JP2006515424A - 励振される受信オシレータにおいて電力測定を行うことにより消費電力が低減されているコンパクトなマイクロ波距離センサ - Google Patents

Abstract

受信オシレータを有するパルスレーダにおいて、該受信オシレータの過渡振動特性が受信エコーによって調整される。

Description

距離をマイクロ波によって測定するために、しばしばパルスレーダセンサが使用される。パルスレーダセンサを構成および作動させるための方法および回路は、多様な形態で存在しており、古くから、たとえばＵＳ３１１７３１７、ＵＳ４１３２９９１およびＵＳ４５２１７７８から知られている。パルスレーダセンサは、産業上の測定技術で充填状態センサとして使用され、自動車で衝突防止、周囲のシミュレーションおよび独立した車両および輸送システムのナビゲーションの目的で、駐車アシストまたは近距離センサとして使用される。前記輸送システムは、たとえばロボットおよび搬送設備である。

通常、パルスレーダセンサは上記の適用分野では、約１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの中間周波数で動作し、パルスレーダセンサの典型的なパルス長は１００ｐｓ〜２０ｎｓである。帯域幅が広いので、このようなセンサはしばらく前から、超広帯域（ＵＷＢ）レーダと称されるようになっている。ほぼすべてのパルスレーダセンサで共通している点は、パルス信号の帯域幅は広いので、通常の信号検出法によって直接記録および処理することができず、記録および処理するためにはまず、比較的低い周波数に変換しなければならないことである。このために、ほぼすべての公知のパルスシステムでは、いわゆる順次走査の手法が使用される。初期のデジタル走査オシロスコープからすでに公知であるこの原理では、測定信号は複数の測定サイクルで走査され、走査時点はサイクルごとに順次シフトされる。

ＵＳ３１１７３１７，ＵＳ４１３２９９１およびＵＳ４５２１７７８には、連続的なサンプリングの回路技術的な変換が記載されている。ここでは、送信パルスが所定の繰り返し周波数ＣＬＫ‐Ｔｘ（Clock-Transmission）で送信され、該送信パルスのエコーが走査ゲートによって、繰り返し周波数ＣＬＫ‐Ｒｘ（Clock-Reception）で走査される。送信シーケンスと走査シーケンスの周波数の相違はわずかであり、両シーケンスの位相は相互に緩慢にずらされる。このように走査点が送信点に対して相対的に緩慢にずらされることにより、順次走査プロセスが行われる。

図１に、従来技術にしたがって順次サンプリングを行って動作するパルスレーダの公知の実施形態が示されている。連続的に作動されるオシレータの出力信号は、送信経路と受信経路に分割される。これら２つの信号は、スイッチＳＷ‐Ｔｘ／ＳＷ‐Ｒｘを介してクロックＣＬＫ‐Ｔｘ／ＣＬＫ‐Ｒｘを介して、短時間にわたって伝送され、２つの周期的なパルスシーケンスｓ_Ｔｘ（ｔ）およびｓ_Ｔｘ（ｔ）が、わずかに異なるクロック速度で形成される。このパルスシーケンスｓ_Ｔｘ（ｔ）は、アンテナＡＮＴ‐Ｔｘを介して送信される。パルスシーケンスｓ_Ｒｘ（ｔ）は、走査ゲートとして機能するミキサＭＩＸの第１のゲートに供給される。このミキサの第２のゲートに、物標ＴＡＲＧＥＴ１によって反射された受信信号および物標ＴＡＲＧＥＴ２によって反射された受信信号が供給される。受信されたパルスシーケンスは、ミキサＭＩＸで低周波ベースバンドに混合される。ここで形成された走査パルスシーケンスはバンドパスフィルタによって平滑化され、低周波の測定信号ｓ_ｍ（ｔ）が得られる。

図２に示されているように、図１のような別個のアンテナを使用する代わりに送信および受信共用のアンテナを使用することも公知になっている。ここでは送信信号および受信信号は、たとえばサーキュレータまたは方向性結合器によって相互に分離される。

図１および２に示された従来のレーダトポロジを使用して順次サンプリングによって測定が行われる場合、以下の欠点が生じる：
・測定信号ｓ_ｍ（ｔ）が実数値で検出される場合、エコーパルスの振幅は送信信号と受信信号との間の固有の位相に依存して変化する。すなわち物標ＴＡＲＧＥＴ２が運動すると、図３に示されているように（ＴＡＲＧＥＴ２として示されている）運動する物標ＴＡＲＧＥＴ２のその都度の距離によって発生される瞬時の反射位相に依存して、該物標に所属するパルス包絡線が値＋Ａ〜−Ａとの間で「揺らぎ」、それと同時にパルス包絡線の位置が場所変化に相応してずらされる。その際、極値間の包絡線が完全に消失することにもなる。パルス包絡線が消失するような位相で被測定物標が反射すると、この物標は識別されない。

