JP2006523076A - 永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動方法および駆動回路装置 - Google Patents

Abstract

永久励磁式ブラシレス直流モータの自己整流駆動のために、信号相の誘導信号を評価することにより整流時点を求める回路装置を提案する。誘導信号の障害を除去するために、信号相と整流サイクルで見て隣接するモータ相とのあいだに容量性障害除去手段が配置される。この容量性障害除去手段はパワースイッチ素子が誘導信号に与える障害影響を補償するように構成されている。これによりロータの瞬時の回転位置が正確に求められ、微分制御または出力に影響する調整量の閉ループ制御が運転中に可能となる。本発明によればモータの効率、出力重量比およびエネルギ消費が高められ、安定動作が実現される。

Description

本発明は、自己整流駆動に対して、付加的なセンサなしにロータ位置を求めることのできる永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動方法および駆動回路装置に関する。

電子整流子電動機を自己整流機として駆動する場合、瞬時のロータ回転位置を求める必要がある。このためにエンコーダ、レゾルバまたはホールＩＣなどの別個のセンサを使用することができる。ただしモータの相に誘導される電圧を評価することにより、センサなしでロータ位置を検出することも行われている。

米国特許第５４６９０３３号明細書からは、複数のホールセンサをブラシレス直流モータに配置する構成を電子切換装置によって置換することが記載されている。この電子切換装置は論理ユニットを介してホールセンサ信号の機能を置換する信号を形成する。特に小さい駆動機構では各ホールセンサの境界を正確に位置ぎめしなくてはならない。したがって機械コストは著しく増大する。位置ぎめのばらつきを小さくし、良好な効率および／または高いトルクを得るために、製造過程中のセンサの調整が面倒ではあるがしばしば行われている。これにより特に要求の高い小さいモータでコストが著しく上昇してしまう。この場合、電子回路コストは増大するものの、センサなしでのロータ位置検出が経済的な選択手段となっているのである。

ロータがカプセル化されており、そのためにケーシングを通してホールセンサ信号の伝送のための付加的な機械コストが必要となるモータでは、ロータの回転位置をセンサなしで検出するために、各相で誘導された電圧の評価が行われる。特にダイナミクスにさほどの要求の課されない出力の小さいモータや、制限された回転数帯域内での動作を要求されるモータでは、センサなしでのロータ位置検出が確立されている。これは例えばハードディスクモータ、ポンプ駆動機構、ファンおよび送風モータなどである。従来技術の方法はいずれも相内に誘導された電気信号、つまりプッシュプル出力信号またはバック出力信号（以下では簡単に誘導信号と称する）として知られる信号を検出および評価することに基づいている。

欧州公開第０８４０４３９号明細書には、直流モータの相のバック出力信号すなわち誘導信号を求め、そこからロータの回転位置を求める方法および増幅器が開示されている。その際に比較器回路を介して誘導信号が基準信号と比較され、基準信号が上方超過された場合に出力信号のステータスが変更される。応答ヒステリシスによる構造特有の不確実性を排除するために、誘導信号および基準信号に予電圧すなわち電圧オフセットが重畳される。ここで誘導信号がゼロ交差に接近すると、制御信号に依存して、基準信号へ電圧オフセットが重畳される。

公知の方法ではロータの回転位置を求めるために誘導信号を評価する際には誘導信号の理想特性を基礎とするが、これは駆動中にモータの相で実際に測定される誘導信号には相応しない。実際にはこの信号には例えば制御電子回路に起因する障害および変動が重畳されている。これは特にモータがパルス幅変調されたうえで駆動され、電力半導体により整流される場合に顕著である。この信号には未知の周波数および振幅の帯域を有する障害が重畳されており、誘導信号特性ひいてはロータの相対回転位置を正確に求めることは困難である。特に高い回転数では駆動中大きく出力が低下し、回転数およびトルクの開制御および／または閉ループ制御の際に制限がかかる。

本発明の基礎とする課題は、ブラシレス直流モータの瞬時のロータ相対位置を正確に求め、調整量の微分制御を行えるようにし、モータの自己整流駆動時の出力および効率を高めることである。

この課題は本発明の請求項１の特徴を有する回路装置と請求項８記載の特徴を有する方法とにより解決される。

本発明の回路装置は、モータ相の数および接続形態（例えば星形、Δ形、多角形）に関係なく使用可能である。基本的にはそれぞれの相ごとに外部自由端子が１つずつ設けられており、これがパワースイッチ素子を介して選択的に、給電直流電圧源すなわち第１の直流電圧源のハイレベルまたはローレベルへ接続されるか、または電位から切り離されていわば電位フリーとなる。

個々のモータ相に対して前述の３つの切換状態を切り換えるパワー制御ユニットはパワースイッチ素子から成る。ここで相ごとに少なくとも２つのパワースイッチ素子がハーフブリッジ回路として設けられる。これらのパワースイッチ素子は主制御ユニットにより駆動され、各相は整流されて、つまり周期的シーケンスで時間的に他のモータ相に対してオフセットされて、所定の時間範囲にわたり、第１の直流電圧源のハイレベル（切換状態１）、電位フリー（切換状態２）、ローレベル（切換状態３）へとつぎつぎに接続される。これらの切換状態のシーケンスは相の整流サイクルと称され、連続的に反復される。これによりモータの基本構造にしたがって、ステータ内またはロータ内に回転磁界が形成される。永久励磁式のロータまたはステータは同期して続いて回転する。

相の整流サイクルのそれぞれの部分（各切換状態）において、各相にバッテリ電位の印加される時間を以下では整流期間または整流角度と称する。

ロータが回転することにより理想的にはほぼ正弦波状の特性を有する誘導信号が各相に生じる。０°から３６０°の正弦曲線の１回の経過がモータ相の電気的な１サイクルを表す。回転磁界およびロータの同期では相の完全な整流サイクルは電気的なサイクルすなわち３６０°に相応する。したがって相の完全な整流サイクルに関連して、整流期間には整流角度とも称される角度部分が対応する。

サイクルのうち電位フリーの部分とバッテリ電位の印加される部分との時間比を定める整流期間と、ロータの回転位置に関する切換時点とにより、モータの回転数およびトルクが制御される。

