JP2007014108A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電力ロスの低減を図った電源装置を提供する。
【解決手段】 電源装置１００−１は、複数の負荷であるＢＣＲに対して電圧を供給するものであり、１つの高圧コンバータ１０１と、複数のＢＣＲ毎に設けられ、高圧コンバータ１０１の出力に接続され、該高圧コンバータ１０１の出力電圧を、所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する負荷に供給する直流電圧発生回路と、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に応じて、高圧コンバータ１０１の出力電圧の電圧値を制御する出力切換判定回路１２２及びスイッチ１２４とを有する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、複数の負荷に対して電圧を供給する電源装置に関する。

プリンターや複写機の高圧電源は、カラー機の高速化に伴い、いわゆる４タンデム構成がとられることが多く、高圧出力数が多くなってきている。高圧出力数が多くなるとコンバータ数が増えて、装置の大型化を招くとともに、コストの増加をもたらす。これに対して、帯電ロール（ＢＣＲ）のバイアス出力や現像器のバイアス出力等のＤＣバイアス出力を、１つの高圧コンバータから降圧して派生させ、複数の高圧出力を供給させる方式により、コンバータ数を出力数分用意せずに１つに削減することで、装置の小型化やコストの低減を図ることが行われている。ＤＣの高圧コンバータから降圧させる方式は、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。また、ＡＣの高圧コンバータから整流し降圧させる方式は、例えば、特許文献３や特許文献４に記載されている。

図１は、１つのＤＣの高圧コンバータから降圧してＢＣＲのＹ（イエロー）色、Ｍ（マゼンタ）色、Ｃ（シアン）色及びＫ（ブラック）の各色に対応するＤＣバイアス出力を派生させる方式を採用した高圧電源装置の構成を示す図である。図１に示す高圧電源装置６００において、高圧コンバータ６０１は、１つのコンバータであり、昇圧トランス／整流回路６１６と、この昇圧トランス／整流回路６１６を駆動する駆動制御回路６１４と、高圧コンバータ６０１の出力電圧Ｖａを検出する出力電圧検出回路６１２と、その検出値をフィードバックして駆動制御回路６１４を制御する、抵抗６０５、トランジスタ６０６、直流電源６０８及びＯＰアンプ６１０を内蔵する定電圧制御回路６０４とを有する。

ＢＣＲ−ＹのＤＣバイアス出力は、高圧コンバータ６０１の出力から抵抗Ｒｙにより分岐され、可変インピーダンスＱｙやＢＣＲのインピーダンスに流れる高圧コンバータ６０１の供給電流Ｉｂｙによって電圧ドロップＩｂｙ×Ｒｙが発生することにより、電圧Ｖａから降圧されて、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂｙとなる。このＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂｙは、ＭＣＵ （マシンコントロールユニット）６６０からのＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号の指示によって、定電圧制御回路６５０−１が可変インピーダンスＱｙのインピーダンスを変更して電流Ｉｂｙを調整することにより、可変制御される。また、ＤＣバイアス出力Ｖｂｙは、ＡＣ高圧電源６５２−１によりＡＣ電圧が重畳されて、ＡＣ＋ＤＣの高圧として、ＢＣＲに供給される。

ＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ、ＢＣＲ−ＫのＤＣバイアス出力についても同様である。また、ＯＮ／ＯＦＦ判定回路６０２は、ＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｍｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｃｄｃリモート信号、及びＢＣＲ−Ｋｄｃリモート信号の一つでもオン信号が入力されれば、高圧コンバータ６０１がオンして、電圧Ｖａを供給することができるように、各リモート信号の信号線を接続して、ＯＮ／ＯＦＦ判定を行っている。

図２は、高圧電源装置６００におけるＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂと高圧コンバータ６０１の供給電流Ｉｂとの対応関係を示す図である。なお、Ｙ、Ｍ、Ｃ、Ｋの各色について同様である。図２における塗りつぶし部分は、ＢＣＲ出力に必要な動作範囲で、定電圧出力Ｖｂの可変範囲は最大−１０００ＶからＯＦＦの０Ｖであり、電流Ｉｂは、ＢＣＲへの出力電流と内部で消費される電流（出力電圧Ｖａのバラツキ等を含めて可変インピーダンスＱｙで制御される電流等）とを加えたものである。

高圧電源装置６００では、上述したように、抵抗Ｒｙによる降圧で出力が決まるため、出力特性はＶｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×Ｒｙとなる。図２に示す出力特性の直線は、必要な動作範囲（塗りつぶし部分）を満たし、立上り時間等の特性を考慮して、Ｒｙ＝４ＭΩ、Ｖａ＝−１８４０Ｖに設定された場合を示している。ＤＣバイアス出力として可変範囲の最大電圧−１０００Ｖが出力される場合は、この出力特性に基づいて可変インピーダンスＱｙが調整されてＩｂｙ＝−２１０μＡに制御されるようにすることで、Ｖｂｙ＝−１８４０Ｖ−（−２１０μＡ）×４ＭΩ＝−１０００Ｖとなり実現される。また、ＤＣバイアス出力として通常使用する定格値−７００Ｖが出力される場合には、同様にしてＩｂｙ＝−２８５μＡに制御されるようにすることで、Ｖｂｙ＝−１８４０Ｖ−（−２８５μＡ）×４ＭΩ＝−７００Ｖとなり実現される。
特開２０００−３３３４５８号公報 特開２００１−１０９２８２号公報 特開平１０−２９５０８６号公報 特開平１１−１６７２４１号公報

しかし、１つの高圧コンバータから降圧して派生させる方式では、降圧部分において高圧コンバータの出力と供給先への高圧出力との間に電圧差分が発生し、電力ロスとなる。例えば、上述した高圧電源装置６００では、定格値−７００Ｖの出力となる場合、抵抗Ｒｙにおいて、Ｖａ＝−１８４０ＶとＶｂｙ＝−７００Ｖとの電圧差分−１１４０Ｖに対応する電力ロスが発生する。更に、定格値−７００Ｖでは、必要な動作範囲（塗りつぶし部分）の−１８０μＡに対して、抵抗Ｒｙによる出力特性ではＩｂｙ＝２８５μＡとなるため、高圧コンバータ６０１が供給する電流Ｉｂｙも大きくなり電力ロスが増える。これはＹ、Ｍ、Ｃ、Ｋの各色の出力とも同様である。

