、RF連続波またはDC駆動構成に対するKの可能な適応を表す。
図9は、パルス化DCまたはパルス化RF波形m(t)をtの関数として表す。各過渡t0、t1、t2、t3、およびt4において、スケーリングモジュール92のKは、これらの時間における過渡を検出するために最大の帯域幅と最良の応答とを提供するために、Kn(f)に設定され得る。時間t0、t1、…、t4の間で、スケーリング係数Kは、Kn-1(t)、…、K0などの、より遅い帯域幅を有するKに設定され得る。図9において、Kは、図8に示すように、各過渡の間で整流され得る。図9における波形m(t)は、t0、t1、t2、t3、およびt4において発生する過渡を有する反復パルスであり得ることに留意されたい。様々な実施形態において、時間t4は、周期を定義することができ、波形m(t)は、t4の周期を有することができる。様々な他の実施形態において、波形m(t)は、周期ごとに変化することができ、または、周期ごとに繰り返すことができる。様々な他の実施形態において、m(t)の所与の周期の時間は、周期が一貫してt4に等しくないように変化することができる。
したがって、図8および図9から、スケーリングモジュール92における定数Kは、センサ88の出力に影響を与える設定点または他の特性の変化ごとに整流され得る。
図10は、様々な実施形態による、図4Aの適応レートコントローラ100の例としての適応レートコントローラ140と、図4Aのスケーリングモジュールの例としてのスケーリングモジュール143とを示す。図4Aに関して上記で説明したように、適応レートコントローラ140は、入力設定点rと、電力コントローラ84から電力増幅器86への命令された出力を表すパラメータ制御出力pと、様々な実施形態においてA/Dコンバータ90からの広帯域信号であるX(n)とを受信する。様々な実施形態において、設定点rは、電力発生器74の出力を対応して変化させるために変化し得る電力発生器74のための制御パラメータの設定点を表すことができる。設定点rは、電力、電圧、電流、または周波数を表すことができる。同様に、パラメータ制御出力pは、電力発生器74の出力を対応して制御するための電力コントローラ84によって出力されるパラメータのための制御信号を示すことができ、命令された電力、電圧、電流、周波数、またはレール電圧を含むことができる。
入力rおよびpは、適応レートサブシステムコントローラ142に入力される。適応レートサブシステムコントローラ142は、それぞれのミキサ145a、145bに入力されるそれぞれの余弦信号および正弦信号の周波数を設定するために、ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)144への制御信号DDSBWを生成する。ミキサ145a、145bはまた、X(n)を受信し、X(n)のそれぞれの実数成分Xr(n)と、X(n)の虚数成分Xi(n)とを出力する。様々な実施形態において、DDS144に入力される適応レートサブシステムコントローラ142の出力DDSBWは、DDS144がパラメータ制御出力pに従って周波数を出力するようにDDS144への入力信号が選択されるように、パラメータ制御出力pに従って決定される。様々な実施形態において、パラメータ制御出力pは、電力増幅器86のための電力コントローラ84によって出力されるコマンド周波数を表す。DDS144は、パラメータ制御出力pと実質的に同じ周波数における、またはオフセットを伴う周波数信号を出力する。それぞれの実数成分および虚数成分Xr(n)、Xi(n)は、適応レートサブシステムコントローラ142にフィードバックされ、帯域幅Δfを決定するために図7に記載のような結合電力を追跡するために処理される。本出願の譲受人に譲渡され、参照により本明細書に組み込まれる米国特許第6707255号は、入力信号の実数成分および虚数成分を提供するためのデジタル周波数シンセサイザとミキサとを含むマルチレート処理構成の様々な動作について説明している。
以下でより詳細に説明するように、Kプロセッサ146は、X(n)と、様々な実施形態において、Kプロセッサ146においてDDSの出力周波数を設定するための周波数設定点信号fDC(z)とを受信し、Kを整流するための様々な実数入力および虚数入力を表す整流子入力(CI)値CI0r、CI0i、…、CI(n-1)r、CI(n-1)i、CINr、CINiを出力する。様々な実施形態において、Kプロセッサ146は、フィルタリングと、遅延と、ダウンダンプリングと、間引きとを個別にまたは組み合わせて含む様々な演算を入力X(n)に適用する。様々な実施形態において、Kプロセッサ146は、実数成分と虚数成分とを出力する。しかしながら、様々な他の実施形態において、実数成分および虚数成分は、ミキサまたは乗算器147などのミキサまたは乗算器に入力され得る。複素数値
Figure 2021520067
 などの追加の入力も、実数成分と虚数成分とを混合し、実数成分と虚数成分の両方を含む複合CIを出力するために入力され得る。そのような手法は、信号の個々の実数成分および虚数成分を出力する本明細書で説明される図のいずれかにおける実数成分と虚数成分とを組み合わせるために使用され得る。複素数値
Figure 2021520067
 と混合することは、出力を均一な大きさおよび位相応答にスケーリングもする。説明目的のためにKプロセッサ146の外部に示しているが、混合は、Kプロセッサ146の一部またはKプロセッサ146とは別個のものと考えられ得る。
Kプロセッサ146からの出力は、整流子148に選択的に入力される。整流子148は、Kn値として整流子148からの出力のために、CI0r、CI0i、…、CI(n-1)r、CI(n-1)i、CINr、CINi入力間で選択的に切り替える。理解されるように、一対の実数成分および虚数成分が混合される場合、ミキサ147において示すように、単一の値のみが整流子148を介して整流される。整流子148からの出力は、スケーリングモジュール92のためのKを表す。適応レートサブシステムコントローラ142は、様々な入力信号を介して整流を制御するために、制御信号COMinを整流子148に伝達する。サブシステムコントローラ142は、上記で説明したΔfに従って信号COMinを決定する。具体的には、Δf=min(|fs±nfd|,fv)である。さらに、COMinは、以下に説明するように変化する。
COMin=Kn(f)→Δf>fBWMAX
COMin=Kn-1(f)→fBW(N-1)≦Δf<fBWMAX
…
COMin=K1(f)→fBW1≦Δf<fBW(n+1)
COMin=K0(f)→Δf<fBW1
様々な実施形態において、適応レートサブシステムコントローラ142は、当該技術分野でよく知られているように、IMDなどの結合電力を検出することによって帯域幅を決定する。IMDなどの結合電力を決定する例は、本出願の譲受人によって所有され、参照により本明細書に組み込まれる、2013年3月15日に出願した、Pulse Synchronization by Monitoring Power in Another Frequency Bandと題する米国特許出願第13/834,786号、および、2018年1月21日に出願した、Adaptive Counter Measure Control Thwarting IMD Jamming Impairments for RF Plasma Systemsと題する米国特許出願第15/876189号において見いだされ得る。
図10の適応レートコントローラ140およびスケーリングモジュール143は、図4Aの適応レートコントローラ100およびスケーリングモジュール92の一般化された表現を説明する。本明細書を通して説明される様々な図において、適応レートコントローラ140およびスケーリングモジュール92の様々な部分は、その特定の図を説明する目的のために省略される場合がある。しかしながら、様々な実施形態において、そのような省略された構成要素は、依然として、それぞれの図に記載された適応レートコントローラの一部とみなされる場合がある。