モータ出力を制御する別の手段としていわゆるパルス幅変調制御が挙げられる（以下ではＰＷＭ制御とも称する）。ＰＷＭ制御は電位フリーではない切換状態、すなわち切換状態１および切換状態３が完全な整流期間中に連続では成立せず、そのつどのバッテリ電位が可変のパルス幅比でオンオフされることを意味する。このパルス幅比はオンオフ時間の時間比を定義し、平均出力ひいてはモータの回転数およびトルクを定める。

１つの切換状態から次の切換状態へのそれぞれの切換時点はロータの回転位置に依存して定まるので、その時点でのロータの回転位置をできるだけ正確に知ることが重要である。ロータの回転位置を求めるには、ロータの回転によって相に誘導される電気誘導信号を用いる。ただしこのとき、バッテリ電圧またはバッテリ電流は誘導信号には重畳されていないので、整流サイクルのうち各相が電位フリーとなる領域（切換状態２）のみが問題となる。この領域は整流角度が大きくなるにつれて小さくなり、ロータ速度が増大するにつれて時間的に短くなる。こうした状況で誘導信号の特性を必要な精度で評価できるようにするために、障害のない信号の形成が望まれる。

ただしパワースイッチ素子の構造に起因してここでは寄生容量が生じる。この寄生容量は誘導信号に対して障害的に作用する。つまり測定すべき相に負荷がかかり、電流および電圧の変動が起こって誘導信号に重畳される。また周囲影響およびモータまたは制御回路の構造に起因してたいていの誘導信号には必然的に高周波数障害も重畳される。このような障害の重畳した誘導信号からは付加的な信号発生器なしには正確なロータの回転位置が求められない。

本発明によれば、前述の誘導信号の障害の大部分を補償することができる。本発明は相およびパワースイッチ素子によって与えられる回路構造を、それぞれの相に対して１つの素子だけ足りないブリッジ回路と見なせるという知識に基づいている。

したがって本発明によれば、必要な誘導信号の測定に唯一の相のみを利用すればよい。これを以下では信号相と称する。信号相の端子と整流サイクルにおける隣接の相の端子とのあいだに容量性障害除去手段、例えばＲＣ素子が挿入される。この容量性障害除去手段は信号相に対してブリッジ回路を補完する。

ブリッジ回路は、誘導信号を測定する測定ブリッジをなす信号相と、信号相に隣接する２つの相すなわちブリッジの第１の脚部をなす相と、信号相に対応するパワースイッチ素子の全寄生容量と、ブリッジの第２の脚部をなす容量性障害除去手段とを有する。容量性障害除去手段はこのブリッジ回路が補償されるように構成されており、これによりパワースイッチ素子の障害影響が補償される。したがって相の端子では障害影響の除去された誘導信号を測定可能である。

誘導信号は別個の評価電子回路または主制御ユニット内に集積された評価論理回路へ供給され、そこで信号特性に基づいてロータの実際の回転位置が求められる。

本発明によれば、特に回転数が高い場合、整流角度が大きい場合、パルス幅比が変化する場合などの限界領域においても、障害耐性および効率が高められる。これはモータの出力重量比、構造寸法および動作中のエネルギ消費量にとって大きなプラスである。本発明の実施形態は従属請求項に記載されている。

本発明の実施例を図に則して以下に詳細に説明する。図１にはブラシレス直流モータの駆動回路装置のブロック図が示されている。図２には１サイクルにわたる相信号特性のグラフが示されている。図３には３つの相、３つのパワースイッチ素子および１つの障害除去手段から成るブリッジ回路の回路図が示されている。図４にはフィルタ機能を備えた半波差動増幅器ユニットの回路図が示されている。図５にはゲートジェネレータの実施例が示されている。図６にはオープンウィンドウ信号を形成する信号発生器の回路図が示されている。図７Ａには位置信号を形成するディジタルフィルタ機能を備えた位置検出器の実施例が示されている。図７Ｂには位置信号の形成に用いられる信号時間特性のグラフが示されている。図８には閾値信号を形成する閾値設定器の回路図が示されている。図９のａ〜ｃには種々のロータ回転速度でロータ位置を求めるのに利用される理想的な信号時間特性のグラフが示されている。図１０には主制御ユニットにより誘導信号の処理および位置信号の形成が行われるブラシレスモータの駆動回路装置の基本図が示されている。

図中、同じ機能を有する素子および信号には相応の参照番号または参照符号を付してある。

図１にはブラシレス直流モータの駆動電子回路の構造の基本図が示されている。図示されている主なユニットは、モータ１、パワー制御ユニット６、容量性障害除去手段ＣＲ２、信号処理ユニット４Ｃ、位置処理モジュール４Ａおよび整流モジュール４Ｂを備えた主制御ユニット４、パルス幅変調器４Ｄ、出力用直流電圧源（第１の直流電圧源）５および制御用直流電圧源（第２の直流電圧源）３である。

モータ１は３つのモータ相を備えたブラシレス直流モータであり、以下ＢＬＤＣモータとも称する。パワー制御ユニット６は簡単に図示されたトランジスタハーフブリッジ回路の形態のパワースイッチ素子を有しており、これらがモータ相Ｐ１〜Ｐｎを駆動するが、ここではそのうち代表としてＫ１＿Ｈｉｇｈ，Ｋ１＿Ｌｏｗのみが示されている。モータ相の相数ｎは基本的に任意の数であってよい。

モータ１のモータ相Ｐ１〜Ｐｎはパワー制御ユニット６によって整流されながら第１の直流電圧源５の電位に接続される。パワー制御ユニット６のパワースイッチ素子は主制御ユニット４の整流モジュール４Ｂによって駆動される。さらにモータ１のモータ相Ｐ１〜Ｐｎへ接続されている信号線路Ｖ１〜Ｖｎを介して、モータ相Ｐ１〜Ｐｎの相信号は信号処理ユニット４Ｃへ供給される。信号処理ユニット４Ｃは位置信号の形成に用いられる。位置信号は主制御ユニット４へ供給され、位置処理モジュール４Ａでさらに処理される。