また、４タンデム構成で派生させる出力が４出力や８出力等の多数になると、電力ロスも出力数分増大することになるため、省エネルギーのための各部品の使用電力制約に対して電力ロスが問題となる。

本発明は、前述したような従来の問題を解決するためになされたもので、電力ロスの低減を図った電源装置を提供するものである。

本発明は、複数の負荷に対して電圧を供給する電源装置であって、１つのコンバータと、前記複数の負荷毎に設けられ、前記コンバータの出力に接続され、該コンバータの出力電圧を所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給する直流電圧発生回路と、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧と前記コンバータの出力電圧との電圧差を小さくする制御を行う制御手段とを有する。

この構成により、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧とコンバータの出力電圧との電圧差を小さくして、電力ロスを低減することが可能となる。

また、本発明の電源装置は、前記コンバータが直流コンバータであり、前記直流電圧発生回路は、前記直流コンバータの出力電圧を、所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給し、前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記直流コンバータの出力電圧を制御する。

この構成により、直流コンバータの出力電圧の電圧値を、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に応じてできるだけ小さくすることができ、電力ロスを低減することが可能となる。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記直流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換える。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記直流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記直流コンバータの出力電圧の電圧値とする。

また、本発明の電源装置は、前記コンバータが交流コンバータであり、前記直流電圧発生回路は、前記交流コンバータの出力電圧を、整流して所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給し、前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記交流コンバータの出力電圧を制御する。

この構成により、交流コンバータの出力電圧の電圧値を、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に応じて適切に設定することができ、電力ロスを低減することが可能となる。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記交流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換える。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の電圧値とする。

また、本発明は、複数の負荷に対して電圧を供給する電源装置であって、１つの交流コンバータと、前記複数の負荷毎に設けられ、前記交流コンバータの出力に接続され、該交流コンバータの出力電圧を、整流して所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給する直流電圧発生回路と、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する周波数に、前記交流コンバータの出力電圧の周波数を制御する制御手段とを有する。

この構成により、交流コンバータの出力電圧の周波数を、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に応じて適切に設定することができ、電力ロスを低減することが可能となる。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記交流コンバータの出力電圧の周波数を切り換える。

同様の観点から本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータの出力電圧の周波数を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の周波数とする。

また、本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記交流コンバータの出力電圧を制御する。

また、本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記交流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換える。

また、本発明の電源装置は、前記制御手段が、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の電圧値とする。

本発明によれば、複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に応じて直流コンバータの出力電圧の電圧値や交流コンバータの出力電圧の周波数及び出力電圧が制御され、電力ロスの低減を図ることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態の電源システムについて、図面を用いて説明する。なお、以下においては、数値の大小は絶対値により表されるものとし、例えば、−１００と−２００とでは−２００の方が大きいとする。
（第１実施例）
図３は、第１の高圧電源装置の構成を示すブロック図である。図３に示す高圧電源装置１００−１は、コピー機等の画像形成装置内に構成される、Ｙ、Ｍ、Ｃ、Ｋの各色に対応する図示しない負荷としてのＢＣＲ（ＢＣＲ−Ｙ、ＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ、ＢＣＲ−Ｋ）に対応する直流電圧発生回路を有し、これらＢＣＲに対して、直流電圧に交流電圧を重畳して供給するものである。

この高圧電源装置１００−１は、高圧コンバータ１０１と、ＢＣＲ−Ｙに対応する直流電圧発生回路を構成する抵抗Ｒｙ、定電圧制御回路１５０−１、可変インピーダンスＱｙ及びＡＣ高圧電源１５２−１と、ＢＣＲ−Ｍに対応する直流電圧発生回路を構成する抵抗Ｒｍ、定電圧制御回路１５０−２、可変インピーダンスＱｍ及びＡＣ高圧電源１５２−２と、ＢＣＲ−Ｃに対応する直流電圧発生回路を構成する抵抗Ｒｃ、定電圧制御回路１５０−３、可変インピーダンスＱｃ及びＡＣ高圧電源１５２−３と、ＢＣＲ−Ｋに対応する直流電圧発生回路を構成する抵抗Ｒｋ、定電圧制御回路１５０−４、可変インピーダンスＱｋ及びＡＣ高圧電源１５２−４と、マシンコントロールユニット（ＭＣＵ）１６０とにより構成される。これらのうち、高圧コンバータ１０１は、１つのコンバータであり、昇圧トランス／整流回路１１６と、この昇圧トランス／整流回路１１６を駆動する駆動制御回路１１４と、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを検出する出力電圧検出回路１１２と、その検出値をフィードバックし基準電圧と比較して出力電圧Ｖａが一定になるように駆動制御回路１１４を制御する、定電圧制御回路１０４とを有する。更に、これらのうち、定電圧制御回路１０４は、基準電圧側を０Ｖにする抵抗１０５とトランジスタ１０６、基準電圧として供給する電圧の異なる直流電源１０８及び１２６、基準電圧を切換えるスイッチ１２４、比較制御するＯＰアンプ１１０により構成される。

高圧コンバータ１０１内のＯＮ／ＯＦＦ判定回路１０２は、入力側がＭＣＵ１６０からのＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｍｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｃｄｃリモート信号、及びＢＣＲ−Ｋｄｃリモート信号の信号線に接続され、出力側が定電圧制御回路１０４のトランジスタ１０６のベースに接続されている。このＯＮ／ＯＦＦ判定回路１０２は、ＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｍｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｃｄｃリモート信号、及びＢＣＲ−Ｋｄｃリモート信号の一つでもオン信号が入力されれば、トランジスタ１０６をオフにして基準電圧側に、直流電源１０８及び１２６のうちスイッチ１２４が接続された側からの電圧（基準電圧）を供給する。ＯＰアンプ１１０は出力電圧Ｖａの検出値が基準電圧と同じになるように、駆動制御回路１１４を制御して昇圧トランス／整流回路１１６で昇圧及び整流が行われて高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとなる。高圧コンバータ１０１の動作の詳細については後述する。