・複素数値で測定信号ｓ_ｍ（ｔ）が検出される場合、該測定信号の実数成分および虚数成分から計算器上で、絶対値形成によって図６に示されたような「揺らぎ」のないパルス包絡線が形成される。しかしそのためには、複素数値の測定値検出すなわち２つのミキサの使用、ならびに２つの信号Ｒｅ｛ｓ_ｍ（ｔ）｝およびＩｍ｛ｓ_ｍ（ｔ）｝の評価が必要である。

・スイッチＳＷ‐Ｔｘ／ＳＷ‐Ｒｘでは、制限されたスイッチングコントラストしか実現することができない。このことは、常に信号が放射され、パルス包絡線間にドップラ信号が見られることを意味する。さらに、送信される連続波信号は、当局によって許可されたスプリアス放射の点で問題になることがある。

・オシレータＨＦＯは常にスイッチオンされており、電流を消費する。バッテリー作動による適用例では、このことはバッテリー寿命の低減を意味する。

・ＨＦの場合、パルスを形成するためには１つのオシレータと、構成に手間がかかる２つのスイッチが必要とされる。

上記の問題のうち幾つかは、図４に示された構成によって解決される。この機能は実質的に、図１の構成の機能に相応し、パルスシーケンスはこの場合、ＰＯ‐Ｔｘ／ＰＯ‐Ｒｘの高速の電圧パルスによって信号源ＨＦＯ‐Ｔｘ／ＨＦＯ‐Ｒｘが短時間スイッチオンされることにより実現される。ここで形成されたパルスシーケンスのクロック速度ＣＬＫ‐Ｔｘ／ＣＬＫ‐Ｒｘの相違も小さい。

測定信号の信号雑音比（ＳＮＲ）を良好にするためには、オシレータＰＯ‐Ｔｘ／ＰＯ‐Ｒｘが１つのシーケンスのすべてのパルスにおいて、相互に決定論的な位相比にあること、すなわち確立論的でない位相比にあることが重要である。決定論的な関連性を得られるのは、パルスオシレータＨＦＯ‐Ｔｘ／ＨＦＯ‐Ｒｘをスイッチオンするパルス信号が、高周波オシレータの周波数帯内に非常に多くの高調波成分を有する場合である。このような高調波によって、オシレータは確率論的に励振せずに、電圧パルスＰＯ‐Ｔｘ／ＰＯ‐Ｒｘに関連して固定的かつ固有の初期位相で励振するようになる。すなわち両オシレータの出力信号も相互に、送信信号シーケンスおよび走査信号シーケンスによって設定された決定論的な位相比および時間比になる。

図４の構成の利点は、
・該システムの消費電力が図１のシステムより格段に低減されることである。というのも、高周波オシレータは測定サイクルの大抵の時間、スイッチオフされているからである。
・該システムに、面倒な高調波スイッチを設けなくてもよくなることである。

しかし、欠点もある：
・十分に強く、高速かつ高調波が多い電圧パルスを形成するためには大きな手間も必要になる。
・高調波が非常に弱い場合、励振位相は別の散乱性の信号によっても影響され、測定信号の振幅はノイズおよびジッタを引き起こしてしまう。
・測定信号から距離を求めるためには通常、該測定信号の包絡線を求めなければならない。こうするためには通常、低周波の測定信号を非常に大きく増幅することが必要であり、このことを確実に実現するのも面倒である。

別の技術的分野すなわちトランスポンダの分野では、ＵＳ５６３０２１６から、オシレータの励振特性は、位相だけでなく励振速度も、近似する周波数の入力結合された信号によって影響されることが公知である。このような作用は、受信されたＡＭ符号信号を非常に低電力で復調するのに使用される。しかしこのような増幅作用は、上記のようなコヒーレントな測定法には適していない。

本発明の課題は、前記のレーダ回路の課題を異なった形態で、かつ改善された形態で解決できるシステムを提供することである。

前記課題は、独立請求項に記載された発明によって解決される。有利な実施形態は、従属請求項に記載されている。

それによれば回路または装置には、電磁的信号を形成および送信するための送信手段と、送信された該電磁的信号のエコーを受信するための受信手段とが設けられている。この受信手段は受信オシレータを有しており、該受信オシレータの過渡振動特性とりわけ過渡振動時間、および平均の出力電力は、送信された電磁的信号の受信された反射の強度とりわけ振幅によって調整されるように構成されている。すなわち受信オシレータは、送信された電磁的信号の反射によって励振および／または刺激され、送信された該電磁的信号の反射の強度とりわけ振幅に依存して測定信号が形成されるように構成される。