信号相とも称されるモータ相Ｐ１と隣接するモータ相Ｐ２とのあいだには容量性障害除去手段ＣＲ２が設けられる。この容量性障害除去手段は信号相Ｐ１の誘導信号への障害影響を補償するために用いられる。

信号処理ユニット４Ｃおよび主制御ユニット４には前述の第２の直流電圧源３を介して電流が供給される。これに代えて、第１の直流電圧源５から給電電圧を分離してこの第２の直流電圧源３を置換することもできる。給電電圧は電圧制御回路または電圧変換器を介して主制御ユニット４および信号処理ユニット４Ｃの作業電圧のレベルへ適合化される。

信号処理ユニット４Ｃでは主制御ユニット４のステータス信号に依存して信号相Ｐ１の誘導信号からロータ位置信号が形成され、これが主制御ユニット４の位置処理モジュール４Ａへふたたび供給される。主制御ユニット４の位置処理モジュール４Ａはここからロータ位置セクションに相応するステータス信号を形成する。このステータス信号は信号処理ユニット４Ｃのほか、モータ出力の制御のために整流モジュール４Ｂへ供給される。

整流モジュール４Ｂはステータス信号およびパルス幅変調器４Ｄの信号に依存してパワースイッチ素子に対する制御信号１＿ｈｉｇｈ〜ｎ＿ｌｏｗを出力する。これらの制御信号はＰＷＭ信号に相応に変調され、効果的なモータ出力の変更に用いられる。パワー制御ユニット６では制御信号１＿ｈｉｇｈ〜ｎ＿ｌｏｗが場合により処理され、これによりパワースイッチ素子が駆動される。

図２のグラフの上方にはパルス幅変調モードでのモータの信号相Ｐ１の相信号Ｕ１の理想的な時間特性が示されている。この相信号は理想的な誘導信号Ｕｉおよびこれに対する正弦軸Ｓに基づいている。完全な電気的サイクルＺ_ｅｌはそれぞれ６０°ずつの個別の６つのセクションＳ１〜Ｓ６へ分割され、これを以下ではステータスと称する。図２の下方には信号相に対応するパワースイッチ素子の制御信号１＿ｈｉｇｈ，１＿ｌｏｗが示されている。

ステータに対するロータの相対回転により、相に対応する相巻線は相応する磁極の磁界を１つずつ通過する。相端子が電位フリーとなる場合、各相ではそれぞれの磁界の通過の際に理想的にはほぼ正弦波状の誘導信号Ｕｉが正弦軸Ｓの周囲に形成される。正弦曲線の０°〜３６０°までの１回の進みが各相の電気的サイクルＺ_ｅｌに相応する。モータの磁極数に応じて、相の電気的サイクルＺ_ｅｌはロータの１回転中に複数回実行される。

誘導信号Ｕｉの正弦特性には整流およびパルス幅変調された信号相のバッテリ電位Ｖ_ｂａｔｔが重畳されている。これがロータおよび回転磁界の同期の前提となる。ロータおよび回転磁界が同期している場合、電気的サイクルＺ_ｅｌは整流サイクルＺ_Ｋｏｍに相応する。ロータの回転数が上昇すると、相の電気的サイクルはだんだん短くなる時間セクションで進行する。したがって整流サイクルを主制御ユニットによって迅速に反復しなければならない。

ここから主制御ユニット、例えばマイクロコントローラに個々のモータ相を是認しうるフレームで駆動せよとの要求が生じ、この要求を保持するために整流サイクルＺ_Ｋｏｍは設定された数（一般的には同数以上）のステータスへ分割される。少なくとも１つのステータスの期間にわたって個々のモータ相の接続がそのつど維持される。図２では６０°ずつの６つのステータスＳ１〜Ｓ６に分割された電気的サイクルが簡単に示されているが、これより大きい角度または小さい角度での分割も可能である。

電気的サイクルＺ_ｅｌ内の誘導信号Ｕｉの特性には所定のステータス（ステータスＳ１およびステータスＳ２；ステータスＳ４およびステータスＳ５）において直流電圧源の電位０ＶまたはＶ_ｂａｔｔが重畳される。１つの相が直流電圧源の一方の電位に接続されている時間を整流角度ＫＷと称する。図２に示されているように、連続する２つの６０°のステータスにわたって直流電圧源の電位が１つのモータ相に接続される場合、整流角度ＫＷは１２０°となる。

１つまたは複数の連続するステータスの期間にわたって相端子に印加される直流電圧源の上方電位Ｖ_ｂａｔｔは図２ではパルス幅変調されている。つまりこの電位は所定の周波数で整流角度ＫＷ内で制御信号１＿ｈｉｇｈによりオンオフ制御される。オンオフ比はモータから送出される出力に影響する。誘導信号Ｕｉとそのつど相に接続される直流電圧源の電位とから成る相信号Ｕ１の振動の原因は相巻線の誘導特性に帰せられる。

ステータスＳ３中には信号相Ｐ１が直流電圧源の２つの電位から切り離される。このステータス中に分離された誘導信号Ｕｉが現れる。なぜならこれにはバッテリ電位が重畳されていないからである。この領域に正弦波状の誘導信号Ｕｉと正弦軸Ｓとが交差する交点ＸＳが存在しており、これを正弦曲線のゼロ交差と称する。この交点は信号相Ｐ１の電気サイクル内のステータに対するロータ位置に相応する。

ここではバッテリ電位Ｖ_ｂａｔｔのオフ後に誘導に起因して０Ｖを下回る相信号Ｕ１の振動が起こることに注意されたい。これにより正弦軸Ｓは相信号Ｕ１からまず０Ｖレベルの方向へ移動し、続いて反対方向へ移動するので、正弦曲線に似た特性を有する誘導信号Ｕｉが現れる。振動の領域はロータ位置を求めることにより消去される。

図３にはＢＬＤＣモータ１のモータ相Ｐ１〜Ｐｎ、端子Ｖ２，Ｖｎに接続されたパルス源６Ｂ、信号相Ｐ１の端子Ｖ１に接続されたパワースイッチ素子６Ａ（Ｋ１＿Ｈｉｇｈ、Ｋ１＿Ｌｏｗ）、および信号相Ｐ１の端子Ｖ１とモータ相Ｐ２の端子Ｖ２とのあいだに接続された容量性障害除去手段ＣＲ２の具体的な構成が示されている。容量性障害除去手段２はここでは抵抗Ｒｋとこれに直列に接続されたコンデンサＣｋとから成る。