高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、分岐されてＢＣＲ−Ｙ、ＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ、ＢＣＲ−Ｋに供給される。具体的には、ＢＣＲ−ＹのＤＣバイアス出力は、高圧コンバータ１０１の出力から抵抗Ｒｙにより分岐され、可変インピーダンスＱｙやＢＣＲのインピーダンスに流れる高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂｙによって電圧ドロップＩｂｙ×Ｒｙが発生することにより、電圧Ｖａから降圧されて、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂｙとなる。このＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂｙは、定電圧制御回路１５０−１がＭＣＵ １６０からのＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号によって指示される、ＢＣＲ−Ｙに供給すべき電圧値に応じて、可変インピーダンスＱｙのインピーダンスを変更して電流Ｉｂｙを調整することにより、可変制御される。更に、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂｙは、ＡＣ高圧電源１５２−１によりＡＣ電圧が重畳されて、ＡＣ＋ＤＣの高圧として、ＢＣＲ−Ｙに供給される。ＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ、ＢＣＲ−ＫのＤＣバイアス出力についても同様である。

以下、高圧電源装置１００−１における高圧コンバータ１０１の動作の詳細を説明する。高圧コンバータ１０１内の定電圧制御回路１０４において、定電圧制御回路１０４内のスイッチ１２４は、出力切換判定回路１２２の指示により、直流電源１０８及び１２６のいずれかと接続される。これにより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが切り換わる。出力切換判定回路１２２は、入力側がＭＣＵ１６０からのＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｍｄｃリモート信号、ＢＣＲ−Ｃｄｃリモート信号、及び、ＢＣＲ−Ｋｄｃリモート信号の信号線に接続され、これらリモート信号によって指示される各ＢＣＲに供給すべき電圧値のうちの最大値を認識し、その最大値が予め設定された切換基準値を超える場合には、スイッチ１２４に対して、直流電源１０８及び１２６の基準電圧が大きい側を接続するように指示する。スイッチ１２４がこの指示に応じて切り換えを行うことにより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは大きくなる。一方、出力切換判定回路１２２は、リモート信号によって指示される各ＢＣＲに供給すべき電圧値のうちの最大値が切換基準値を超えない場合には、スイッチ１２４に対して、直流電源１０８及び１２６の基準電圧が小さい側を接続するように指示する。スイッチ１２４がこの指示に応じて切り換えを行うことにより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは小さくなる。

例えば、ＤＣバイアス出力が通常使用する定格値−７００Ｖであり、この定格値に対して電力ロスを低減するために、切換基準値が−７５０Ｖに設定された場合を考える。図４に示すＢＣＲ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）により、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ＝−７５０Ｖの時は、ＤＣバイアス出力の電流Ｉｂ＝−１８５μＡとなる。出力特性Ｖｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×Ｒｙより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ＝Ｖｂｙ＋Ｉｂｙ×Ｒｙ＝−７５０Ｖ＋（−１８５μＡ）×４ＭΩ＝−１４９０Ｖとなる。従って、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１４９０Ｖ以上に設定されれば、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂが−７５０Ｖまでは供給できる。

図４に示す出力特性の直線は、Ｒｙ＝４ＭΩ、Ｖａ＝−１４９０Ｖと設定した場合を示している。この出力特性の直線に示されるように、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂが−７５０Ｖ以下であれば、電流Ｉｂの調整によりＢＣＲ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）に対応可能であることが明らかである。従って、定電圧制御回路１０４内の直流電源１０８及び１２６について、基準電圧の大きい方は従来と同じくＶａ＝−１８４０Ｖに対応する電圧とし、基準電圧の小さい方はＶａ＝−１４９０Ｖに対応する電圧に設定される。

図５は、高圧電源装置１００−１における各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂと高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとのタイミング図である。図５に示すように、電圧Ｖｂｙがオンになるタイミングでは、ＢＣＲ−Ｙｄｃリモート信号がＯＮ／ＯＦＦ判定回路１０２に入力されるため、電圧Ｖａがオンとなる。

前半のタイミングでは、各電圧Ｖｂの最大値は−７００Ｖであるため、出力切換判定回路１２２は、最大値−７００Ｖが切換基準値−７５０Ｖ以下であると判定し、常に直流電源１０８及び１２６の基準電圧の小さい側を接続する。従って、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１４９０Ｖとなる。これにより、ＤＣバイアス出力が通常使用する定格値−７００Ｖの場合には、図４に示すように、Ｉｂｙ＝−１９７．５μＡでＶｂｙ＝−１４９０Ｖ−（−１９７．５μＡ）×４ＭΩ＝−７００Ｖとなり、実現される。従って、従来と比較して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは−１８４０Ｖから−１４９０Ｖとなり約１９％低減され、高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂｙは−２８５μＡから−１９７．５μＡとなり約３１％低減される。このため、電力ロスとしては、これら高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの低減とＤＣバイアス出力の電流Ｉｂｙの低減とにより０．８１×０．６９＝０．５６となり約４４％低減される。Ｙ色以外のＭ、Ｃ、Ｋの各色についても同様である。実際の使用電力の低減値は、上述した低減量と高圧コンバータ１０１の電力変換効率で決定され、電力変換効率が概略一定で０．５とすると使用電力≒Ｖａ×Ｉｂｙ×（１／０．５）×４出力より、４．２Ｗから２．３５Ｗとなり約４４％低減される。

一方、後半のタイミングでは、電圧Ｖｂｙがオンとなり、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１４９０Ｖとなった後、更に電圧Ｖｂｙが−８００Ｖとなると、各電圧Ｖｂの最大値が切換基準値−７５０Ｖを超える。このため、出力切換判定回路１２２は、直流電源１０８及び１２６の基準電圧の大きい側を接続する。従って、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１８４０Ｖとなり、従来と同じ出力特性となり、問題なく電圧供給が行われる。また、電圧Ｖｂｋが−８００Ｖから低下すると、各電圧Ｖｂの最大値が切換基準値−７５０Ｖ以下となる。このため、出力切換判定回路１２２は、直流電源１０８及び１２６の基準電圧の小さい側を接続する。従って、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、再び−１４９０Ｖとなる。

