JP2007028517A - Fm受信機及びfm受信方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】パルスカウント方式でFM検波を行う場合のFM復調出力におけるS/N比を改善する。
【解決手段】パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数とする。中間周波信号の周波数は、たとえば50〜80[kHz]の範囲内の周波数である。前記S/N比は、FM検波に供される中間周波信号(FM信号)の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定(TH)のパルス(出力Q)の電圧Aに基づいて算出されるS/N比である。
【選択図】図3
【解決手段】パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数とする。中間周波信号の周波数は、たとえば50〜80[kHz]の範囲内の周波数である。前記S/N比は、FM検波に供される中間周波信号(FM信号)の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定(TH)のパルス(出力Q)の電圧Aに基づいて算出されるS/N比である。
【選択図】図3
Description
本発明は、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機及びFM受信方法に関する。
図1は一般的なスーパヘテロダイン方式のFM受信機の構成を示すブロック図である。このFM受信機では、FM復調方式として、パルスカウント方式を採用している。アンテナからのRF信号はバンドパスフィルタ部1を通過し、低雑音増幅部2により増幅され、バンドパスフィルタ部3により不要な周波数部分が遮断され、ミキサ部5に入力される。ミキサ5は入力信号を局部発振部4の出力と混合して中間周波信号に変換する。
中間周波信号はバンドパスフィルタ部6を通過した後、リミッタ部7、FM検波部8、及びローパスフィルタ部9を経て復調される。すなわち、FM変調されている中間周波信号はリミッタ部7において振幅が一定の方形波に変換され、FM検波部8は、この方形波をトリガとした一定幅のパルスを有する信号を出力する。この出力に基づき、ローパスフィルタ9は周波数を電圧値に変換し、復調信号を出力する。復調信号はアンプ部10で増幅され、スピーカ部11において音波に変換される。
なお、狭帯域FM受信機では、中間周波数として、450[kHz]や10.7[MHz]が広く一般に使用されている。また、FM検波部8は単安定マルチバイブレータにより構成することができるが、そのような単安定マルチバイブレータの例としては、たとえば、特許文献1に記載されたものを挙げることができる。
FM検波の方式としては種々のものが知られているが、パルスカウント方式のものは、他の方式に比べ、FM復調出力電圧が小さいという欠点を有している。特に従来の狭帯域FM受信機の場合、FM検波にパルスカウント方式を用いると、FM復調出力におけるS/N比が実用的ではないという問題がある。
本発明の目的は、このような従来技術の問題点に鑑み、パルスカウント方式でFM検波を行う場合のFM復調出力におけるS/N比を改善することにある。
上記目的を達成するため、第1の発明に係るFM受信機は、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数が、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数であることを特徴とする。FM受信機としては、たとえば狭帯域FM受信機や広帯域FM受信機が該当する。30[dB]以上となるような周波数としては、たとえば、60[kHz]程度の周波数が該当する。
従来、中間周波数としては、450[kHz]や10.7[MHz]が用いられているが、これらの中間周波数によれば、パルスカウント方式によりFM検波を行うと、復調信号においてせいぜい20[dB]程度のS/N比しか得ることができなかった。これに対し本発明では、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数の中間周波信号を用いるようにしているので、復調信号におけるS/N比を30[dB]以上とすることができる。
第2の発明に係るFM受信機は、第1発明において、前記S/N比は、FM検波に供される中間周波信号の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧Aに基づいて算出されるS/N比であることを特徴とする。
第3の発明に係るFM受信機は、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数が、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Aに基づいて算出されるS/N比が所定値以上となるような周波数であることを特徴とする。
第4の発明に係るFM受信機は、第1〜第3発明において、前記中間周波信号の周波数は50〜80[kHz]の範囲内の周波数であることを特徴とする。
第5の発明に係るFM受信方法は、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とする。
第6の発明に係るFM受信方法は、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Aに基づいて算出されるS/N比が所定値以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とする。