ＢＬＤＣモータ１はここでは３相モータとして構成されている。パルス源６Ｂはモータ相Ｐ２，Ｐｎのパワースイッチ素子のハーフブリッジを簡単に表したものであり、ＰＷＭ周波数によって振動するものであると見なされる。

ダイナミック過程では相Ｐ１のパワースイッチ素子Ｋ１＿Ｌｏｗ、Ｋ１＿ＨｉｇｈのＭＯＳＦＥＴ寄生容量ＣＰは並列にアースへ接続されていると見なすことができる。容量性障害除去手段ＣＲ２を用いれば、モータ相Ｐ２，Ｐｎ、寄生容量２×ＣＰおよび測定すべき信号相Ｐ１から成るブリッジ回路は星形接続点ＳＰと端子Ｖ１とのあいだの小さな電位差がゼロとなるように補償される。

理想的には容量性障害除去手段ＣＲ２の容量値Ｃｋは対応するトランジスタの全寄生容量ＣＰに相応する。この場合
Ｃｋ＝２×ＣＰ
の容量値が得られる。抵抗Ｒｋは容量性障害除去手段２によって補償電流を制限するために用いられる。

図４には、３相ＢＬＤＣモータに対する付加的なフィルタ機能を備えた半波差動増幅器ユニットの回路構造が示されている。半波差動増幅器ユニットを以下ＨＤＶユニットとも称する。ＨＤＶユニットはモータ相Ｐ１〜Ｐｎの端子Ｖ１〜Ｖｎに対する３つの信号入力側ＤＥ１〜ＤＥ３を有しており、さらにオフセット信号ＵＯＳに対する第４の信号入力側ＤＥ４を有している。またＨＤＶユニットは比較器Ｋ、コンデンサＣ２および種々の抵抗Ｒｘを有する。信号出力側ＤＡ１に評価信号ｕｓが形成される。

信号処理ユニット４ＣのコンポーネントであるＨＤＶユニットへは、信号入力側ＤＥ１〜ＤＥ３を介して信号相Ｐ１または整流サイクルでの隣接の相Ｐ２，Ｐｎの相信号Ｕ１〜Ｕｎが供給される。第４の信号入力側ＤＥ４を介して一定のオフセット信号ＵＯＳが供給される。オフセット信号ｕｏｓは基準電位との関連の形成に用いられる。またこれは０Ｖの基準電位を形成する図示しない直流電圧源の箇所で、Ｒｏ１，Ｒｏ２から成る簡単な分圧器によって形成される。

３相信号Ｕ１〜Ｕｎは抵抗および比較器Ｋを介して、式
ｕｓ＝（２／３）・Ｕ１−（１／３）（Ｕ２＋Ｕｎ）
により相互に結合され、直流電圧源の０Ｖの基準電位に置かれる。その結果、ＨＤＶユニットの信号出力側ＤＡ１には直流電圧源の基準電位に対する電圧ＵＳがかかる。これを以下では評価信号ｕｓと称する。

その際に抵抗Ｒｎ，Ｒｂ，ＲｂｃおよびＲｎ，Ｒｃ，Ｒｂｃについて比１：３が式
Ｒｎ／（Ｒｂ＋２・Ｒｂｃ）＝Ｒｎ／（Ｒｃ＋２・Ｒｂｃ）＝１／３
にしたがって調整され、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２およびオフセット信号源の内部抵抗Ｒｏ，Ｒｐについて比２／３が式
（Ｒｐ＋Ｒｏ）／（Ｒａ１＋Ｒａ２）＝２／３
にしたがって調整される。

コンデンサＣ２は抵抗Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒａ１とともに障害信号を抑圧するフィルタを形成している。障害信号は相信号に重畳されており、容量性障害除去手段ＣＲによっても補償されない。高い障害抑圧性を得るためには、このフィルタを周囲の回路装置から充分に分離しなければならない。このために
Ｒｂｃ＞＞Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒａ２＞＞Ｒａ１
が選定される。全増幅係数が１であるとき、最適な信号ノイズ比が補償される。

ノード分析およびネットワーク分析により、ＨＤＶユニットの信号出力側ＤＡ１の評価信号ｕｓは信号相Ｐ１の相信号Ｕ１に比例することがわかる。その条件となるのは、相インダクタンスが角度と無関係であり、相Ｐ１のハーフブリッジから相応の端子Ｖ１へ電流が流れないということである。全増幅係数が１であるとき、信号出力側ＤＡ１に印加される評価信号ｕｓは信号相Ｐ１に印加される相信号Ｕ１に相応する。こうしてこの信号がロータの位置検出のために評価される。

図５には信号処理ユニット４Ｃの別のコンポーネントであるゲートジェネレータの実施例が示されている。ゲートジェネレータは主としてゲートスイッチ素子Ｑ１から成り、これは図示しない直流電圧源の正の電位と信号線路ＶＳとを接続している。ゲートジェネレータは２つの信号入力側ＧＥ１，ＧＥ２と２つの信号出力側ＧＡ１，ＧＡ２とを有する。

信号相Ｐ１の相信号Ｕ１は、直接にまたは図４のＨＤＶユニットによる前処理ののちに、信号入力側ＧＥ１への評価信号ｕｓとしてゲートジェネレータの信号線路ＶＳへ供給される。ゲートジェネレータは位置検出に利用される相信号Ｕ１または評価信号ｕｓのさらなる処理を行う。

ゲートスイッチ素子Ｑ１の制御端子ｑに接続された信号入力側ＧＥ２にはオープンウィンドウ信号ｏｗｄが印加され、これによりゲートスイッチ素子Ｑ１が操作される。

まず評価信号ｕｓの印加される信号線路ＶＳで分離抵抗Ｒｚを介していわゆるゼロ電流信号ｎｓｓが信号出力側ＧＡ１へ取り出される。このゼロ電流信号ｎｓｓは図５には示されていない外部の信号発生器においてオープンウィンドウ信号ｏｗｄの初期化に用いられる。

