JP2007020375A

JP2007020375A - インバータ装置の制御方法

Info

Publication number: JP2007020375A
Application number: JP2005201811A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Yanagihara; 康宏柳原; Minoru Arimitsu; 有満　　稔
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2005-07-11
Filing date: 2005-07-11
Publication date: 2007-01-25
Anticipated expiration: 2025-07-11
Also published as: JP4640004B2

Abstract

【課題】内外に２つのロータを備えた複軸多層構造のモータの矩形波による複合駆動を可能にするインバータ装置の制御方法を提供する。
【解決手段】少なくとも一方のロータがＰＷＭ制御による電流波形が生成できない高速回転領域で運転される場合、２つロータを駆動するための基本波を含んだ不等ピッチのパルスを生成し、インバータ装置２１に指令することにより２つのロータを駆動する。複合パルス生成手段１５において、一方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する三角波と、他方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波とを比較することにより不等ピッチのパルスを生成する。
【選択図】図５

Description

本発明は、ステータと、ステータの内外に同軸に設けたインナーロータとアウターロータと、を備えた回転電機を駆動するための、２つの異なる波形を複合した複合電流を生成するインバータ装置の制御方法に関するものである。

従来のワンロータタイプのＰＭモータでは中高速回転領域では、モータの端子に発生する誘起電圧によりインバータに印加する直流電圧が不足し、高トルクは望めない。現在では昇圧コンバータを利用してインバータの駆動電圧そのものを増加すると共に、過変調領域を適用したＰＷＭ駆動や矩形波駆動などの制御を用いて電源電圧の利用率を向上させる方法が一般的である。図１にモータの動作領域と制御方法の概念図を示す。
江間敏、高橋勲共著「パワーエレクトロニクス」コロナ社（Ｐ．１１７〜１１８）

ワンロータタイプのモータの矩形波駆動では、インバータの出力電圧波形は、図２（ａ）に示すように、等ピッチのパルスとなるため、ロータの回転数に応じてインバータのスイッチをオン、オフして制御することが可能である。しかし、内外に２つのロータを備えたモータの場合は、両ロータを駆動するために２つの正弦波を重畳した複合電圧波形をインバータに指令する必要があり、インバータの出力電圧波形は、図２（ｂ）に示すように、２つの正弦波の振幅、周波数、位相によってピッチが変化する不等ピッチのパルスとなる。そこで、矩形波による複合駆動を行うためには状況に応じて不等ピッチのパルスを生成する必要がある。つまり、従来の矩形波駆動の制御方法は、２つのロータを備えたモータの矩形波による複合駆動に応用することが不可能であるという問題があった。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、内外に２つのロータを備えたモータの矩形波による複合駆動を可能にするインバータ装置の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、第1の発明は、内外に２つのロータを備えた回転電機を駆動するための、２つの異なる波形を複合した電流を生成するインバータ装置の制御方法において、少なくとも一方のロータがＰＷＭ制御による電流波形が生成できない高速回転領域で運転される場合、前記２つロータを駆動するための基本波を含んだ不等ピッチのパルスを生成し、インバータ装置に指令することにより２つのロータを駆動することを特徴とする。

第２の発明は、第1の発明において、前記不等ピッチのパルスを、一方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波と、他方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波とを比較することにより生成することを特徴とする。

第３の発明は、第２の発明において、前記一方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波を三角波とすることを特徴とする。

第４の発明は、第３の発明において、前記三角波の振幅が常に１で固定されていることを特徴とする。

第５の発明は、第３または４の発明において、前記一方のロータおよび他方のロータを駆動するための基本波の周波数と振幅に応じて前記三角波と信号波を入れ替えることができることを特徴とする。

第６の発明は、第３〜５のいずれかの発明において、インバータ装置の各相に指令する電圧指令値を生成するために前記三角波と比較する前記信号波の位相に、各相に定められている位相差を持たすことを特徴とする。