以上のように、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂの最大値（絶対値の最大値）に応じて、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが切り換えられることにより、電力ロスを低減し、且つ、従来と同様の可変範囲で電圧を供給することができる。また、高圧コンバータ１０１の出力電圧を直接に画像形成装置の高圧出力として使用すると、換言すれば、高圧コンバータ１０１が画像形成装置の高圧出力を制御すると、出力電圧Ｖａを切り換えることができないため、高圧電源装置１００−１では、高圧コンバータ１０１を画像形成装置の高圧出力として直接には使用しない構成とし、電力ロス低減の目的で高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを切り換えることを可能としている。
（第２実施例）
図６は、第２の高圧電源装置の構成を示すブロック図である。図６に示す高圧電源装置１００−２は、ソフトウェア制御によって高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを切り換えるものである。この高圧電源装置１００−２は、第１実施例の高圧電源装置１００−１と比較すると、高圧コンバータ１０１がＯＮ／ＯＦＦ判定回路１０２及び出力切換判定回路１２２を有しておらず、定電圧制御回路１０４の構成が異なっており、当該定電圧制御回路１０４は、比較制御するＯＰアンプ１１０及び基準電圧として供給する可変直流電源１２８を有する。

可変直流電源１２８がＯＰアンプ１１０に供給する基準電圧は、ＭＣＵ１６０からのコンバータリモート信号によって制御される。すなわち、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、コンバータリモート信号によって制御される。また、高圧コンバータ１０１のオン、オフの切り換えもコンバータリモート信号によって行われる。

以下、高圧電源装置１００−２における高圧コンバータ１０１の動作の詳細を説明する。例えば、ＤＣバイアス出力が通常使用する定格値−７００Ｖであり、この定格値に対して電力ロスを低減するために、第１の切換基準値が−７５０Ｖ、第２の切換基準値が−８５０Ｖに設定された場合を考える。

図７に示すＢＣＲ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）により、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ＝−８５０Ｖの時は、高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ＝−１９５μＡとなる。出力特性Ｖｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×Ｒｙより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ＝Ｖｂｙ＋Ｉｂｙ×Ｒｙ＝−８５０Ｖ＋（−１９５μＡ）×４ＭΩ＝１６３０Ｖとなる。従って、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１６３０Ｖ以上に設定されれば、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂが−８５０Ｖまでは供給できる。

図７に示す出力特性の直線は、Ｒｙ＝４ＭΩ、Ｖａ＝−１６３０Ｖと設定した場合を示している。この出力特性の直線に示されるように、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂが−８５０Ｖ以下であれば、電流Ｉｂの調整によりＢＣＲ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）に対応可能であることが明らかである。

図８は、高圧電源装置１００−２における高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの切り換え動作を示すフローチャートである。ＭＣＵ１６０は、まず、ＪＯＢ内で各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂの最大値を判断し（Ｓ１０１）、この電圧Ｖｂの最大値が第１の切換基準値である−７５０Ｖ以下であるか否かを判定する（Ｓ１０２）。電圧Ｖｂの最大値が第１の切換基準値である−７５０Ｖ以下である場合には、ＭＣＵ１６０は、可変直流電源１２８に対して対応するコンバータ用リモート信号を出力し、ＪＯＢ中の高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを−１４９０Ｖに切り換える（Ｓ１０５）。

一方、電圧Ｖｂの最大値が第１の切換基準値である−７５０Ｖを超える場合、ＭＣＵ１６０は、この電圧Ｖｂの最大値が第２の切換基準値である−８５０Ｖ以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。電圧Ｖｂの最大値が第２の切換基準値である−８５０Ｖ以下である場合には、ＭＣＵ１６０は、可変直流電源１２８に対して対応するコンバータ用リモート信号を出力し、ＪＯＢ中の高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを−１６３０Ｖに切り換える（Ｓ１０６）。また、電圧Ｖｂの最大値が第２の切換基準値である−８５０Ｖを超える場合には、ＭＣＵ１６０は、可変直流電源１２８に対して対応するコンバータ用リモート信号を出力し、ＪＯＢ中の高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを−１８４０Ｖに切り換える（Ｓ１０４）。

図９は、高圧電源装置１００−２における各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂと高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとのタイミング図である。図９に示すように、前半のタイミングでは、各電圧Ｖｂの最大値は−７００Ｖであるため、ＭＣＵ１６０は、最大値−７００Ｖが第１の切換基準値−７５０Ｖ以下であると判定し、可変直流電源１２８の電圧を制御することによって、第１実施例と同様、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１４９０Ｖとなり、電力ロスが低減される。

一方、後半のタイミングでは、電圧Ｖｂｙが−８００Ｖとなると、ＭＣＵ１６０は、各電圧Ｖｂの最大値が８００Ｖであるため、ＭＣＵ１６０は、最大値−８００Ｖが第１の切換基準値−７５０Ｖを超え、第２の切換基準値−８５０Ｖ以下であると判定し、可変直流電源１２８の電圧を制御することによって、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１６３０Ｖとなり、電力ロスが低減される。なお、切り換えの判断は、図８のフローチャートに示したように、ＪＯＢに対して行われるため、第１実施例のようにＪＯＢ間の切り換えはない。これにより、ＤＣバイアス出力が−８００Ｖの場合には、図７に示すように、Ｉｂｙ＝−２０７．５μＡでＶｂｙ＝−１６３０Ｖ−（−２０７．５μＡ）×４ＭΩ＝−８００Ｖとなり、実現される。

第１実施例では、図５に示すように、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが１８４０Ｖのために、Ｉｂｙ＝−２６０μＡでＶｂｙ＝−１８４０Ｖ−（−２６０μＡ）×４ＭΩ＝−８００Ｖとなる。従って、第２実施例では、第１実施例と比較して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１８４０Ｖから−１６３０Ｖとなり約１１％低減され、ＤＣバイアス出力の電流Ｉｂｙは−２６０μＡから−２０７．５μＡとなり約２０％低減される。このため、第１実施例と比較して、電力ロスとしては、これら高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの低減と高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂｙの低減とにより０．８９×０．８＝０．７１となり約２９％低減される。Ｙ色以外のＭ、Ｃ、Ｋの各色についても同様である。電力変換効率が概略一定で０．５とすると、使用電力≒Ｖａ×Ｉｂｙ×（１／０．５）×４出力より、３．８３Ｗから２．７１Ｗとなり約２９％低減される。従って、電力ロスの低減が可能な電圧Ｖｂの範囲が第二の切換基準値−８５０Ｖ以下まで拡大される。なお、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂの最大値が−８５０Ｖを超えた場合には、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは−１８４０Ｖに切り換わるため、問題なく電圧供給が行われる。