ゲートスイッチ素子Ｑ１の端子の前方の信号線路ＶＳに第２の分離抵抗Ｒｙが存在する。オープンウィンドウ信号ｏｗｄで制御されるゲートスイッチ素子Ｑ１により、直流電圧源の正の電位が信号線路ＶＳへ接続される。オープンウィンドウ信号ｏｗｄは妥当な誘導信号が信号相Ｐ１の端子１に予測されないかぎりゲートスイッチ素子Ｑ１を阻止する。これは信号相Ｐ１が電位フリーとなり、相にフリーホイーリング電流が流れない場合である。この領域以外ではゲートスイッチ素子Ｑ１はオープンウィンドウ信号ｏｗｄに基づいて導通され、信号線路ＶＳは直流電圧源の正の電位へ切り換えられる。このようにして評価信号ｕｓの動作からさらなる評価のための観察時間のうち位置検出に関連する領域のみが信号出力側ＧＡ２へ送出される。

図６には評価信号ｕｓの観察時間を定めるオープンウィンドウ信号ｏｗｄを形成する信号発生器の回路図が示されている。この信号発生器は３つの信号入力側ＳＥ１〜ＳＥ３と信号出力側ＳＡ１とを有している。回路装置は主として２つの比較器Ｋ１，Ｋ２と２つのスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とから成る。

信号入力側ＳＥ１のゼロ電流信号ｎｓｓと信号入力側ＳＥ２のオフセット比較信号ｕｖと信号入力側ＳＥ３のステータスウィンドウ信号ｓｗｄとに依存してオープンウィンドウ信号ｏｗｄが形成され、信号発生器の信号出力側ＳＡ１へ出力される。図示の回路により信号相Ｐ１のフリーホイーリング電流が評価され、これに依存してオープンウィンドウ信号ｏｗｄが形成される。ここでオープンウィンドウ信号ｏｗｄはフリーホイーリング電流の期間にダイナミックに適合化される。

比較器Ｋ１により、信号入力側ＳＥ１に印加されるゼロ電流信号ｎｓｓと固定に設定された一定のオフセット比較信号ｕｖとが比較される。オフセット比較信号ｕｖは第２の直流電圧源から図６には示されていない簡単な分圧器を介して供給される。比較器Ｋ１の出力信号ｎｓｔはフリーホイーリング電流が信号相内を流れているあいだ正である。出力信号ｎｓｔは抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ４から成るＲＣ素子により平滑化される。抵抗Ｒ４ではゼロ電流信号ｎｓｓと信号入力側ＳＥ３のステータスウィンドウ信号ｓｗｄとがＡＮＤ結合される。つまりステータスウィンドウ信号ｓｗｄはスイッチ素子Ｑ２を介して出力信号ｎｓｔへ重畳される。後置接続された比較器Ｋ２により、ＡＮＤ結合された信号と一定のオフセット比較信号ｕｖとが比較され、出力側に評価信号ｕｓの観察時間を定める所望のオープンウィンドウ信号ｏｗｄが送出される。

ステータスウィンドウ信号ｓｗｄによって設定されるステータス期間中に妥当な誘導信号が生じた場合には、オープンウィンドウ信号ｏｗｄは正となる。ステータスウィンドウ信号ｓｗｄは主制御ユニット４によって設定される。オープンウィンドウ信号ｏｗｄをスイッチ素子Ｑ３を介して比較器Ｋ１の信号入力側ＳＥ１へフィードバック結合することにより、第１の正の信号エッジが信号出力側ＳＡ１に発生したときにオープンウィンドウ信号ｏｗｄがセットされ、安定に維持される。これによりゼロ電流信号ｎｓｓの障害がオープンウィンドウ信号ｏｗｄを早期に消去してしまうことが阻止される。ステータスウィンドウ信号ｓｗｄをリセットすることによりオープンウィンドウ信号ｏｗｄもリセットされる。

図７Ａにはディジタルフィルタを備えた位置検出器の概略的な回路図が示されている。位置検出器は主として比較器Ｋ３、閾値スイッチＳＷＳおよびコンデンサＣ３を有する。３つの信号入力側ＰＥ１〜ＰＥ３を介して評価すべき信号と制御信号とがこの位置検出器へ供給され処理されて、位置信号ｕｐとして信号出力側ＰＡ１に出力される。個々の信号の時間特性は図７Ｂのグラフ１〜３に示されている。

位置信号ｕｐは評価信号ｕｓと閾値信号ｕｔとを比較することにより形成される。ここで比較器Ｋ３は評価信号ｕｓと閾値信号ｕｔとを比較するが、このとき、閾値信号ｕｔの値が下方超過されているかぎり正の出力信号を出力する。したがって、信号入力側ＰＥ３に印加される閾値信号ｕｔが大きくなるにつれて、評価信号は早期にこれを下回るようになる。

評価信号ｕｓに重畳している残りの障害成分のために、比較器Ｋ３の出力側には、最初は小さいがスイッチオン時間とともに徐々に大きくなる信号ジャンプが発生している。ここから、重畳している障害振動は最初のうちは閾値信号ｕｔの値を短時間しか下回らないことがわかる。

後置接続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３から成るＲＣ素子はこの信号ジャンプからスイッチオン時間に比例するレベルの信号ピークを有する切換信号ｕｓｓを形成する。このパルス状の切換信号ｕｓｓは所定の閾値を有する閾値スイッチＳＷＳ、例えばシュミットトリガへ供給される。評価信号ｕｓが充分な長さの時間にわたって閾値信号ｕｔの値を持続的に下回っている場合、切換信号ｕｓｓは閾値スイッチＳＷＳの内部の切換閾値を超える値へ変換される。切換閾値が上方超過されると、閾値スイッチＳＷＳの信号出力側ＰＡ１には位置信号ｕｐがセットされる。つまりこの信号出力側の電位がハイレベルへ引き上げられる。これにより位置信号ｕｐの上昇エッジはロータの所定の回転位置に相応する。この位置信号ｕｐに依存してモータ相の整流が行われる。このようにＲＣ素子は閾値スイッチＳＷＳとともにディジタルフィルタとして動作する。