第７の発明は、第１〜６のいずれかの発明において、ロータ位置信号との位相を変化させることにより回転電機のｄｑ軸電流値を操作することができることを特徴とする。

第１の発明によれば、内外に２つのロータを備えた複軸多層構造のモータの矩形波による複合駆動が可能となる。また、矩形波による駆動が可能となるので、電源電圧の利用率を向上させることができる。さらに、どちらか一方のロータがＰＷＭ駆動による制御が不可能な高速回転領域についても指令値生成が可能となるため、モータの動作領域を広げることができる。

第２の発明によれば、２つのロータを駆動するための駆動周波数を基本波成分とする不等ピッチのパルスをモータコントローラロジックの追加のみによって容易に生成可能である。

第３の発明によれば、信号波の入力振幅と不等ピッチのパルスの信号波周波数の基本波振幅を任意に求めることができる。

第４の発明によれば、信号波の入力振幅と不等ピッチのパルスの信号波周波数の基本波振幅を等しくすることができる。

第５の発明によれば、２つのロータの内どちらが高速回転しても対応可能である。

ステータの各相に給電する複合電流はそれぞれ異なる位相により生成しなければらず、第６の発明によれば、容易に各相に指令するための不等パルスを生成することができる。

第７の発明によれば、モータのｄｑ軸電流を制御することが可能である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図３は、インバータ装置の駆動対象となる同軸モータの一例としての複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットの全体図である。図３において、Ｅはエンジン、Ｍは複軸多層モータ、Ｇはラビニョウ型複合遊星歯車列、Ｄは駆動出力機構、１はモータカバー、２はモータケース、３はギヤハウジング、４はフロントカバーである。

前記エンジンＥは、ハイブリッド駆動ユニットの主動力源であり、エンジン出力軸５とラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２リングギヤＲ２とは、回転変動吸収ダンパー６および多板クラッチ７を介して連結されている。

前記複軸多層モータＭは、外観的には１つのモータであるが２つのモータジェネレータ機能を有する副動力源である。この複軸多層モータＭは、前記モータケース２に固定され、コイルを巻いた固定電機子としてのステータＳと、前記ステータＳの内側に配置し、永久磁石を埋設したインナーロータＩＲと、前記ステータＳの外側に配置し、永久磁石を埋設したアウターロータＯＲと、を同軸上に三層配置することで構成されている。前記インナーロータＩＲに固定の第１モータ中空軸８は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第１サンギヤＳ１に連結され、前記アウターロータＯＲに固定の第２モータ軸９は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２サンギヤＳ２に連結されている。

前記ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、二つのモータ回転数を制御することにより無段階に変速比を変える無段変速機能を有する遊星歯車機構である。このラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、互いに噛み合う第１ピニオンＰ１と第２ピニオンＰ２を支持する共通キャリヤＣと、第１ピニオンＰ１に噛み合う第１サンギヤＳ１と、第２ピニオンＰ２に噛み合う第２サンギヤＳ２と、第１ピニオンＰ１に噛み合う第１リングギヤＲ１と、第２ピニオンＰ２に噛み合う第２リングギヤＲ２との５つの回転要素を有して構成されている。前記第１リングギヤＲ１とギヤハウジング３との間には多板ブレーキ１０が介装されている。前記共通キャリヤＣには、出力ギヤ１１が連結されている。

前記駆動出力機構Ｄは、出力ギヤ１１と、第１カウンターギヤ１２と、第２カウンターギヤ１３と、ドライブギヤ１４と、ディファレンシャル１５と、ドライブシャフト１６，１６により構成されている。そして、出力ギヤ１１からの出力回転および出力トルクは、第１カウンターギヤ１２→第２カウンターギヤ１３→ドライブギヤ１４→ディファレンシャル１５を経過し、ドライブシャフト１６，１６から図外の駆動輪へ伝達される。

すなわち、ハイブリッド駆動ユニットは、前記第２リングギヤＲ２とエンジン出力軸５を連結し、前記第１サンギヤＳ１と第１モータ中空軸８とを連結し、前記第２サンギヤＳ２と第２モータ軸９とを連結し、前記共通キャリヤＣに出力ギヤ１１を連結することにより構成されている。