以上のように、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂの最大値（絶対値の最大値）に応じて、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが切り換えられることにより、電力ロスを低減し、且つ、従来と同様の可変範囲で電圧を供給することができる。また、２つの切換基準値が設定されて高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが３段階に切り換えられることにより、電力ロスを低減可能な電圧Ｖｂの範囲が拡大される。なお、切換基準値を更に増やすことにより、出力特性Ｖｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×Ｒｙが種々に設定可能であるため、電圧Ｖｂに最適な電力ロスの低減が可能となる。

また、上述したようなＪＯＢ毎に切り換え判断を行うことがソフトウェア制御では困難なＭ／Ｃの場合は、図１０（ａ）及び（ｂ）に示すように、通常動作モード（Ｓ１１１）と自己診断モード（Ｓ１２１）とに分けて、各電圧Ｖｂの最大値により高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを切換えることにより（Ｓ１１２、Ｓ１２２）、モードによる切り換えのみとして、ソフトウェア制御を簡素化してもよい。
（第３実施例）
図１１は、第３の高圧電源装置の構成を示すブロック図である。図１１に示す高圧電源装置１００−３は、図６に示す高圧電源装置１００−２と比較すると、ＢＣＲ−Ｙ、ＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ、ＢＣＲ−Ｋに対応する直流電圧発生回路に加えて、更に、負荷としての現像器（ＤＢ−Ｙ、ＤＢ−Ｍ、ＤＢ−Ｃ、ＤＢ−Ｋ）に対応する直流電圧発生回路としてのＤＢ−Ｙ高圧電源１３０−１、ＤＢ−Ｍ高圧電源１３０−２、ＤＢ−Ｃ高圧電源１３０−３及びＤＢ−Ｋ高圧電源１３０−４を有し、各ＤＢに対してＢＣＲに対する出力仕様とは別の出力仕様を実現する。

ＢＣＲに対応する直流電圧発生回路とＤＢに対応する直流電圧発生回路とで、ＤＣバイアス出力の出力仕様（Ｖｂ、Ｉｂの動作範囲）が同一の場合、出力特性Ｖａ＝Ｖｂ＋Ｉｂ×ＲにおけるＩｂ×Ｒの部分が同一となるために、各電圧Ｖｂの最大値により、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの最大値を判断できる。しかし、出力仕様が異なる場合には、Ｉｂ×Ｒの部分が異なるため、各電圧Ｖｂの最大値が高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの最大に対応せず、第２実施例と同様の制御を行うことができない。高圧電源装置１００−３では、ＤＢ−Ｙに対応する直流電圧発生回路であるＤＢ−Ｙ高圧電源１３０−１は、ＢＣＲ−Ｙに対応する直流電圧発生回路と同様の構成であるが、出力仕様によって設定される抵抗Ｒ２ｙが抵抗Ｒ１ｙとは異なる。なお、ＤＢ−Ｍ高圧電源１３０−２、ＤＢ−Ｃ高圧電源１３０−３、ＤＢ−Ｋ高圧電源１３０−４は、ＤＢ−Ｙ高圧電源１３０−１と同様であるので構成を省略している。

以下、高圧電源装置１００−３における高圧コンバータ１０１の動作の詳細を説明する。例えば、第２実施例と同様、ＢＣＲ出力に対応するＤＣバイアス出力が通常使用する定格値−７００Ｖであり、この定格値に対して電力ロスを低減するために、第１の切換基準値が−７５０Ｖ、第２の切換基準値が−８５０Ｖに設定された場合を考える。この場合、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａも第２実施例と同様、−１８４０Ｖ、−１６３０Ｖ及び−１４９０Ｖの３段階となる。

図１２に示すＤＢ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）により、電圧Ｖｂ２の可変範囲は最大−７００ＶからＯＦＦの０Ｖ、電流Ｉｂ２は、ＤＢへの出力電流と内部で消費される電流（高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａのバラツキ等を含めて可変インピーダンスＱｙ２で制御される電流等）とを加えたものである（ＤＢ−Ｙ、ＤＢ−Ｍ、ＤＢ−Ｃ、ＤＢ−Ｋのいずれについても同様）。図１２に示す縦軸−１８４０Ｖから始まる出力特性の直線は、抵抗Ｒ２がＤＢ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）を満たし、立上り時間等の特性を考慮して、Ｒ２＝７．５ＭΩ、Ｖａ＝−１８４０Ｖに設定された場合を示している。出力制御の方法は、第２実施例と同様であるため、この出力特性の直線がＤＢ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）よりもＶｂ２の大きい側に存在することより、電流Ｉｂ２の調整によりＤＢ出力に必要な動作範囲（塗りつぶし部分）に対応可能であることが明らかである。

ＤＢ出力に対応するＤＣバイアス出力が通常使用する定格値−５３０Ｖであり、この定格値に対して電力ロスを低減するために、第１の切換基準値が−５５０Ｖに設定される場合には、ＤＢ出力が必要な動作範囲（塗りつぶし部分）から電圧Ｖｂ２が−５５０Ｖの場合には、Ｉｂ２＝−１２３μＡで高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ＝Ｖｂ２ｙ＋Ｉｂ２ｙ×Ｒ２ｙ＝−５５０Ｖ＋（−１２３μＡ）×７．５ＭΩ＝−１４７２．５Ｖとなる。このため、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１４９０Ｖに設定されれば、ＤＢ出力に対応するＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２が−５５０Ｖまでは供給できる。

また、第２の切換基準値が−６４０Ｖに設定される場合には、ＤＢ出力が必要な動作範囲（塗りつぶし部分）から電圧Ｖｂ２が−６４０Ｖの場合には、Ｉｂ２＝−１３２μＡで高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ＝Ｖｂ２ｙ＋Ｉｂ２ｙ×Ｒ２ｙ＝−６４０Ｖ＋（−１３２μＡ）×７．５ＭΩ＝−１６３０Ｖとなる。このため、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１６３０Ｖに設定されれば、ＤＢ出力に対応するＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２が−６４０Ｖまでは供給できる。図１２に示す縦軸−１４９０Ｖから始まる出力特性の直線は、第１の切換基準値に対応するものであり、縦軸−１６３０Ｖから始まる出力特性の直線は、第２の切換基準値に対応するものである。