図７Ｂのグラフ１には、障害振動の重畳した評価信号ｕｓの実際値の特性Ｕと閾値信号ｕｔの特性とが示されている。破線で評価信号の理想値が示されており、閾値信号との理論的交点で位置信号ｕｐがセットされる。つまりディジタルなハイレベルへの引き上げが行われる。このことはグラフ３に示されている。図７Ａの回路を用いた場合のほぼ理想的な評価信号の特性は位置信号ｕｐの切換時点に基づいて得られる。閾値信号ｕｔはまず、信号相Ｐ１が電位フリーとなる観察時間ＴＢの開始時点ｔａで、あらかじめ設定された値へ引き上げられる。時点ｔｅで信号比較を行うための観察時間が終了する。時点ｔｓで評価信号の理想値が閾値信号ｕｔを下回り、位置信号ｕｐがセットされる。

グラフ２には切換信号ｕｓｓおよび閾値スイッチＳＷＳの切換閾値の特性が示されている。評価信号の実際値が閾値信号ｕｔを下回ると切換信号ｕｓｓはＲＣ素子によって遅延されて増大され、評価信号が閾値を上回るとふたたび低下される。評価信号の実際値が閾値信号ｕｔを充分に長く下回った場合にのみ、切換信号ｕｓｓは閾値スイッチの切換閾値に達する。これにより位置信号ｕｐがセットされる。すなわち閾値スイッチの出力側の電位が跳躍的にハイレベルへ引き上げられる。

したがって位置信号ｕｐのセット時点は閾値信号ｕｔの値とＲＣ素子のフィルタ時定数とに依存して定まる。理想的にはフィルタ時定数はパワー制御ユニットのパルス幅変調周波数に合わせて正確に調整される。パルス幅が可変の場合にはこれもダイナミックに変更される。

図８には可変の値の閾値信号ｕｔを信号出力側ＷＡ１に形成する閾値設定器が示されている。ここで閾値設定器はアナログ値発生器ＡＷＧ、スイッチ素子Ｑ４および複数の信号入力側ＷＥ１〜ＷＥＸを有している。

信号入力側ＷＥＸを介して要求信号ｓａｘがアナログ値発生器ＡＷＧへ供給される。この要求信号ｓａｘからアナログ値発生器ＡＷＧはアナログ信号を形成する。ディジタル要求信号ｓａｘは例えば中央の制御ユニットから供給され、閾値信号ｕｔを表すアナログ信号へ変換される。

スイッチ素子Ｑ４によりアナログ値発生器ＡＷＧのアナログ出力側は閾値作動信号ｕｔａに依存して直流電圧源の０Ｖの基準電位へ接続される。閾値作動信号ｕｔａがハイレベルにセットされているかぎりスイッチ素子Ｑ４は阻止され、閾値信号ｕｔの値はコンデンサＣ５によって遅延されるものの、要求信号ｓａｘによって定められる限界値まで上昇する。閾値信号ｕｔの上昇の時定数は各抵抗およびコンデンサＣ５の組み合わせと寸法とにより定められる。要求信号ｓａｘ、ひいては閾値信号ｕｔのレベルは主制御ユニットにより実際のロータ速度へダイナミックに適合するように設定される。

閾値作動信号ｕｔａとして例えば図６の信号発生器によって形成されるオープンウィンドウ信号ｏｗｄを利用することもできる。この場合、閾値信号ｕｔはオープンウィンドウ信号ｏｗｄによって定まる評価信号ｕｓの観察時間の開始時点で正確に作動される。

信号相Ｐ１の相信号および位置信号ｕｐを調製するために、図３〜図８に示されているコンポーネントを相互に部分的にまたは完全に組み合わせ、図１に示されているような信号処理ユニット４Ｃとしてまとめてもよい。このように組み合わせる場合には個々のコンポーネントおよびその信号は相互に協同に作用する。

図９には、ロータの回転位置を検出するための信号の特性として、評価信号ｕｓ、オープンウィンドウ信号ｏｗｄ、閾値信号ｕｔおよびこれらから形成される位置信号ｕｐが示されている。これら図９の３つのグラフＡ〜Ｃは信号値Ｕおよび時間ｔに関して、それぞれロータの回転速度が上昇していく場合のシーケンスについて示されている。

グラフＡの上方には評価信号ｕｓの観察時間ＴＢを定義するオープンウィンドウ信号ｏｗｄの特性が示されている。この観察時間はオープンウィンドウ信号ｏｗｄがハイレベルへ変化する時点ｔａで開始する。グラフＡの中ほどには評価信号ｕｓおよび閾値信号ｕｔの特性が示されている。ここで評価信号は障害の重畳していない理想値として表されている。時点ｔａでの開始後、観察時間ＴＢ中に、信号相に誘導された信号の特性が評価信号ｕｓによってシミュレートされる。オープンウィンドウ信号ｏｗｄの初期化により、時点ｔａで閾値信号ｕｔの値が設定値ｕｔ０へ増大される。この閾値信号の設定値ｕｔ０は実際のロータ速度に依存して例えば主制御ユニットまたは閾値設定器により設定される。さらにここにはロータの初期回転速度Ｖ０での信号特性も示されている。閾値信号の設定値ｕｔ０にはオフセット値が重畳されており、時点ｔａ前に既に０Ｖを超えている。閾値信号の設定値ｕｔ０の増分は例えば閾値設定器のＲＣ素子の所定の時定数にしたがって定まる。評価信号ｕｓと閾値信号の設定値ｕｔ０との交点Ｘが観察時間ＴＢ中に時点ｔｓ０で生じる。交点Ｘの時点ｔｓ０で位置信号ｕｐがローレベルからハイレベルへ変化することがグラフＡの下方に示されている。この信号変化に依存して続くモータ相の整流時点が定まる。観察時間の終了時に時点ｔｅでオープンウィンドウ信号ｏｗｄがローレベルへリセットされる。これにより位置信号ｕｐもローレベルへふたたびリセットされる。次の整流サイクルでは位置信号ｕｐはふたたび新たにセットされる。