本発明によれば、パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、復調信号におけるS/N比を、たとえば30[dB]以上とすることができる。
図1は本発明の一実施形態に係るスーパヘテロダイン方式のFM受信機の構成を示すブロック図である。図中の1はアンテナからのRF信号のうち、受信しようとする周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタ部、2はバンドパスフィルタ部1の出力を増幅する低雑音増幅部、3は低雑音増幅部2の出力のうち不要な周波数成分、特にイメージ周波数帯域を遮断するバンドパスフィルタ部、4は局部発振部、5はバンドパスフィルタ3が出力するRF信号を、局部発振部4の出力と混合して中間周波信号に変換するミキサ部、6はこの変換によって生じる多くの周波数成分の中から目的とする帯域の中間周波信号を抽出するバンドパスフィルタ部である。
7はバンドパスフィルタ部6の出力を、振幅が制限された方形波の信号に変換するリミッタ部、8はリミッタ部7の出力に基づき、等しい幅のパルスからなる信号を出力するFM検波部、9はFM検波部8の出力に基づきFM復調信号を出力するローパスフィルタ、10はFM復調信号を増幅するアンプ部、11はアンプ部10の出力を音波に変換するスピーカ部である。局部発振部4は、中間周波数が60[kHz]程度となるように、局部発振周波数が設定されている。そのような局部発振周波数で発振する水晶発振器を局部発振部4として用いるようにしてもよい。
図2は図1中のリミッタ部7〜LPF部9部分を示すブロック図である。この部分はパルスカウント方式によりFM検波を行う部分である。図中の21及び22はリミッタ部7を構成するデジタルIC(74HCU04:商品名)、23はFM検波部8を構成する単安定マルチバイブレータ(74HC123:商品名)である。IC21及び22は入力されるFM変調信号を振幅が一定の方形波に変換し、単安定マルチバイブレータ回路23の入力Bに供給する。単安定マルチバイブレータ回路23はこの方形波をトリガとした一定幅のパルスを有する出力Qを、ローパスフィルタ5に供給する。
図1の構成において、アンテナからのRF信号はバンドパスフィルタ部1により受信周波数以外の不要な成分が除去され、低雑音増幅部2で増幅され、さらにバンドパスフィルタ部3で不要な成分が除去され、ミキサ部5に入力される。ミキサ部5は入力信号を局部発振部4の出力と混合して60[kHz]程度の中間周波信号に変換する。中間周波信号はバンドパスフィルタ部6により不要な周波数成分が除去され、リミッタ部7により振幅が一定の方形波とされる。方形波は単安定マルチバイブレータ23に入力され、一定幅のパルス列からなる信号に変換される。
図3はこのときの単安定マルチバイブレータ23の入力B及び出力Qを示すタイミングチャートである。同図に示すように、単安定マルチバイブレータ23は、IC22からの方形波である入力Bの立上りをトリガとして、一定の幅TH及び振幅Aのパルス列からなる出力Qを生成する。一定時間のパルス幅THは単安定マルチバイブレータ23に接続されたコンデンサC1、抵抗R1及び単安定マルチバイブレータ23の関係で決まる。出力Qは積分回路として作用するローパスフィルタ部9を通過することにより、その周波数を電圧値に変換した復調信号とされる。このFM復調信号は、アンプ部10で増幅され、スピーカ部11において音波に変換される。
ここで、Voutは復調出力レベル(単位:Vrms)、Aはリミッタ部7が出力する方形波の電圧(単位:V)、THは単安定マルチバイブレータ23の出力Qがハイとなる期間(単位:sec)、Devは入力されるFM信号(入力B)における周波数偏移(単位:Hz)である。図3(a)ではこのFM周波数偏移のプラス側ピーク時におけるタイミングチャートが示されている。同図(b)では同偏移のマイナス側ピーク時におけるタイミングチャートが示されている。これらの図を参照し、上記数1式を導出する方法を示す。
FM信号の中心周波数をf0[Hz]、FM周波数偏移のプラス側ピークを+Dev[Hz]、マイナス側ピークを−Dev[Hz]、単安定マルチバイブレータ23の出力Qのハイレベル時の電圧をA[V]とすると、入力Bに印加される方形波におけるFM周波数偏移のプラス側ピーク時の周期T1及びマイナス側ピーク時の周期T2は次式によって示される。
本実施形態との比較のため、まず中間周波数が、狭帯域FM受信機で広く一般的に使用されている450[kHz]及び10.7[MHz]である場合について、復調出力電圧Voutを求めてみる。中間周波数が450[kHz]で、周波数偏移Devが±1.5[kHz]、方形波の電圧Aが3.0[Vp−p]の場合、出力Qがハイとなる期間THは、TH=1/(450[kHz]×2)=1.111[μsec]であるから、復調出力電圧Voutは、Vout=2×3.0×1.111e−3×1.5e3/(2×1.414213)=3.5[mVrms]となる。
また、中間周波数が10.7[MHz]で、周波数偏移Devが±1.5[kHz]、方形波の電圧Aが3.0[Vp−p]の場合、出力Qがハイとなる期間THは、TH=1/(10.7[MHz]×2)=46.72[nsec]であるから、復調出力電圧Voutは、Vout=2×3.0×46.72e−9×1.5e3/(2×1.4142)=0.15[mVrms]となる。