適応レートコントローラ100、140およびスケーリングモジュール92、143は、様々な実施形態において、Kの整流およびX(n)の結果として生じるスケーリングに影響を与える。一実施形態において、整流は、A/Dコンバータ90などのA/Dコンバータからの出力を間引くかまたはダウンサンプリングするために、カスケード接続積分器コーム(CIC)フィルタを使用して発生することができる。図11は、スケーリングモジュール146およびKプロセッサ150の1つの様々な実施形態を示す。図11のKプロセッサ150は、デジタルダウンコンバータとして具体化されている。Kプロセッサ150は、A/Dコンバータ90などからの入力信号X(n)を受信する。X(n)は、分割され、一対のミキサ152a、152bに適用される。ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)154は、電力コントローラ84から入力信号fDC(z)を受信し、それぞれのミキサ152a、152bにも適用される正弦信号を生成する。様々な実施形態において、fDC(z)は、電力コントローラ84およびスケーリングモジュール92が図4Aに示すように接続されるので、電力コントローラ84におけるDDSの動作周波数に対して変化する信号である。図4Aの接続は、電力コントローラ84およびスケーリングモジュール92が、それらのそれぞれのDDSに関する動作周波数情報を共有することができ、場合によっては同期させることができるように、伝達を象徴化している。様々な実施形態において、fDC(z)は、直接使用され得、または、適用前にもしくはDDS154によってオフセットされ得る。様々な実施形態において、ミキサ152aは、X(n)の実数成分Xr(n)を生成するために、DDS154から、X(n)と混合するためのcos(ωnt)などの余弦関数信号を受信する。様々な実施形態において、DDS154は、X(n)と混合するためのsin(ωnt)などの正弦関数信号を生成し、X(n)の虚数成分Xi(n)を生成する。
それぞれの信号Xr(n)およびXi(n)は、第1のCICまたは間引き段158として示されるそれぞれのCICフィルタ156a、156bに入力される。CIC156a、156bは、出力Ar,Aiを生成するために、X(n)のそれぞれの実数成分および虚数成分をダウンサンプリングするかまたは間引く。Kプロセッサ150は、一対のCICフィルタ162a、162bを有する第2のCICまたはダウンサンプリング段160も含む。各CICフィルタ162a、162bは、それぞれの遅延要素164a、164bにおいて示されるように所定の遅延Z-1だけ遅延されたそれぞれの信号Xr(n)、Xi(n)を受信する。n番目のCICまたはダウンサンプリング段168は、カスケード接続遅延要素対164a、164bおよび172a、172bによって示されるようにZ-nだけ累積的に遅延されたそれぞれの信号Xr(n)、Xi(n)を受信するCICフィルタ170a、170bを含む。第2のCIC段160は、それぞれの出力信号BrおよびBiを出力し、第n段遅延168は、信号NrおよびNiを出力する。したがって、Kプロセッサ150は、各々が所定の遅延Z-1からZ-nだけ遅延されたn個のダウンサンプリングまたは間引き段を含む。各遅延Z-1は、各遅延要素間で同じであり得、または異なり得る。スケーリングモジュール146は、出力Ar、Ai;Br、Bi;…、Nr、Niを介してそれぞれ整流するための一対の入力を有する整流子176も含む。したがって、スケーリングモジュール146は、ゼロ位相遅延からZ-n位相遅延で開始する一連の位相遅延を介する整流を可能にする。
図12は、図11の適応レートコントローラ148などの適応レートコントローラを使用する、群遅延と制御遅延との間の相互作用のプロットを示す。図12において、x軸は、遅延nを表し、y軸は、図10に関して上記で説明したように動作する図11の整流子176によって出力される実数成分を表す。図12に示すように、実数成分Ar、Br、…、Nr間の群遅延は、図10の遅延Z-1に従って等間隔に配置される。群遅延は、図4Aの電力発生器74などの電力発生器の応答時間であるTGENまたはTPSによって定義される電源遅延と同期するように構成される。図示のように、Nグループ遅延は、電源グループ遅延内に等しく収まる。したがって、図12に示すように、図11の遅延Z-1は、電力増幅器86からの応答時間によって実質的に定義される、RF電力発生器TPSのための制御ループの位相と一致するように、整流されたK値の位相をシフトさせる。
図13は、1つの様々な実施形態のスケーリングモジュール189のKプロセッサ180の1つの様々な実施形態のブロック図を示す。Kプロセッサ180は、図11のCICフィルタではなく、ハーフバンドフィルタを使用してダウンサンプリングするかまたは間引く。さらに、図11におけるように遅延をカスケード接続するのではなく、Kプロセッサ180は、周波数を変化させるためにダウンサンプリングまたは間引きをカスケード接続する。DDS182および乗算器184、186は、実数成分Xr(n)と虚数成分Xi(n)とを生成するために、図11に記載のものと同様に動作する。実数成分および虚数成分Xr(n)、Xi(n)は、KNrおよびKNiにおいてフィルタリングまたはダウンサンプリングなしで出力される。
実数成分および虚数成分Xr(n)、Xi(n)はまた、分割され、それぞれの信号Xr(n)およびXi(n)にハーフバンドフィルタリングを提供するそれぞれのハーフバンドフィルタ192a、192bを含む第1のハーフバンド段190に入力される。本明細書で説明するハーフバンドフィルタは、ローパスフィルタとして動作し、サンプルデータの最大帯域幅を約2分の1に低減する従来のハーフバンドフィルタである。したがって、本明細書で説明されるハーフバンドフィルタは、それぞれの入力信号のダウンコンバータとして動作する。それぞれのハーフバンドフィルタ192a、192bの出力K(N-1)rおよびK(N-1)iは、Xr(n)およびXi(n)の半分の周波数におけるそれぞれの入力信号Xr(n)およびXi(n)のダウンサンプリングされた信号をそれぞれ表す。それぞれのハーフバンドフィルタ192a、192bの出力は、ハーフバンドフィルタ198a、198bを含む追加のハーフバンド段196に入力される。ハーフバンドフィルタ198aは、ハーフバンドフィルタ192aによってすでに最初にダウンサンプリングされた信号K(N-1)rを受信する。同様に、ハーフバンドフィルタ198bは、ハーフバンドフィルタ192bを介してすでにダウンサンプリングされた信号K(N-1)iを受信する。N個のハーフバンドフィルタ段は、図13において、段196からK0rおよびK0iを出力するように実装され得る。例えば、図13は、(N-1)個のダウンサンプリング段と、KNrおよびKNiを出力するようにダウンサンプリングされない1つの段とを含む、合計N個の段を示す。
図11および図13を参照して、図11は、X(n)のそれぞれの実数成分および虚数成分の位相シフトをもたらす。一方、図13は、位相ではなく、周波数を介してKを変化させるために、カスケード接続された周波数ダウンサンプリングまたは間引きを実装する。それぞれの出力は、Kを変化させるためにKnを出力するために図10および図11のスケーリングモジュール212に関して上記で説明したのと同様に動作する整流子200を介して整流される。
図14は、Kの位相と周波数の両方を整流し、それによって、Kの位相と周波数の両方の変動を提供するように構成された、Kプロセッサ210およびスケーリングモジュール211の1つの様々な実施形態を示す。Kプロセッサ210は、図11のスケーリングモジュール146と同様に構成され得るデジタルダウンコンバータDDC212を含む。デジタルダウンコンバータ212からの整流された出力は、実数成分と虚数成分Xr(nRK)、Xi(nRK)の両方を含む。これらの成分は、例えば、図11の整流子176の出力を表す。これらの成分は、実数成分および虚数成分が入力においてすでに存在するのでDDS182およびミキサ184a、184bのない図13のKプロセッサ214に関して上記で説明したのと同様に動作するハーフバンドフィルタセクション214に入力され、Xr(nRK)およびXi(nRK)は、図13のXr(n)、Xi(n)と同様に処理される。ハーフバンドフィルタセクション214は、直接出力段216と、第1のダウンサンプリング段218と、(N-1)番目のダウンサンプリング段220とを含む。ハーフバンドダウンコンバータ214の格段からのそれぞれの出力は、Knを出力するために整流子220を介して整流される。したがって、デジタルダウンコンバータ212およびハーフバンドフィルタセクション214は、図10の146において一般的に説明されるようなKプロセッサを実装するために結合する。