図１３は、高圧電源装置１００−３における高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの切り換え動作を示すフローチャートである。Ｓ２０１乃至Ｓ２０７は、ＢＣＲ出力についての動作であり、図８におけるＳ１０１乃至Ｓ１０６と同様である。すなわち、ＭＣＵ１６０は、ＪＯＢ内で各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ１の最大値を、第１の切換基準値、第２の切換基準値と比較して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１を決定する。

一方、ＢＣＲ出力とは出力仕様の異なるＤＢ出力については、ＭＣＵ１６０は、ＪＯＢ内で各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２の最大値を判断し（Ｓ２０８）、この電圧Ｖｂ２の最大値が第１の切換基準値である−５５０Ｖ以下であるか否かを判定する（Ｓ２０９）。電圧Ｖｂ２の最大値が第１の切換基準値である−５５０Ｖ以下である場合には、ＭＣＵ１６０は、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２を−１４９０Ｖに設定する（Ｓ２１２）。

一方、電圧Ｖｂ２の最大値が第１の切換基準値である−５５０Ｖを超える場合、ＭＣＵ１６０は、この電圧Ｖｂ２の最大値が第２の切換基準値である−６４０Ｖ以下であるか否かを判定する（Ｓ２１０）。電圧Ｖｂ２の最大値が第２の切換基準値である−８５０Ｖ以下である場合には、ＭＣＵ１６０は、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２を−１６３０Ｖに設定する（Ｓ２１３）。また、電圧Ｖｂ２の最大値が第２の切換基準値である−６４０Ｖを超える場合には、ＭＣＵ１６０は、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２を−１８４０Ｖに設定する（Ｓ２１１）。

このようにして、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２が決定された後（Ｓ２１４）、ＭＣＵ１６０は、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが決定した電圧Ｖａ１及びＶａ２の最大値の電圧となるように、可変直流電源１２８を制御する（Ｓ２１５）。これにより、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、Ｖａ１及びＶａ２の大きい側に設定されるため、ＢＣＲ出力とＤＢ出力の双方ともに出力供給が可能となる。

図１４は、高圧電源装置１００−３における各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂと高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとのタイミング図である。図１４に示すように、前半のタイミングでは、ＢＣＲ出力に対する各電圧Ｖｂ１の最大値は−７００Ｖであるため、ＭＣＵ１６０は、最大値−７００Ｖが第１の切換基準値−７５０Ｖ以下であると判定し、Ｖａ１＝−１４９０Ｖとなる。ＤＢ出力に対する各電圧Ｖｂ２の最大値は−５３０Ｖであるため、ＭＣＵ１６０は、最大値−５３０Ｖが第１の切換基準値−５５０Ｖ以下であると判定し、Ｖａ２＝−１４９０Ｖとなる。よってＶａ＝−１４９０Ｖに切換る様に可変直流電源１２８の電圧を制御する。これによって、ＢＣＲ出力は第１実施例と同様の電力ロスが低減される。

また、ＤＢ出力では、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２の最大値が−５３０Ｖの場合には、Ｉｂ２ｙ＝−１２８μＡでＶｂ２ｙ＝−１４９０Ｖ−（−１２８μＡ）×７．５ＭΩ＝−５３０Ｖとなり、実現される。切り換えのない場合には、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２が−１８４０Ｖであり、Ｉｂｓｙ＝−１７４．６７μＡでＶｂ２ｙ＝−１８４０Ｖ−（−１７４．６７μＡ）×７．５ＭΩ＝−５３０Ｖとなるので、切り換えのない場合と比較して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは、−１８４０Ｖから−１４９０Ｖとなり約１９％低減され、高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ２ｙは−１７４．６７μＡから−１２８μＡとなり、約２７％低減される。このため、電力ロスとしては、これら高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの低減と高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ２ｙの低減とにより０．８１×０．７３＝０．５９となり約４１％低減される。Ｙ色以外のＭ、Ｃ、Ｋの各色についても同様である。実際の使用電力の低減値は、電力変換効率が概略一定で０．５とすると使用電力≒Ｖａ×Ｉｂ２ｙ×（１／０．５）×４出力より、２．５７Ｗから１．５２Ｗとなり約４１％低減される。更に、ＢＣＲ出力では、第１実施例と同様に４．２Ｗから２．３５Ｗに約４４％低減されるため、高圧コンバータ１０１の合計では、電力ロスは６．７７Ｗから３．８７Ｗに低減される。

一方、後半のタイミングでは、ＢＣＲ出力では、前半と同様であるため、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１は、−１４９０Ｖである。また、ＤＢ出力では、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２の最大値が−５３０Ｖから−５６０Ｖに増加するため、ＭＣＵ１６０は、第２の切換基準値−６４０Ｖ以下と判断し、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２は−１６３０Ｖとなる。従って、Ｖａ１とＶａ２の最大値から高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａは−１６３０Ｖに切り替わり、出力電圧の低いＤＢ出力により高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが決まる。これにより、ＤＢ出力のＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２が−５６０Ｖの場合には、Ｉｂ２ｙ＝−１４２．６７μＡでＶｂ２ｙ＝−１６３０Ｖ−（−１４２．６７μＡ）×７．５ＭΩ＝−５６０Ｖとなり、実現される。切り換えのない場合には、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２が−１８４０Ｖであり、Ｉｂ２ｙ＝−１７０．６７μＡでＶｂ２ｙ＝−１８４０Ｖ−（−１７０．６７μＡ）×７．５ＭΩ＝−５６０Ｖとなるので、切り換えのない場合と比較して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ２は、−１８４０Ｖから−１６３０Ｖとなり約１１％低減され、高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ２ｙは−１７０．６７μＡから１４２．６７μＡとなり、約１６％低減される。このため、電力ロスとしては、これら高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの低減と高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ２ｙの低減とにより０．８９×０．８４＝０．７４となり約２６％低減される。Ｙ色以外のＭ、Ｃ、Ｋの各色についても同様である。実際の使用電力の低減値は、電力変換効率が概略一定で０．５とすると使用電力≒Ｖａ×Ｉｂ２ｙ×（１／０．５）×４出力より、２．５２Ｗから１．８６Ｗとなり約２６％低減される。