ロータ速度を高めると整流時点はロータ位置に関して時間的に前方へずらされ、これにより迅速な整流が達成される。回転磁界は回転するロータに対して所定の回転角度だけ先行する。この角度を予点火角ψと称する。ロータは先行する磁界に追従するので加速される。予点火角ψは閾値信号ｕｔの値を高めることにより調整することができる。このことは図９のグラフＢに示されている。

観察時間ＴＢが時点ｔａで開始される際に、閾値信号ｕｔはその設定値ｕｔ０よりも高い値へ上昇している。したがって評価信号ｕｓは閾値信号ｕｔに時点ｔｓ１の交点Ｘ１でｕｔ０よりも早期に交差し、これにより整流をトリガする位置信号ｕｐも早期にセットされる。時点ｔｓ１からｔｓ０までの時間範囲が予点火角ψ１を表す。

図９のグラフＣにはロータ速度および相応の閾値信号のさらなる増大が示されている。ここからわかるように、ロータの回転速度が高速になると、評価信号ｕｓと元の閾値信号ｕｔ０との理論的交点Ｘ２’も時間的に前方の時点ｔｓ０’へずれる。閾値信号ｕｔはさらに高い値ｕｔ２へセットされ、これによりさらに大きな予点火角ψ２が形成される。予点火角がきわめて大きいために、信号相の誘導電圧はモータの直流電圧源から印加されるバッテリ電圧よりも大きくなる。これにより対応するパワースイッチ素子のフリーホイーリングダイオードが導通し、評価信号ｕｓの振動特性が観察時間ＴＢの開始時に生じる。

この場合、閾値信号ｕｔを遅れて設定値ｕｔ２へ上昇させ、振動する評価信号と閾値信号との過度に早期の交差による整流エラーの発生を回避する。

信号相の誘導信号の電圧がさらに上昇すると、評価信号ｕｓの特性におけるプラトー状の領域、すなわちフリーホイーリングダイオードの導通領域が拡大する。これにより評価信号は低下し、交点Ｘ２は時間的に後方へ動き、予点火角ψ２は自動的に低減される。ここから安定効果と負荷・障害・ジャンプに対する不感性とが得られる。

前述の回路装置の容量性障害除去手段、フィルタ機能を備えた半波差動増幅器ユニット、ゲートジェネレータ、信号発生器、ディジタルフィルタを備えた位置検出器および閾値設定器は、部分的にまたは完全に単独でまたは任意に組み合わせて誘導信号を処理する回路ユニットとすることができる。また前述の回路装置によって実行される方法ステップは回路装置または主制御ユニットの計算アルゴリズムにより個別に実行可能である。主制御ユニットは１つまたは複数のマイクロプロセッサを含む。

図１０にはＢＬＤＣモータ１の主制御ユニットの全体図が示されている。ただし相信号を形成する別個の回路装置は含まれていない。相信号の形成、増幅、フィルタリングおよび評価、位置信号の形成および他の機能ユニットへの転送などに必要な機能は直接に中央の主制御ユニット４によって実行される。図１０には主制御ユニット４の個々の機能モジュールの概略図が示されている。ここには位置処理モジュール４Ａ、整流モジュール４Ｂ、信号処理モジュール４Ｃおよびパルス幅変調器４Ｄが示されている。ＢＬＤＣモータ１、主制御ユニット４およびパワー制御ユニット６へ給電するために、共通の唯一の直流電圧源５が設けられている。場合により電圧レベルを主制御ユニットの特殊な要求に適合させるための電圧制御回路７またはこれに類似の機能を有するユニット（例えば電圧変換器または電圧安定回路）を設けてもよい。容量性障害除去手段ＣＲ２は前述の通り別個の回路素子として構成され、２つのモータ相のあいだに配置されている。

ブラシレス直流モータの駆動回路装置のブロック図である。 相信号特性のグラフである。 ブリッジ回路の回路図である。 フィルタ機能を備えた半波差動増幅器ユニットの回路図である。 ゲートジェネレータの実施例を示す図である。 オープンウィンドウ信号を形成する信号発生器の回路図である。 ディジタルフィルタ機能を備えた位置検出器の実施例を示す図である。 位置信号の形成に用いられる信号時間特性のグラフである。 閾値信号を形成する閾値設定器の回路図である。 種々のロータ回転速度での理想的な信号時間特性のグラフである。 ブラシレスモータの駆動回路装置の基本図である。

Claims (17)