図12を参照して、図14のKプロセッサ210は、サンプリングの位相と周波数の両方の変動を可能にする。したがって、デジタル群遅延は、制御ループの全体にわたって改善されたサンプリングを可能にするために、位相と周波数の両方において制御され得る。
図15は、スケーリングモジュール230およびKプロセッサ231のさらに別の実施形態を示す。Kプロセッサ231は、DDSからの正弦信号および余弦信号をX(n)と混合することによって、様々な実施形態において図11および図12において上記で説明したように生成される入力Xr(n)、Xi(n)を受信する。入力Xr(n)、Xi(n)信号は、それぞれの分周器234a、234bに入力される前にダウンサンプリングまたは間引きを実行するためにN段フィードバックコムフィルタに入力され、ここで、Nは、任意の正の整数であり得る。分周器234a、234bは、分周の項(frequency dividing term)
Figure 2021520067
 を使用して示され、ここで、aは、所定の値である。例えば、aは、任意の正の整数値であり得る。分周信号は、それぞれのN段フィードフォワードコムフィルタ236a、236bに出力され、ここで、Nは、任意の正の整数である。コムフィルタ236a、236bは、それぞれのダウンサンプリングされフィルタリングされた信号KNr、KNiを出力する。
分周器234a、234bからの出力は、入力周波数を2で割るように示されている分周器240a、240bにも入力される。様々な実施形態において、ダウンサンプリングまたは間引きは、任意の整数の序数でも発生し得る。分周器242a、242bは、分周されフィルタリングされた信号K(N-1)rおよびK(N-1)iを出力するそれぞれのN段コムフィルタ240a、240bに分周信号を出力する。実数成分のためのそれぞれの分周器246aおよびN段コムフィルタ248aと、虚数成分のための分周器246bおよびN段コムフィルタ248bとによって、さらなる分周/フィルタ段が提供される。N段コムフィルタ248a、248bは、それぞれのK値K(N-2)r、K(N-2)iを出力する。分周/フィルタリングは、K0を出力するために最終段まで繰り返される。
最終段において、分周器252a、252bは、それぞれの実数成分および虚数成分を受信し、それぞれのK値K0r、K0iを出力するために、さらなる分周信号をそれぞれのN段コムフィルタ254a、254bに出力する。K0を出力する段において、KorおよびKoiは、実数成分および虚数成分を混合し、実数成分と虚数成分とを含む複合K0を出力するために、入力として
Figure 2021520067
 も受信する乗算器258に出力される。上記で説明したように、そのような手法は、信号の個々の実数成分および虚数成分を出力する本明細書で説明する任意の図において実数成分および虚数成分を混合するために使用され得る。K0、…、KN値は、図10、図11、図13、および図14に関して上記で説明したように動作する整流子256を介して整流される。
図16は、時間対サンプリングイベントのプロットを示す。典型的な電力発生器において、周波数変更は、単に第1の周波数から第2の周波数に更新することによって実施される。従来、サンプリングイベントまたは調整の大きさに関する周波数変更のタイミングは、ほとんど尊重されない。図16を参照し、図16は、様々なサンプリングイベントに関する時間のチャートを示す。例えば、図4AのA/Dコンバータ90などのA/Dコンバータは、レートTA/Dにおいてサンプリングする。様々な構成において、A/Dコンバータ90は、電力発生器74のデジタル遅延よりも大きいレートにおいてサンプリングする。デジタル遅延サンプリングイベントは、Tsにおいて示される。様々な構成において、信号対雑音比と全体的な精度とを改善するために、所与のデジタル群遅延内に複数のA/Dサンプリングイベントを有することが一般に望ましい。さらに、上述のように、複数のデジタル群遅延は、電力発生器または電源遅延TPG内で発生する可能性がある。これは、N=4である図16にも示されており、ここで、4つのデジタル群遅延Tsが、1つの電力発生器遅延TPG内で発生する。
さらに、様々な電力発生器制御実装形態において、第1の周波数から第2の周波数に増分するためにサーボ制御を使用して、第1の周波数から第2の周波数に増分することが知られている。そのような増分制御の例は、本出願の譲受人に譲渡され、参照により本明細書に組み込まれる米国特許第8,576,013号および第8,781,415号に関して見いだされ得る。周波数設定点をFs(k)からFs(k+1)に増分する1つの手法は、以下、式(17)
fs(k+1)=fs(k)+G[γdi(k)+βdi(k-1)+γdi(k-2)] (17)
により見いだされ得、ここで、
Gは、周波数増分を決定するための伝達関数であり、
γは、PIDコントローラ係数であり、
βは、PIDコントローラ係数であり、
di(k)、di(k-1)、およびdi(k-2)は、k番目、(k-1)番目、および(k-2)番目の増分における測定された歪み値である。
上記の式(17)から、以下の式(18)は、サンプリング周波数における変化を定義する。
Δfs=fs(k+1)-fs(k) (18)
式(17)および式(18)ならびに図16を参照し、様々な実施形態によれば、周波数は、サンプリングのときに周波数を変更することによってシステムの妨害を最小限に抑えるために、TA/D、Ts、およびTPSのうちの1つまたは組み合わせのサンプリング発生において更新する。
したがって、そのような周波数更新をもたらすための複数の手法が存在する。例えば、初期周波数がFINITIALであり、最終周波数がFFINALであり、Δfs=FFINAL-FINITIALであると想定する。FINITIALからFFINALへのこの周波数変更は、A/Dサンプリング期間、デジタル群遅延期間、または電源遅延期間のうちの1つまたは複数の開始時に発生する様々な増分にわたって実施され得る。例えば、様々な実施形態によれば、周波数は、TA/D期間、Ts期間、およびTPS期間の開始のいずれか1つにおいてその全体において変更され得る。代替的には、様々な実施形態によれば、周波数は、各デジタル群遅延Ts期間の開始時に増分的に変更され得る。すなわち、1つの電源遅延におけるN個のデジタル群遅延について、各期間Tsの開始時の増分は、ΔFs/Nによる。様々な他の実施形態によれば、周波数は、所定の数の電源遅延にわたる複数の電源遅延期間TPSの開始時に同様に調整され得る。すなわち、例えば、MのTPS期間にわたって周波数を変更することが望ましいと仮定すると、ΔFsは、電源遅延期間の各々の連続する開始時に周波数がΔFs/Mだけ増分されるように、ΔFs/Mに従って決定され得る。さらに、様々な実施形態によれば、周波数は、1つまたは複数の所定のデジタル群遅延期間Ts内の様々なA/D期間TA/Dにおいて更新され得る。さらに、周波数は、所与のデジタル群遅延期間Ts内の選択されたA/Dサンプリング期間TA/Dにおいて更新され得る。非限定的な例として、周波数増分は、例えば、デジタル群遅延期間Ts内の毎秒のA/Dサンプリング期間TA/Dにおいて発生することができる。
図4Aのブロック図を参照し、様々な実施形態において、センサ88は、電圧/電流プローブまたは方向性結合器であり得る。センサ88が電圧/電流プローブであるか方向性結合器であるかにかかわらず、センサ88は、電力発生器74へのその出力が分析および制御のために使用され得るように較正されなければならない。センサの較正への現在の手法は、較正に使用される値が、結果として生じる較正決定において対応する変動性またはノイズを作成する値に依存するので、課題を提示する。様々な従来の構成手法において、較正変数は、ノイズをもたらすだけでなく、較正変数は、ノイズがプロセスを介して望ましくなく伝播する場所に現れる。さらに、通常のセンサ動作において、生の値として検出された電圧および電流の検出値は、米国国立標準技術研究所(NIST:National Institute of Standards and Technology)の要件を満たす値に変換されなければならない。方向性結合器の場合、値は、NISTの電圧値および電流値から順方向および逆方向の電力への変換に適していなければならない。そのような計算は、計算オーバヘッドを必要とし、これは、電力発生器74の群遅延を増す可能性がある。