本発明は、上述した内外に２つのロータを備えた複軸多層構造のモータに対し、矩形波による複合駆動を可能にするインバータ装置の制御方法である。本発明は、ＰＷＭ制御における三角波比較により生成されるパルスが信号波と三角波の基本波成分を持つことに着目してなされたものである。三角波の入力振幅を１として信号波と三角波比較を行い、三角波比較によって得られた不等ピッチのパルスを、フーリエ級数に展開して、入力した２つの波形の周波数成分に分解し、出力基本波振幅を得ると、その関係は、例えば表１のようになる。

この表１から分かるように、信号波のスペクトルの出力基本波振幅は、振幅が１より小さい範囲では、入力振幅とほぼ同じであるという性質がある。また、図４は、表１の信号波基本波振幅と三角波基本波振幅との関係をグラフに表したものである。つまり、信号波と三角波の振幅を１として三角波比較を行った場合、信号波の出力基本波振幅が１のとき三角波の出力基本波振幅が約０．６となる。図４の関係を利用して入出力の振幅を操作することができる。三角比較に関しては、非特許文献１に記載されている。

以下、本発明のインバータ装置の制御方法について詳細に説明する。図５は、内外に２つのロータを備えた回転電機を駆動するための、２つの異なる波形を複合した電流を生成するインバータ装置を制御するインバータ制御方法の一例を示すブロック図である。実施の形態として、インナーロータを６相の電流で駆動し、アウターロータを３相の電流で駆動するモータの例について説明する。

三角波決定手段２１は、モータ３３のインナーロータの回転数目標値とアウターロータの回転数目標値に応じてインナーロータとアウターロータのどちらを三角波とし、どちらを信号波とするかを決定する。

また、振幅決定手段２２は、三角波と信号波の電圧振幅を決定する。三角波と信号波の振幅は、図４に示す関係を利用して決定する。この際、前述したように、三角波の振幅を１で固定しておいもよい。また、振幅を決定する際には、ｄｑ軸→６φ変換手段２３、ｄｑ軸→３φ変換手段２４で得られた相電流目標値を使用する。ｄｑ軸→６φ変換手段２３およびｄｑ軸→３φ変換手段２４は、各ロータのｄｑ軸電流目標値を各ロータの実際の位置情報に基づいて相電流値に変換してインナー相電流目標値およびアウター相電流目標値を得る。

複合パルス生成手段２５は、振幅決定手段２２において振幅が決定した信号波と三角波に基づいて三角波比較により複合パルスを生成する。ただし、この際に、ｄｑ軸電流目標値に対する実際のｄｑ軸電流値の位相ずれを位相演算手段２６で演算し、両ロータの誘起電圧波形に対する位相差を補正するフィードバック系を構成し、インバータ装置の各相に指令する電圧指令値を生成するために三角波と比較する信号波の位相に、各相に定められている位相差を持たせている。実際のｄｑ軸電流値は、電流センサ３２によって検出した相電流値を相電流分離手段２７でインナーロータ分とアウターロータ分に分離し、６φ→ｄｑ軸変換手段２８、３φ→ｄｑ軸変換手段２９において、それぞれの相電流値を各ロータの位置情報に基づいてｄｑ軸電流値に変換して得られる。したがって、インバータ制御装置は、ロータ位置信号との位相を変化させることによりモータのｄｑ軸電流値を操作することができる。

パルス生成手段３０は、複合パルス生成手段２５で生成されたパルスからインバータ装置３１のＰ側とＮ側を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ装置３１を駆動する。

図６は、インバータ装置を制御するインバータ制御装置の制御フローチャートである。最初に、三角波決定手段２１において、モータ３３のインナーロータとアウターロータの回転数目標値に応じてインナーロータとアウターロータのどちらに三角波を印加し、どちらに信号波を印加するかを決定する（ステップ１０１）。次に、振幅決定手段２２において、図４に示す関係を利用し、さらにｄｑ軸→６φ変換手段２３、ｄｑ軸→３φ変換手段２４からのインナー相電流目標値およびアウター相電流目標値に応じて三角波と信号波の振幅を決定する（ステップ１０２）。

次に、振幅決定手段２２の決定の結果に基づき、複合パルス生成手段２５において、三角波比較により複合パルスを生成する（ステップ１０３）。その際に、インナーロータの誘起電圧波形との位相差およびアウターロータの誘起電圧波形との位相差を補正する。次に、パルス生成手段３０において、複合パルス生成手段２５で生成されたパルスからインバータ装置３１のＰ側とＮ側を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ装置３１を駆動する（ステップ１０４）。