更に、ＢＣＲ出力では、高圧コンバータの出力電圧Ｖａは−１６３０Ｖとなるため、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ１が−７００Ｖの場合には、Ｉｂ１ｙ＝−２３２．５μＡでＶｂ１ｙ＝−１６３０Ｖ−（−２３２．５μＡ）×４ＭΩ＝−７００Ｖとなり、実現される。従って、高圧コンバータの出力電圧Ｖａは、−１８４０Ｖから−１６３０Ｖとなり約１１％低減され、高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ１ｙは−２８５μＡから２３２．５μＡとなり、約１８．４％低減される。このため、電力ロスとしては、これら高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａの低減と高圧コンバータ１０１の供給電流Ｉｂ１ｙの低減とにより０．８８６×０．８１６＝０．７２となり約２８％低減される。Ｙ色以外のＭ、Ｃ、Ｋの各色についても同様である。実際の使用電力の低減値は、電力変換効率が概略一定で０．５とすると使用電力≒Ｖａ１×Ｉｂ１ｙ×（１／０．５）×４出力より、４．２Ｗから３．０４Ｗとなり約２８％低減される。従って、高圧コンバータ１０１の合計では、電力ロスは６．７２Ｗから４．９Ｗに低減される。また、ＤＢ出力では、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ２の最大値が−６４０Ｖを超える場合には、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａが−１８４０Ｖに切り換わるため、問題なく電圧供給が行われる。

以上のように、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂに異なる出力仕様のものが含まれる場合には、その出力仕様毎に算出される高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１、Ｖａ２等の最大値を高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとすることにより、電力ロスを低減し、且つ、出力仕様が異なる各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂを従来と同様の可変範囲で供給することができる。なお、出力仕様の違うＶｂ数が更に増える場合には、その出力仕様毎に高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１、Ｖａ２、Ｖａ３、…等を算出すればよい。

また、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂに異なる出力仕様のものが含まれる場合には、その出力仕様毎に算出される高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１、Ｖａ２等の最大値を高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとするのであれば、図１５のフローチャートに示す動作により切り換え動作が行われてもよい。

図１５では、ＭＣＵ１６０は、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂに対応して、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１ｙ、Ｖａ１ｍ、Ｖａ１ｃ、Ｖａ１ｋ、Ｖａ２ｙ、Ｖａ２ｍ、Ｖａ２ｃ、Ｖａ２ｋを算出する（Ｓ３０１乃至Ｓ３０８）。例えば、Ｓ３０１におけるＶａ１ｙの算出では、ＭＣＵ１６０は、ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂ１ｙのＪＯＢ内での最大値と図４に示す必要な動作範囲（塗りつぶし部分）を式で表したもの（Ｋ１、Ｌ１はその係数）からＤＣバイアス出力の電流Ｉｂ１ｙを算出し、出力特性Ｖａ１ｙ＝ｖｂ１ｙ＋Ｉｂ１ｙ*（４ＭΩ）に当てはめて算出する。他の高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１ｍ等の算出も同様である。そして、ＭＣＵ１６０は、これら算出した高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１ｙ等の最大値を高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａとする（Ｓ３０９）。図１３のフローチャートでは、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ切換値が３値であるのに対して、図１５のフローチャートでは、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａ１ｙ、Ｖａ１ｍ、Ｖａ１ｃ、Ｖａ１ｋ、Ｖａ２ｙ、Ｖａ２ｍ、Ｖａ２ｃ、Ｖａ２ｋはＶｂ値から式で算出してＶａ切換値が連続的に設定できるため、高圧コンバータ１０１の出力電圧Ｖａを、より最適な値とすることができる。
（第４実施例）
図１６は、第４の高圧電源装置の構成を示すブロック図である。図１６に示す高圧電源装置１００−４は、高圧コンバータ１０１がＡＣ出力を行う場合の構成であり、第２実施例の高圧電源装置１００−２と比較すると、高圧コンバータ１０１の構成と、ＢＣＲに対応する直流電圧発生回路の構成とが異なる。

高圧コンバータ１０１は、第２実施例の高圧電源装置１００−２内の高圧コンバータ１０１における昇圧トランス／整流回路１１６をＡＣ出力の昇圧トランス１３４に置き換えたものであり、この昇圧トランス１３４のＡＣ出力電圧が高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧Ｖａとなる。また、高圧コンバータ１０１の出力のための周波数のクロックが、ＭＣＵ１６０から駆動制御回路１１４にＡＣコンバータ用Ｆｒｅｑリモート信号として入力され、駆動制御回路１１４は、このクロックにより高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧Ｖａの周波数を制御している。一方、ＢＣＲ−Ｙに対応する直流電圧発生回路は、第２実施例の抵抗Ｒｙの代わりに、高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧ＶａをＡＣ結合するコンデンサＣａｙと、当該コンデンサＣａｙの後段に構成されるダイオードＤａ、Ｄｂ及びコンデンサＣｂからなる１段のコッククロフト回路とを有し、整流回路として機能する。他のＢＣＲ−Ｍ、ＢＣＲ−Ｃ及びＢＣＲ−Ｋに対応する直流電圧発生回路も同様の構成である。

以下、ＢＣＲ−Ｙに対応する直流電圧発生回路内の整流回路の出力特性を説明する。出力特性（整流回路出力の電流Ｉｂｙと電圧Ｖｂｙとの関係）は、Ｉｂｙ＝ｆ×Ｃａｙ×（Ｖａ−Ｖｂｙ）で表される。ここでｆは高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧Ｖａの周波数（Ｈｚ）であり、ＡＣ出力電圧ＶａはＶｐｐ値であり、ＩｂｙとＶｂｙは整流回路の向きで極性が決まる為に絶対値である。この式を変形すると、Ｖｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×（１／ｆ×Ｃａｙ）となる。これは、第２実施例における出力特性Ｖｂｙ＝Ｖａ−Ｉｂｙ×ＲｙにおけるＲｙが１／ｆ×Ｃａｙに置き換わっただけである。従って、１／ｆ×Ｃａｙ＝Ｒｙであれば、第２実施例と同様の動作となる。具体的にはＣａｙ＝４７ｐＦ、ｆ＝５３２０Ｈｚとすると、１／ｆ×Ｃａｙ＝４ＭΩとなり、第２実施例においてＲｙ＝４ＭΩの場合と同様の動作となる。