動作中、センサ88は、時間の関数として変動する生の電圧値および電流値を検出する。すなわち、センサ88は、生の電圧Vraw(t)と生の電流Iraw(t)とを検出する。生の電圧値および電流値は、NIST規格に準拠した較正済みの値に変換されなければならない。例えば、以下の式(19)は、較正式を示す。
Figure 2021520067
ここで、
Figure 2021520067
 は、電圧および電流の行列較正値であり、
Figure 2021520067
 は、生の電圧を較正済みの電圧に変換するための値の行列であり、
Figure 2021520067
 は、生の未較正の値の行列である。
より詳細には、以下の式(20)は、式(19)の拡張バージョンを示す。
Figure 2021520067
ここで、
v(t)およびi(t)は、較正済みの、それぞれ、時間の関数としても電圧および電流であり、
Vraw(t)およびiraw(t)は、センサによって検出された生の電圧値および電流値であり、
Vcは、以下のように定義され、
Icは、以下のように定義され、
Zocは、センサの開回路インピーダンスであり、
Zscは、センサの短絡インピーダンスである。
式(20)から、生の値は、NIST許容値に変換され得る。
Vcは、式(21)に関して以下で定義される。
Figure 2021520067
ここで、
Figure 2021520067
 は、VIセンサ較正の50オーム部分の間に測定された生の電圧であり、
Figure 2021520067
 は、VIセンサ較正の50オーム部分の間に測定された生の電流であり、
ZocおよびZscは、式(20)に関して上記で説明した通りであり、
ZLは、NISTトレーサブルなインピーダンス転送規格によって提供される低インピーダンス測定であり、
VLは、NISTトレーサブルな電力転送規格によって提供される電圧測定である。
同様に、Icは、式(22)に関して以下で定義される。
Figure 2021520067
順方向電力および逆方向電力は、式(23)および式(24)に示すように以下で定義され得る。
Figure 2021520067
ここで、Z0は、特性インピーダンスであり、典型的には50オームである。
さらに、v(t)およびi(t)は、一般に、式(25)および式(26)に関して以下で定義されるような複素量である。
Figure 2021520067
ここで、
ωは、周波数であり、
tは、時間であり、
Figure 2021520067
 は、電圧および電流のそれぞれの位相である。
上記式(19)および式(20)ならびに式(25)および式(26)を参照すると、VRおよびVFは、以下の式(27)に示すように書かれ得る。
Figure 2021520067
これから、順方向電力PFおよび反射電力PRは、以下の式(28)に示すように書かれ得る。
Figure 2021520067
式(28)の二乗項は、平方根関数をリアルタイムで軽減し、それによって、計算をさらに最小限に抑えることに留意されたい。したがって、電力を決定するために式(28)に依存することは、従来の技法よりもはるかに効率的な決定を提供する。さらに、式(21)、式(22)、および式(27)の分母から項(ZOC-ZSC)を除去することによって、式(28)の較正手法は、較正中の大幅に改善された信号対雑音比を提供する。式(28)の較正手法は、電圧/電流(VI)プローブからの出力信号を使用して方向性結合器の効率的な実装も可能にする。
図17は、制御モジュール270を示す。制御モジュール270は、図4Aの様々な構成要素を組み込む。制御モジュール270は、電力制御モジュール272と、適応制御モジュール274と、スケーリングモジュール276と、適応レートモジュール278と、基準モジュール282と、周波数更新モジュール284と、較正モジュール286とを含み得る。様々な実施形態において、制御モジュール270は、モジュール272、274、276、278、280、282、および284に関連するコードを実行する1つまたは複数のプロセッサを含む。モジュール272、274、276、278、280、282、および284の動作について、図18の方法に関して以下で説明する。
図4Aの電力コントローラ84のさらに定義された構造について、以下に提供する図18の方法と、以下に提供する「モジュール」という用語に関する定義とを参照されたい。本明細書で開示されるシステムは、多数の方法を使用して動作され得、その例示的な制御システム方法が図18に示される。以下の動作について、主に図4Aの実装形態に関して説明するが、動作は、本開示の他の実装形態に適用するために容易に修正され得る。動作は、繰り返し実行され得る。以下の動作について、順次に実行されるものとして示し、主に説明するが、以下の動作のうちの1つまたは複数は、他の動作のうちの1つまたは複数が実行されている間に実行され得る。
図18は、図4Aの電力発生器74または図4Bの電力発生器75などの電力発生器の出力を制御する電力制御システムのフローチャート290を示す。方法は、様々な開始および起動プロセスが実行される292において開始する。制御は、非線形負荷からの帯域外エネルギーを決定する294、および、電力発生器のための電気的パラメータ設定点を受信する296に並列にまたは順次に進む。制御は、次いで、298、300、302のうちの1つまたはすべてに並列にまたは順次に進む。298において、非線形負荷からの帯域外エネルギーと設定点とが受信され、電力発生器の感知された出力をスケーリングするための定数Kが設定される。Kは、304、306、または308のいずれかからの入力を用いて設定され得る。304において、304において、値Kは、位相を介して整流される。306において、Kは、周波数を介して整流される。308において、Kは、位相と周波数の両方を介して整流される。したがって、Kの設定値は、電力発生器の感知された出力をスケーリングするために、298において一連のKを介して整流される。Kは、310に出力される。
300に戻り、300は、受信した電気的パラメータ設定点に基づいて、電力発生器の推定出力を決定する。ブロック300は、推定された電力発生器出力を312に出力する。302において、電力発生器の出力は、感知され、制御は、310に進む。310において、電力発生器の出力は、298によって出力された定数Kに従ってスケーリングされる。制御は、次いで、300によって提供された電力発生器のスケーリングされた感知された出力および推定出力に従って、電力コントローラに対する調整を決定する312に進む。312において、314において電力コントローラの応答を調整するために、調整値が決定され、出力される。制御は、次いで、316に進む。ブロック316は、ブロック318においてサンプリング周期において周波数を更新し、ブロック320において電力増幅器の出力を調整するために制御信号を生成する。制御は、次いで、ブロック294、296に戻る。
様々な実施形態において、適応レートコントローラ100は、電力発生器74内に実装され得、基準モジュール98および適応コントローラ96は、電力発生器74から省略され得ることに留意されたい。そのような構成において、電力コントローラ84は、電力設定点および信号yに従って、電力増幅器86への制御信号を生成する。同様に、様々な実施形態において、基準モデル98および適応コントローラ96は、電力発生器74内に実装され得、適応レートコントローラ100は、電力発生器74から省略され得る。そのような構成において、スケーリングモジュール92は、Kについて固定値において動作する。同様の構成の変形が電力発生器75に関して可能である。
前述の説明は、本質的に単なる例示であり、本開示、その用途、または使用を限定することを決して意図していない。本開示の広い教示は、様々な形態において実装され得る。したがって、本開示は、特定の例を含むが、他の修正が図面、明細書、および以下の特許請求の範囲の検討に際して明らかになるので、本開示の真の範囲は、そのように限定されるべきではない。方法内の1つまたは複数のステップは、本開示の原理を変更することなく、異なる順序で(または同時に)実行され得ることが理解されるべきである。さらに、実施形態の各々について特定の特徴を有するものとして上記で説明しているが、本開示の任意の実施形態に関して説明したそれらの特徴のうちの任意の1つまたは複数は、その組合せが明示的に説明されていない場合でも、他の実施形態のいずれかの特徴において実装され得るおよび/またはそれと組み合わされ得る。言い換えれば、説明した実施形態は、相互に排他的ではなく、1つまたは複数の実施形態の互いの置換は、本開示の範囲内に留まる。