そうすると、一般的な小信号デバイスにおけるノイズフロアが0.5[mVrms]程度であるから、この値に対する上記計算結果としての復調出力電圧Voutの比に基づいて得られるS/N比(=20Log(Vout/ノイズフロア))はせいぜい20[dB]程度であり、低い値となっていることがわかる。つまり、従来の狭帯域FM受信機において一般的な中間周波数450[kHz]や10.7[MHz]を用い、パルスカウント方式によりFM検波を行う場合、FM復調出力におけるS/N比として実用的な値を得ることはできない。
これに対し、本実施形態の場合は、中間周波数を60[kHz]程度にまで低くしているので、中間周波数を70[kHz]とすれば、周波数偏移Devが±1.5[kHz]で、方形波の電圧Aが3.0[Vp−p]の場合、出力Qがハイとなる期間THは、TH=1/(70[kHz]×2)=8.333[μsec]であるから、復調出力電圧Voutは、Vout=2×3.0×8.333e−6×1.5e3/(2×1.414213)=26.5[mVrms]となる。
一般的な小信号デバイスのノイズフロアが0.5[mVrms]程度であるから、この値に対する上記本実施形態の場合の計算結果の比に基づいて得られるS/N比は、34.4[dB]となる。したがって、従来の一般的な中間周波数450[kHz]や10.7[MHz]の場合の復調出力におけるS/N比に比べ、かなり改善されていることがわかる。
以上のように本実施形態によれば、中間周波数を60[kHz]程度まで低くするようにしたため、パルスカウント方式の欠点であった復調出力におけるS/N比を大幅に改善し、狭帯域FM受信機において、パルスカウント方式によるFM復調技術を実用領域に到達させることができる。
なお、本発明は上述実施形態に限定されることなく、適宜変形して実施することができる。たとえば、上述においては狭帯域FM受信機について本発明を適用した場合について述べたが、これに限らず、狭帯域FM無線機や、周波数検波を利用するデジタル受信機、無線機等に対しても本発明を適用することができる。また、狭帯域FM信号を受信する場合に限らず、占有周波数帯域幅の広いFM信号の受信に際しても、復調出力におけるS/N比の向上が必要な場合に本発明は有効である。
また、上述においては中間周波数を60[kHz]程度としているが、これに限らず、他の周波数であってもよい。たとえば、復調出力におけるS/N比として30[dB]程度以上が必要であるとすれば、たとえば中間周波数を80[kHz]以下とすればよい。中間周波数を低くするほどS/N比は良くなるが、あまり低くすると、目的とする受信周波数に対しイメージ妨害周波数が近くなり、その影響を排除し難くなるので、下限は40[kHz]程度が限度であり、50[kHz]程度とするのが好ましい。
1:バンドパスフィルタ部、2:低雑音増幅部、3:バンドパスフィルタ部、4:局部発振部、5:ミキサ部、6:バンドパスフィルタ部、7:リミッタ部、8:FM検波部、9:ローパスフィルタ部、10:アンプ部、11:スピーカ部、21:デジタルIC、22:デジタルIC、23:単安定マルチバイブレータ。
Claims (6)
- パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数が、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数であることを特徴とするFM受信機。
- 前記S/N比は、FM検波に供される中間周波信号の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧Aに基づいて算出されるS/N比であることを特徴とする請求項1に記載のFM受信機。
- パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数が、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Aに基づいて算出されるS/N比が所定値以上となるような周波数であることを特徴とするFM受信機。
- 前記中間周波信号の周波数は50〜80[kHz]の範囲内の周波数であることを特徴とする請求項1〜3に記載のFM受信機。
- パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるS/N比が30[dB]以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とするFM受信方法。
- パルスカウント方式によりFM検波を行うスーパヘテロダイン方式のFM受信機において、FM検波に供される中間周波信号の周波数を、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Dev、及び、FM検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Aに基づいて算出されるS/N比が所定値以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とするFM受信方法。
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JPH0818468A (ja) * | 1994-06-29 | 1996-01-19 | Icom Inc | Fm受信機のノイズ抑圧回路 |
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2005
- 2005-07-21 JP JP2005211450A patent/JP2007028517A/ja active Pending
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