以上のように、高圧コンバータ１０１の出力がＡＣ出力である場合も、第２実施例と同様に動作し、同様の効果が達成される。また、高圧電源装置１００−４では、整流回路であるコッククロフト回路内のダイオードＤａ、Ｄｂのダイオード向きを変えることによって出力極性が変更されるため、各ＤＣバイアス出力の電圧Ｖｂの極性が異なる場合においても容易に対応可能である。

また、高圧電源装置１００−４では、高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧ＶａのＶｐｐ値以外に周波数ｆを変更することによっても出力特性の傾き調整が可能となる。例えば、上述のＣａｙ＝４７ｐＦは同じで、周波数をｆ＝３６１０Ｈｚに変更とすると、１／ｆ×Ｃａｙ＝５．８９ＭΩ相当で、図１７に示すように縦軸の−１８４０Ｖから始まる出力特性の直線となり、図２における従来例の縦軸−１８４０Ｖから始まる出力特性の直線と比較すると、傾きが大きく変更される。例えば、ＤＣバイアス出力として−７００Ｖが出力される場合には、Ｉｂｙ＝−１９３．６μＡで−Ｖｂｙ＝−｛１８４０Ｖｐｐ−（１９３．６μＡ）×５．８９ＭΩ｝＝−７００Ｖとなり実現される。従って、高圧電源装置１００−４では、高圧コンバータ１０１のＡＣ出力電圧Ｖａが同じ１８４０Ｖｐｐであっても、Ｉｂｙは−２８５μＡから−１９３．６μＡとなり約３２％削減される。傾きを大きくすると、図１７に示すように、電圧Ｖｂの低い方の電流Ｉｂを絞ることが可能となる。従って、高圧電源装置１００−４では、高圧コンバータ１０１をＡＣ出力で構成することにより、当該高圧コンバータ電圧１０１のＡＣ出力電圧Ｖａを変えることなく周波数ｆを切り換えたり、高圧コンバータ電圧１０１のＡＣ出力電圧Ｖａと周波数ｆの双方を切り換えることにより、より電力ロスの低減を最適化させることができる。

以上、説明したように、本発明に係る電源装置は、電力ロスの低減を図ることが可能であり、電源装置として有用である。

従来の電源装置の構成を示す図である。 従来の電源装置の出力特性を示す図である。 第１の電源装置の構成を示す図である。 第１の電源装置の出力特性を示す図である。 第１の電源装置における各ＤＣバイアス出力の電圧と高圧コンバータの出力電圧とのタイミング図である。 第２の電源装置の構成を示す図である。 第２の電源装置の出力特性を示す図である。 第２の電源装置における高圧コンバータの出力電圧の切り換え動作を示すフローチャートである。 第２の電源装置における各ＤＣバイアス出力の電圧と高圧コンバータの出力電圧とのタイミング図である。 第２の電源装置における高圧コンバータの出力電圧の他の切り換え動作を示すフローチャートである。 第３の電源装置の構成を示す図である。 第３の電源装置の出力特性を示す図である。 第３の電源装置における高圧コンバータの出力電圧の切り換え動作を示すフローチャートである。 第３の電源装置における各ＤＣバイアス出力の電圧と高圧コンバータの出力電圧とのタイミング図である。 第３の電源装置における高圧コンバータの出力電圧の他の切り換え動作を示すフローチャートである。 第４の電源装置の構成を示す図である。 第４の電源装置の出力特性を示す図である。

符号の説明

１００−１、１００−２、１００−３、１００−４ 電源装置
１０１ 高圧コンバータ
１０２ ＯＮ／ＯＦＦ判定回路
１０４ 定電圧制御回路
１０６ トランジスタ
１０８、１２６ 直流電源
１１０ ＯＰアンプ
１２２ 出力切換判定回路
１２４ スイッチ
１２８ 可変直流電源
１３４ 昇圧トランス
１６０ マシンコントロールユニット（ＭＣＵ）

Claims (13)

1. 複数の負荷に対して電圧を供給する電源装置であって、
   １つのコンバータと、
   前記複数の負荷毎に設けられ、前記コンバータの出力に接続され、該コンバータの出力電圧を所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給する直流電圧発生回路と、
   前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧と前記コンバータの出力電圧との電圧差を小さくする制御を行う制御手段とを有することを特徴とする電源装置。
2. 前記コンバータは直流コンバータであり、
   前記直流電圧発生回路は、前記直流コンバータの出力電圧を、所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給し、
   前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記直流コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記直流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記直流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記直流コンバータの出力電圧の電圧値とすることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
5. 前記コンバータは交流コンバータであり、
   前記直流電圧発生回路は、前記交流コンバータの出力電圧を、整流して所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給し、
   前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記交流コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、前記交流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の電圧値とすることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
8. 複数の負荷に対して電圧を供給する電源装置であって、
   １つの交流コンバータと、
   前記複数の負荷毎に設けられ、前記交流コンバータの出力に接続され、該交流コンバータの出力電圧を、整流して所定の信号に応じて降圧し、直流電圧を対応する前記負荷に供給する直流電圧発生回路と、
   前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する周波数に、前記交流コンバータの出力電圧の周波数を制御する制御手段とを有することを特徴とする電源装置。
9. 前記制御手段は、前記交流コンバータの出力電圧の周波数を切り換えることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータの出力電圧の周波数を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の周波数とすることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
11. 前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧のうちの絶対値の最大値に対応する電圧値に、前記交流コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項８乃至１０のいずれかに記載の電源装置。
12. 前記制御手段は、前記交流コンバータの出力電圧の電圧値を切り換えることを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
13. 前記制御手段は、前記複数の直流電圧発生回路が供給する直流電圧に出力仕様の異なるものが含まれる場合に、前記出力仕様毎に前記交流コンバータが出力すべき電圧の値を算出し、その最大値を前記交流コンバータの出力電圧の電圧値とすることを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
    
    

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