要素間(例えば、モジュール、回路要素、半導体層などの間)の空間的および機能的関係について、「接続された」、「係合された」、「結合された」、「隣接する」、「〜の隣」、「〜の上部に」、「〜の上」、「〜の下」、および「配置された」を含む様々な用語を使用して説明する。「直接」であると明示的に説明されていない限り、第1の要素と第2の要素との間の関係が上記の開示において説明されている場合、その関係は、第1の要素と第2の要素との間に他の介在する要素が存在しない直接的な関係であり得るが、第1の要素と第2の要素との間に1つまたは複数の介在する要素が(空間的または機能的に)存在する間接的な関係でもあり得る。本明細書で使用される場合、A、B、およびBの少なくとも1つという語句は、非排他的論理ORを使用して論理(A OR B OR C)を意味すると解釈されるべきであり、「少なくとも1つのA、少なくとも1つのB、および少なくとも1つのC」を意味すると解釈されるべきではない。
図において、矢尻によって示される矢印の方向は、一般に、例示に関心がある情報(データまたは命令など)の流れを示す。例えば、要素Aおよび要素Bが様々な情報を交換するが、要素Aから要素Bに送信される情報が例示に関連しているとき、矢印は、要素Aから要素Bを指す場合がある。この一方向矢印は、他の情報が要素Bから要素Aに送信されないことを意味しない。さらに、要素Aから要素Bに送信される情報について、要素Bは、その情報に対する要求または受信確認を要素Aに送信し得る。
以下の定義を含む本出願において、「モジュール」という用語または「コントローラ」という用語は、「回路」という用語に置き換えられ得る。「モジュール」という用語は、特定用途向け集積回路(ASIC)、デジタル、アナログ、もしくはアナログ/デジタル混合ディスクリート回路、デジタル、アナログ、もしくはアナログ/デジタル混合集積回路、組合せ論理回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)、コードを実行するプロセッサ回路(共有、専用、もしくはグループ)、プロセッサ回路によって実行されるコードを記憶するメモリ回路(共有、専用、もしくはグループ)、説明した機能を提供する他の適切なハードウェア構成要素、または、システムオンチップなどの、上記のうちのいくつかもしくはすべての組合せを指すか、その一部であるか、またはそれを含み得る。
モジュールは、1つまたは複数のインターフェース回路を含み得る。いくつかの例において、インターフェース回路は、ローカルエリアネットワーク(LAN)、インターネット、ワイドエリアネットワーク(WAN)、またはそれらの組合せに接続された有線インターフェースまたはワイヤレスインターフェースを含み得る。本開示の任意の所与のモジュールの機能は、インターフェース回路を介して接続される複数のモジュールに分散され得る。例えば、複数のモジュールが負荷分散を可能にする場合がある。さらなる例において、サーバ(リモート、またはクラウドとしても知られる)モジュールが、クライアントモジュールの代わりにいくつかの機能を成し遂げ得る。
上記で使用されるコードという用語は、ソフトウェア、ファームウェア、および/またはマイクロコードを含み得、プログラム、ルーチン、関数、クラス、データ構造、および/またはオブジェクトを指し得る。共有プロセッサ回路という用語は、複数のモジュールからのいくつかのまたはすべてのコードを実行する単一のプロセッサ回路を包含する。グループプロセッサ回路という用語は、追加のプロセッサ回路と組み合わせて、1つまたは複数のモジュールからのいくつかのまたはすべてのコードを実行するプロセッサ回路を包含する。複数のプロセッサ回路への言及は、個別のダイ上の複数のプロセッサ回路、単一のダイ上の複数のプロセッサ回路、単一のプロセッサ回路の複数のコア、単一のプロセッサ回路の複数のスレッド、または上記の組合せを包含する。共有メモリ回路という用語は、複数のモジュールからのいくつかまたはすべてのコードを記憶する単一のメモリ回路を包含する。グループメモリ回路という用語は、追加のメモリと組み合わせて、1つまたは複数のモジュールからのいくつかのまたはすべてのコードを記憶するメモリ回路を包含する。
メモリ回路という用語は、コンピュータ可読媒体という用語のサブセットである。本明細書で使用されるコンピュータ可読媒体という用語は、(搬送波上など)媒体を介して伝播する一時的な電気信号または電磁信号を包含せず、したがって、コンピュータ可読媒体という用語は、有形で非一時的とみなされ得る。非一時的な有形のコンピュータ可読媒体の非限定的な例は、不揮発性メモリ回路(フラッシュメモリ回路、消去可能プログラム可能読み取り専用メモリ回路、またはマスク読み取り専用メモリ回路など)、揮発性メモリ回路(スタティックランダムアクセスメモリ回路またはダイナミックランダムアクセスメモリ回路など)、磁気記憶媒体(アナログまたはデジタル磁気テープまたはハードディスクドライブなど)、および光学記憶媒体(CD、DVD、またはBlu-ray(登録商標)ディスクなど)である。
本出願において、特定の属性を有するものとして、または特定の動作を実行するものとして説明されている装置要素は、それらの特定の属性を有し、それらの特定の動作を実行するように特に構成される。具体的には、アクションを実行する要素の説明は、要素がアクションを実行するように構成されていることを意味する。要素の構成は、要素に関連付けられた非一時的な有形のコンピュータ可読媒体上に命令を符号化することなどによる、要素のプログラミングを含み得る。
本明細書で説明する装置および方法は、コンピュータプログラムにおいて具体化された1つまたは複数の機能を実行するために汎用コンピュータを構成することによって作成される専用コンピュータによって部分的または完全に実施され得る。上記で説明した機能的ブロック、フローチャート構成要素、および他の要素は、熟練した技術者またはプログラマの日常業務によってコンピュータプログラムに変換され得るソフトウェア仕様として機能する。
コンピュータプログラムは、少なくとも1つの非一時的な有形のコンピュータ可読媒体上に記憶されたプロセッサ実行可能命令を含む。コンピュータプログラムは、記憶されたデータも含むか、またはそれに依存し得る。コンピュータプログラムは、専用コンピュータのハードウェアと対話する基本入力/出力システム(BIOS)、専用コンピュータの特定のデバイスと対話するデバイスドライバ、1つまたは複数のオペレーティングシステム、ユーザアプリケーション、バックグラウンドサービス、バックグラウンドアプリケーションなどを包含し得る。
コンピュータプログラムは、(i)HTML(ハイパーテキストマークアップ言語)、XML(拡張マークアップ言語)、またはJSON(JavaScript Object Notation)などの解析される記述テキスト、(ii)アセンブリコード、(iii)コンピュータによってソースコードから生成されたオブジェクトコード、(iv)インタープリタによって実行されるソースコード、(v)ジャストインタイムコンパイラによってコンパイルおよび実行されるソースコードなどを含み得る。例としてのみ、ソースコードは、C、C++、C#、Objective-C、Swift、Haskell、Go、SQL、R、Lisp、Java(登録商標)、Fortran、Perl、Pascal、Curl、OCaml、Javascript(登録商標)、HTML5 (Hypertext Markup Language 5th revision)、Ada、ASP(Active Server Pages)、PHP(PHP:Hypertext Preprocessor)、Scala、Eiffel、Smalltalk、Erlang、Ruby、Flash(登録商標)、Visual Basic(登録商標)、Lua、MATLAB(登録商標)、SIMULINK、およびPython(登録商標)を含む言語からの構文を使用して書かれ得る。
10 誘導結合プラズマ(ICP)システム
12 プラズマチャンバ
14 プラズマ
16 内側コイル
18 外側コイル
20 電力源
22 電力源
24 誘電体窓
26 基板
28 電力源