1. ロータとステータと複数の相（Ｐ１，Ｐ２，．．．Ｐｎ）およびその外部端子（Ｖ１，Ｖ２，．．．Ｖｎ）とを有する直流モータ（１）に対して、
   相および第１の直流電圧源（５）に接続されるパワー制御ユニット（６）と、相の端子およびパワー制御ユニット（６）に接続される主制御ユニット（４）とが設けられており、
   パワー制御ユニットを介して各相が第１の直流電圧源（５）の高電位または低電位に接続されるかまたは電位から切り離され、
   主制御ユニットを介してパワー制御ユニット（６）がロータの回転によって信号相（Ｐ１）に誘導される誘導信号（Ｕ１）に依存して駆動され、各相がロータの相対回転位置に依存して周期的なシーケンス（Ｐ１，Ｐ２，．．．ＰｎまたはＰｎ．．．Ｐ２，Ｐ１）でそのつどの整流期間にわたり時間的にオフセットされて交互に第１の直流電圧源の高電位または低電位に接続されるかまたは電位から切り離される、
   永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動回路装置において、
   誘導信号（Ｕ１）の生じる信号相（Ｐ１）の外部端子（Ｖ１）と電気的サイクルで見て隣接する相（Ｐ２またはＰｎ）の外部端子（Ｖ２またはＶｎ）とのあいだに直接に容量性障害除去手段（ＣＲ）が配置されており、該障害除去手段（ＣＲ）は、測定ブリッジをなす信号相（Ｐ１）と、信号相に隣接する２つの相（Ｐ２，Ｐｎ）と、パワー制御ユニットのうち信号相に対応する電子コンポーネントの全寄生容量（２×ＣＰ）と、障害除去手段（ＣＲ）とを有するブリッジ回路の一部として動作する
   ことを特徴とする永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動回路装置。
2. パルス幅変調信号を形成するパルス幅変調器が設けられており、該パルス幅変調器により各相と第１の直流電圧源の高電位または低電位との電気接続が整流期間中に可変のパルス幅比でパルス幅変調されて切り換えられる、請求項１記載の装置。
3. フィルタ機能を備えた半波差動増幅器ユニットが設けられており、該ユニットの入力側は信号相の端子およびサイクルで見て隣接する２つの相の端子に接続されており、出力側の信号線路には信号相の誘導信号（Ｕ１）に比例する評価信号（ｕｓ）が出力される、請求項１または２記載の装置。
4. 信号相（Ｐ１）に接続されるかまたは誘導信号ないしは評価信号の印加される信号線路（ＶＳ）に接続されるゲートジェネレータが設けられており、該ゲートジェネレータは評価信号の測定のためのサイクルにおける観察時間を定義するオープンウィンドウ信号（ｏｗｄ）に依存して誘導信号（Ｕ１）ないしは評価信号（ｕｓ）を消去するために用いられる、請求項１から３までのいずれか１項記載の装置。
5. オープンウィンドウ信号（ｏｗｄ）に対する信号発生器が設けられており、該信号発生器の入力側は評価信号の印加される信号線路と主制御ユニット（４）とに接続され、該信号発生器により信号線路に印加される評価信号に比例するゼロ電流信号（ｎｓｓ）と主制御ユニットの形成するステータスウィンドウ信号（ｓｗｄ）とに依存してオープンウィンドウ信号がセットされ、主制御ユニットからのステータスウィンドウ信号に応じて観察時間の最小期間が設定される、請求項４記載の装置。
6. 位置信号（ｕｐ）を形成する位置検出器が設けられており、該位置検出器の入力側は信号相（Ｐ１）、または誘導信号ないしは評価信号の印加される信号線路（ＶＳ）、または閾値信号（ｕｔ）の印加される少なくとも１つの別の信号線路に接続されており、出力側（ＰＡ１）には誘導信号ないしは評価信号と設定された閾値信号との比較から得られる位置信号（ｕｐ）が出力される、請求項１から５までのいずれか１項記載の装置。
7. 入力側で主制御ユニット（４）に接続され出力側で位置検出器に接続された閾値設定器が設けられており、該閾値設定器は主制御ユニットの要求信号（ｓａｘ）と作動信号（ｕｔａ）とに依存して観察時間が開始してから閾値信号を目標値へ引き上げる、請求項４または６記載の装置。
8. ロータの相対回転位置に依存して周期的なシーケンス（Ｐ１，Ｐ２，．．．ＰｎまたはＰｎ．．．Ｐ２，Ｐ１）でそのつどの整流期間にわたり時間的にオフセットしながら各相を交互に第１の直流電圧源の高電位または低電位に接続するかまたは電位から切り離し、
   信号相（Ｐ１）に生じる誘導信号（Ｕ１）を用いてロータの相対回転位置を求める、
   永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動方法において、
   ブリッジ回路、すなわち測定ブリッジをなす信号相（Ｐ１）と、信号相に隣接する２つの相（Ｐ２，Ｐｎ）と、パワー制御ユニットのうち信号相（Ｐ１）に対応する電子スイッチ素子の全寄生容量（２×ＣＰ）と、容量性障害除去手段（ＣＲ）とを有する回路が補償されるように容量性障害除去手段（ＣＲ）を構成し、
   該容量性障害除去手段により電子スイッチ素子によって生じた信号相の誘導信号（Ｕ１）への障害影響を補償する
   ことを特徴とする永久励磁式ブラシレス直流モータの駆動方法。
9. 各相と第１の直流電圧源（５）の高電位または低電位との電気接続を整流期間中に可変のパルス幅比でパルス幅変調して切り換える、請求項８記載の方法。
10. 信号相の誘導信号および電気的サイクルで見て隣接する２つの相の誘導信号を回路技術的にまたは主制御ユニットの計算プログラムにより相互に結合し、誘導信号に重畳している高周波数の障害影響をフィルタリング除去し、回路装置の給電に用いられる第２の直流電圧源（３）の０Ｖ電位に関連する式
    

    

    ここでｎは相数であり、Ｕωはそれぞれの相の誘導信号である
    に評価信号を相応させる、請求項８または９記載の方法。
11. 信号相（Ｐ１）の誘導信号ないしは評価信号をオープンウィンドウ信号（ｏｗｄ）に依存して第２の直流電圧源（３）の電位に重畳し、これにより誘導信号ないしは評価信号を測定するためのサイクルにおける観察時間を定義する、請求項８から１０までのいずれか１項記載の方法。
12. 誘導信号ないしは評価信号に比例するゼロ電流信号（ｎｓｓ）と主制御ユニットの形成するステータスウィンドウ信号（ｓｗｄ）とに依存してオープンウィンドウ信号をセットし、該オープンウィンドウ信号をセットしたままにする最小期間を主制御ユニットからのステータスウィンドウ信号によって設定する、請求項１１記載の方法。
13. 観察時間内での信号相の誘導信号ないしは評価信号（ｕｓ）と設定された閾値信号（ｕｔ）との比較から、スイッチ素子（ＳＴ）の応答閾値よりも大きな切換閾値が設定された時間にわたって持続的に下方超過される場合に切換信号（ｕｓｓ）を形成し、これにより出力側に位置信号を形成する、請求項８から１２までのいずれか１項記載の装置。
14. 閾値（ｕｔ）の目標値を主制御ユニットの制御信号（ｓａｘ）に依存して所定の範囲内で調整し、誘導信号ないしは評価信号はサイクルにおける観察時間中に閾値が高いときにはこれを早くに下回り、閾値が低いときには遅くに下回るようにする、請求項１３記載の方法。
15. 閾値を作動信号（ｕｔａ）に依存して観察時間の開始後しばらくしてから目標値へ引き上げ、これにより閾値の早期の下方超過を阻止する、請求項１３または１４記載の方法。
16. 作動信号としてオープンウィンドウ信号を用いる、請求項１５記載の方法。
17. 前述の方法を実現するために、前述の方法の少なくとも１つのステップを主制御ユニットにプログラミングされた計算アルゴリズムによって実行する、請求項８から１６までのいずれか１項記載の方法。

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