図７は、複合パルス生成手段２５のブロック図である。複合パルス生成手段は、信号波をコンパレータの反転端子に入力し、三角波をコンパレータの非反転端子に入力し、三角波比較を行って複合パルスを生成する。

信号波である正弦波とキャリアである三角波はそれぞれ周波数、振幅、位相の情報を持っている。これに対して三角波比較して得られた複合パルスは、複合パルスをフーリエ級数に展開した際に、入力した２つの波形と等しい周波数、振幅、位相の情報を保持していなければこのインバータ装置の制御は成立しない。以上を計算により確認した。図８は、計算により求めた、信号波の周波数に対する信号波と三角波の出力基本波振幅を示す図である。また、図９は、信号波の周波数に対する信号波と三角波の入力初期位相と出力初期位相の差を示す図である。計算条件を表２に示す。

図８よりインナーとアウターの周波数が等しい５００Ｈｚをはじめ、アウターの周波数が２００Ｈｚ、４００Ｈｚ、６００Ｈｚ、８００Ｈｚについて振幅の変化が見られる。これはある次数の高潮波が基本波と重なってしまうためであると考えられ、対策として周波数を２００Ｈｚ、４００Ｈｚ、６００Ｈｚ、８００Ｈｚから数Ｈｚずらすか、入力信号の振幅を操作するなどが考えられる。図９の位相に関しても同様の理由で位相が変化してしまう周波数が存在する。

なお、上述した実施の形態では、三角波と信号波とを比較して不等ピッチのパルスを生成したが、図4に示すように、一方の出力基本波振幅と他方の出力基本波振幅との関係が明らかであれば、他の信号波同士を比較して不等ピッチのパルスを生成することも可能である。例えば、正弦波同士を比較して不等ピッチのパルスを生成することも可能である。

モータの動作領域と制御方法を示す図である。インバータの出力電圧波形の例を示す図である。インバータ装置の駆動対象となる複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットの全体図である。信号波の出力基本波振幅に対する三角波の出力基本波振幅を示す図である。本発明のインバータ装置の制御方法に係るインバータ制御装置のブロック図である。本発明のインバータ装置の制御方法を説明する制御フローチャートである。複合パルス生成手段のブロック図である。信号波の周波数に対する出力基本波振幅を示す図である。信号波の周波数に対する入力初期位相と出力初期位相の差を示す図である。

符号の説明

２１三角波決定手段
２２振幅決定手段
２３ｄｑ軸→６φ変換手段
２４ｄｑ軸→３φ変換手段
２５複合パルス生成手段
２６位相演算手段
２７相電流分離手段
２８６φ→ｄｑ軸変換手段
２９３φ→ｄｑ軸変換手段
３０パルス生成手段
３１インバータ装置
３２電流センサ
３３モータ

Claims

内外に２つのロータを備えた回転電機を駆動するための、２つの異なる波形を複合した電流を生成するインバータ装置の制御方法において、少なくとも一方のロータがＰＷＭ制御による電流波形が生成できない高速回転領域で運転される場合、前記２つロータを駆動するための基本波を含んだ不等ピッチのパルスを生成し、インバータ装置に指令することにより２つのロータを駆動することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
前記不等ピッチのパルスを、一方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波と、他方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波とを比較することにより生成することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置の制御方法。
前記一方のロータを駆動するための基本波の周波数を有する信号波を三角波とすることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置の制御方法。
前記三角波の振幅が常に１で固定されていることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置の制御方法。
前記一方のロータおよび他方のロータを駆動するための基本波の周波数と振幅に応じて前記三角波と信号波を入れ替えることができることを特徴とする請求項３または４に記載のインバータ装置の制御方法。
インバータ装置の各相に指令する電圧指令値を生成するために前記三角波と比較する前記信号波の位相に、各相に定められている位相差を持たすことを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載のインバータ装置の制御方法。
ロータ位置信号との位相を変化させることにより回転電機のｄｑ軸電流値を操作することができることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のインバータ装置の制御方法。