30 容量結合プラズマ(CCP)システム
32 プラズマチャンバ
34 プラズマ
36 電極
38 電極
40 電力源
42 電力源
50 プラズマシステム
52 第1の電極
54 接地
56 第2の電極
58 第1のDC(w=0)またはRF電力発生器
60 第2の電力源
70 電力生成システム
71 電力生成システム
72 非線形負荷
74 第1の電力発生器
75 電力発生器
76 整合またはマッチングネットワーク
78 第2の電力発生器
80 整合またはマッチングネットワーク
84 電力コントローラ
86 電力増幅器
88 センサ
90 A/Dコンバータ
92 スケーリングモジュール
94 伝達関数モジュール
96 適応コントローラ
97 適応コントローラ
98 基準モデル
100 適応レートコントローラ
104 加算器
105 伝達関数
106 ミキサ
107 伝達関数
108 ミキサ
109 乗算器
110 スカラ
111 加算器
112 スカラ
114 積分器
116 積分器
120 ミキサ
130 加算器
132 コントローラ
134 ミキサ
136 加算器
140 適応レートコントローラ
142 適応レートサブシステムコントローラ
143 スケーリングモジュール
144 ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)
145a ミキサ
145b ミキサ
146 Kプロセッサ、スケーリングモジュール
147 ミキサまたは乗算器
148 整流子、適応レートコントローラ
150 Kプロセッサ
152a ミキサ
152b ミキサ
154 ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)
156a CICフィルタ
156b CICフィルタ
158 第1のCICまたは間引き段
160 第2のCICまたはダウンサンプリング段
162a CICフィルタ
162b CICフィルタ
164a カスケード接続遅延要素
164b カスケード接続遅延要素
168 n番目のCICまたはダウンサンプリング段、第n段遅延
170a CICフィルタ
170b CICフィルタ
172a カスケード接続遅延要素
172b カスケード接続遅延要素
176 整流子
180 Kプロセッサ
182 DDS
184 乗算器
184a ミキサ
184b ミキサ
186 乗算器
189 スケーリングモジュール
190 第1のハーフバンド段
192a ハーフバンドフィルタ
192b ハーフバンドフィルタ
196 追加のハーフバンド段
198a ハーフバンドフィルタ
198b ハーフバンドフィルタ
200 整流子
210 Kプロセッサ
211 スケーリングモジュール
212 スケーリングモジュール、デジタルダウンコンバータ(DDC)
214 Kプロセッサ、ハーフバンドフィルタセクション、ハーフバンドダウンコンバータ
216 直接出力段
218 第1のダウンサンプリング段
220 (N-1)番目のダウンサンプリング段、整流子
230 スケーリングモジュール
231 Kプロセッサ
234a 分周器
234b 分周器
236a N段フィードフォワードコムフィルタ
236b N段フィードフォワードコムフィルタ
240a 分周器、N段コムフィルタ
240b 分周器、N段コムフィルタ
242a 分周器
242b 分周器
246a 分周器
246b 分周器
248a N段コムフィルタ
248b N段コムフィルタ
252a 分周器
252b 分周器
254a N段コムフィルタ
254b N段コムフィルタ
256 整流子
258 乗算器
270 制御モジュール
272 電力制御モジュール
274 適応制御モジュール
276 スケーリングモジュール
278 適応レートモジュール
280 モジュール
282 基準モジュール
284 周波数更新モジュール
286 較正モジュール

Claims (44)

  1. 電力発生器であって、
    前記電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点と、前記電力信号の測定された表現と、前記電力信号のモデル化された表現とに基づいて制御信号を生成する適応コントローラであって、前記制御信号がフィードバック成分とフィードフォワード成分とを含む、適応コントローラと、
    前記制御信号に従って、非線形負荷に伝達される前記電力信号を生成する電力増幅器と
    を備える電力発生器。
  2. 前記適応コントローラが、
    前記入力設定点と、前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の差とに基づいて前記フィードフォワード成分を生成するフィードフォワード回路と、
    前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の前記差に基づいて前記フィードバック成分を生成するフィードバック回路と
    を備える、請求項1に記載の電力発生器。
  3. 前記入力設定点と、前記電力信号の前記測定された表現と、前記制御信号とに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を決定する適応レートコントローラをさらに備える、請求項1に記載の電力発生器。
  4. 前記入力設定点、前記電力信号の前記測定された表現、および前記制御信号のうちの少なくとも1つに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する適応レートコントローラをさらに備え、前記適応コントローラが、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現に基づいて前記制御信号を生成する、請求項1に記載の電力発生器。
  5. 位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する適応レートコントローラをさらに備える、請求項1に記載の電力発生器。
  6. 請求項1に記載の電力発生器を備えるシステムであって、
    適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、
    第2の制御信号に基づいて正弦信号と余弦信号とを生成するダイレクトデジタルシンセサイザと、
    前記正弦信号と前記電力信号のデジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の実数成分を生成する第1のミキサと、
    前記余弦信号と前記電力信号の前記デジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の虚数成分を生成する第2のミキサと、
    前記実数成分と、前記虚数成分と、前記電力生成器のための前記入力設定点と、前記電力信号を制御するために使用されるパラメータとに基づいて前記第2の制御信号を生成するサブシステムコントローラと
    を備える、システム。
  7. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成し、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項6に記載のシステム。
  8. 前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするスケーリング回路をさらに備え、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項6に記載のシステム。
  9. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複数の実数成分および虚数成分間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項6に記載のシステム。
  10. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成し、一対の前記実数成分および虚数成分と複素数値とを混合することによって複合値を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複合値と前記複数の実数成分および虚数成分との間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項6に記載のシステム。
  11. 電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点に基づいて、かつ、前記電力信号の測定された表現と前記電力信号のモデル化された表現との間の差に基づいて、フィードフォワード信号を生成するフィードフォワード回路と、
    前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の前記差に基づいてフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
    前記フィードフォワード信号と前記フィードバック信号とを組み合わせることによって制御信号を生成するコンバイナであって、前記制御信号が、前記電力発生器が非線形負荷に伝達される前記電力信号を生成することを可能にする、コンバイナと
    を備える適応コントローラ。
  12. 請求項11に記載の適応コントローラを備えるシステムであって、
    適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、前記入力設定点と、前記電力信号の前記測定された表現と、前記制御信号とに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を決定する、システム。
  13. 請求項11に記載の適応コントローラを備えるシステムであって、
    適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、前記入力設定点、前記電力信号の前記測定された表現、および前記制御信号のうちの少なくとも1つに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成し、前記適応コントローラが、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現に基づいて前記制御信号を生成する、システム。
  14. 請求項11に記載の適応コントローラを備えるシステムであって、
    適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する、システム。
  15. 請求項11に記載の適応コントローラを備えるシステムであって、
    電力増幅器をさらに備え、前記電力増幅器が、前記制御信号に従って前記電力信号を生成する、システム。
  16. 請求項11に記載の適応コントローラを備えるシステムであって、
    適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、
    第2の制御信号に基づいて正弦信号と余弦信号とを生成するダイレクトデジタルシンセサイザと、
    前記正弦信号と前記電力信号のデジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の実数成分を生成する第1のミキサと、
    前記余弦信号と前記電力信号の前記デジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の虚数成分を生成する第2のミキサと、
    前記実数成分と、前記虚数成分と、前記入力設定点と、前記電力信号を制御するために使用されるパラメータとに基づいて前記第2の制御信号を生成するサブシステムコントローラと
    を備える、システム。
  17. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成し、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項16に記載のシステム。
  18. 前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするスケーリング回路をさらに備え、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項16に記載のシステム。
  19. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複数の実数成分および虚数成分間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項16に記載のシステム。
  20. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成し、一対の前記実数成分および虚数成分と複素数値とを混合することによって複合値を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複合値と前記複数の実数成分および虚数成分との間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項16に記載のシステム。
  21. 制御信号に基づいて正弦信号と余弦信号とを生成するダイレクトデジタルシンセサイザと、
    前記正弦信号と電力発生器によって生成された電力信号のデジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の実数成分を生成する第1のミキサと、
    前記余弦信号と前記電力信号の前記デジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の虚数成分を生成する第2のミキサと、
    前記実数成分と、前記虚数成分と、前記電力発生器が前記電力信号を生成するための入力設定点と、前記電力信号を制御するために使用されるパラメータとに基づいて前記制御信号を生成するサブシステムコントローラと
    を備える適応レートコントローラ。
  22. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成し、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項21に記載の適応レートコントローラ。
  23. 請求項21に記載の適応レートコントローラを備えるシステムであって、
    前記電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするスケーリング回路をさらに備え、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、システム。
  24. 請求項21に記載の適応レートコントローラを備えるシステムであって、
    前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複数の実数成分および虚数成分間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、システム。
  25. 請求項21に記載の適応レートコントローラを備えるシステムであって、
    前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記システムが、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成し、一対の前記実数成分および虚数成分と複素数値とを混合することによって複合値を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複合値と前記複数の実数成分および虚数成分との間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、システム。
  26. 前記サブシステムコントローラが、位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、前記電力信号の測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する、請求項21に記載の適応レートコントローラ。
  27. 適応コントローラをさらに備え、前記適応コントローラが、
    入力設定点に基づいて、かつ、前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号のモデル化された表現との間の差に基づいて、フィードフォワード信号を生成するフィードフォワード回路と、
    前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の前記差に基づいてフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
    前記フィードフォワード信号と前記フィードバック信号とを組み合わせることによって第2の制御信号を生成するコンバイナであって、前記第2の制御信号が、前記電力発生器が非線形負荷に伝達される前記電力信号を生成することを可能にする、コンバイナと
    を備える、請求項24に記載のシステム。
  28. 前記制御信号に従って前記電力信号を生成する電力増幅器をさらに備える、請求項24に記載のシステム。
  29. 入力制御信号に従って、非線形負荷に伝達される電力信号を生成する電力増幅器と、
    前記入力制御信号を前記電力増幅器に伝達する電力コントローラと、
    前記電力コントローラの応答性を調整するために、前記電力コントローラに伝達される少なくとも1つの調整値を生成する適応コントローラであって、前記少なくとも1つの調整値が、フィードバック成分およびフィードフォワード成分のうちの1つを含む、適応コントローラと
    を備える電力発生器。
  30. 前記電力コントローラが、
    前記電力発生器が前記電力信号を生成するための入力設定点と、前記電力信号の測定された表現とを組み合わせることによって第1の信号を生成する第1のコンバイナと、
    前記第1の信号に基づいて第2の信号を生成する第1のコントローラと、
    前記第2の信号と前記フィードフォワード成分とを混合することによって第3の信号を生成するミキサと、
    前記第3の信号と前記フィードバック成分とを組み合わせることによって制御信号を生成する第2のコンバイナであって、前記電力発生器が前記制御信号に従って前記電力信号を生成する、第2のコンバイナと
    を備える、請求項29に記載の電力発生器。
  31. 前記適応コントローラが、前記電力信号の測定された表現と前記電力信号のモデル化された表現とに基づいて前記フィードフォワード成分と前記フィードバック成分とを生成する、請求項29に記載の電力発生器。
  32. 前記適応コントローラが、
    前記電力信号のモデル化された表現に基づいて、かつ、前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の差に基づいて、前記フィードフォワード成分を生成するフィードフォワード回路と、
    前記電力信号の前記測定された表現に基づいて、かつ、前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の差に基づいて、前記フィードバック成分を生成するフィードバック回路と
    を備える、請求項30に記載の電力発生器。
  33. 前記入力設定点、前記電力信号の前記測定された表現、および前記制御信号のうちの少なくとも1つに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する適応レートコントローラをさらに備え、前記適応コントローラが、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現に基づいて前記制御信号を生成する、請求項30に記載の電力発生器。
  34. 位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成する適応レートコントローラをさらに備える、請求項30に記載の電力発生器。
  35. 適応レートコントローラをさらに備え、前記適応レートコントローラが、
    第2の制御信号に基づいて正弦信号と余弦信号とを生成するダイレクトデジタルシンセサイザと、
    前記正弦信号と前記電力信号のデジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の実数成分を生成する第1のミキサと、
    前記余弦信号と前記電力信号の前記デジタル表現とを混合し、前記電力信号の前記デジタル表現の虚数成分を生成する第2のミキサと
    前記実数成分と、前記虚数成分と、前記入力設定点と、前記電力信号を制御するために使用されるパラメータとに基づいて前記第2の制御信号を生成するサブシステムコントローラと
    を備える、請求項32に記載の電力発生器。
  36. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成し、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項35に記載の電力発生器。
  37. 前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするスケーリング回路をさらに備え、前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現が、前記電力信号を制御するために使用される前記パラメータを生成するために使用される、請求項35に記載の電力発生器。
  38. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記電力発生器が、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複数の実数成分および虚数成分間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項35に記載の電力発生器。
  39. 前記サブシステムコントローラが、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力信号を生成し、
    前記電力発生器が、
    前記電力信号の前記デジタル表現を処理し、複数の実数成分および虚数成分を生成し、一対の前記実数成分および虚数成分と複素数値とを混合することによって複合値を生成するプロセッサと、
    前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするためのスケーリング係数を出力するために、前記出力信号に基づいて前記複合値と前記複数の実数成分および虚数成分との間で選択的に切り替える整流子と
    をさらに備える、請求項35に記載の電力発生器。
  40. 電力発生器が電力信号を生成するための入力設定点と、前記電力信号の測定された表現と、前記電力信号のモデル化された表現とに基づいて制御信号を生成するステップであって、前記制御信号がフィードバック成分とフィードフォワード成分とを含む、ステップと、
    前記制御信号に従って、非線形負荷に伝達される前記電力信号を生成するステップと
    を含む方法。
  41. 前記入力設定点と、前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の差とに基づいて前記フィードフォワード成分を生成するステップと、
    前記電力信号の前記測定された表現と前記電力信号の前記モデル化された表現との間の前記差に基づいて前記フィードバック成分を生成するステップと
    をさらに含む、請求項40に記載の方法。
  42. 前記入力設定点と、前記電力信号の前記測定された表現と、前記制御信号とに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を決定するステップをさらに含む、請求項40に記載の方法。
  43. 前記入力設定点、前記電力信号の前記測定された表現、および前記制御信号のうちの少なくとも1つに基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成するステップと、
    前記電力信号の適応的にスケーリングされた前記測定された表現に基づいて前記制御信号を生成するステップと
    をさらに含む、請求項40に記載の方法。
  44. 位相、周波数、または位相と周波数の両方のうちの少なくとも1つによる整流に基づいて、前記電力信号の前記測定された表現を適応的にスケーリングするように出力を生成するステップをさらに含む、請求項40に記載の方法。
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