こうするために該回路は、有利には検波器を有している。これによって、受信オシレータの平均電力が測定される。

さらに有利には、パルス動作のための回路が送信分岐および／または受信分岐に構成されている。こうするために送信手段および／または受信手段は、周期的にスイッチオンおよびスイッチオフするための手段を有する。とりわけ該回路は、受信オシレータをクロック速度で周期的にスイッチオンおよびスイッチオフするための手段を有する。

特にコストかつ所要面積を抑えるためには、受信オシレータが、送信すべき電磁的信号を発生するための送信オシレータとしても機能するように、該受信オシレータを構成する。

択一的に該回路は、送信すべき電磁的信号を発生するための送信オシレータとして機能する第２のオシレータを有する。

該回路はとりわけ、距離測定用の回路、レーダであり、有利にはパルスレーダである。

該回路は測定信号を検出するために、第１の部分測定信号と第２の部分測定信号とを加算するためのミキサを有することができる。このミキサはとりわけ、２つのダイオードを有するミキサであり、該ダイオードは同一の極性で、すなわち並列で使用され、測定信号は２つの部分測定信号の和として形成される。または、該ダイオードは逆の極性で、すなわち逆並列で使用され、測定信号は２つの部分測定信号の差によって形成される。このような対称的なミキサを使用することの利点は、測定信号の振幅が２倍になり、該測定信号の伝達特性が特に良好になることである。このことは、送信信号を低減衰で伝送し、かつ受信信号によって受信オシレータを励振するためには特に望ましいことである。

とりわけ距離測定のための測定方法では、
・送信手段によって電磁的信号を形成および送信し、
・受信オシレータを有する受信手段によって、送信された該電磁的信号の反射すなわちエコーを受信し、
・該受信オシレータの過渡振動特性、とりわけ過渡振動時間ひいては平均の出力電力を、送信された該電磁的信号の強度とりわけ振幅によって調整する。

本方法の有利な実施形態は、本回路の有利な実施形態と類似して構成される。

本発明の別の利点および構成が、実施例の説明に記載されている。

図面
図１ 従来技術によるパルスレーダを示している。

図２ 従来技術による第２のパルスレーダを示している。

図３ 図１に示されたパルスレーダまたは図２に示されたパルスレーダによって実行される測定を示している。

図４ 従来技術による第３のパルスレーダを示している。

図５ 送信手段および受信手段を有する回路を示している。

図６ 図５に示された回路によって実行される測定を示している。

図７ 送信手段および受信手段を有する択一的な回路を示している。

図８ 送信手段および受信手段を有する別の択一的な回路を示している。

図９ 本回路で使用されるミキサを示している。

以下で、図１，２および４のシステムの欠点を解消する回路を説明する。

すでに述べたようにオシレータの励振特性は、位相だけでなく励振速度も、近似する周波数の入力結合された信号によって影響される。これにしたがって、周期的にスイッチオンおよびスイッチオフされるオシレータは、近似する周波数の受信された信号の影響を受けると、該信号がない場合よりも高速で励振するようになる。接続されたオシレータにおける受信信号の振幅が大きいほど、該オシレータの過渡振動時間が短くなり、該オシレータは所定のスイッチオン時間中により長く振動するようになる。

接続されたオシレータの出力信号を受信信号によって励振し、該受信信号を、ローパスが接続された検波器に供給すると、該検波器はこの回路では、励振されたオシレータの平均の電力出力を測定するための電力計として機能する。オシレータがＡＭ受信信号によって励振される場合、オシレータの平均出力電力は、その時点で該オシレータに印加された励振する受信信号の信号振幅に依存して変動する。したがって測定信号ｓ_ｍ（ｔ）は、ＡＭ受信信号の大きく増幅されたイメージである。

この例では、接続されたオシレータによるこのような増幅作用は、順次サンプリングの手法にしたがって行われ消費電力が特に低減された非常に簡単な距離レーダを実現するために使用される。相応のレーダシステムは、図５に示されている。

このレーダシステムには送信オシレータＨＦＯ‐Ｔｘが設けられており、この送信オシレータＨＦＯ‐Ｔｘは高速のスイッチＰＯ‐Ｔｘを介して、クロック速度ＣＬＫ‐Ｔｘで周期的に短時間スイッチオンされる。典型的なスイッチオン時間は、１００ｐｓ〜２０ｎｓであり、典型的なクロック速度は０．１〜１０ＭＨｚである。信号はダイプレクサＤＩＰを介して送信され、物標で反射され、戻ってきてダイプレクサＤＩＰを介して受信され、検波器ＤＥＴを介して局部発振器の形態の受信オシレータＨＦＯ‐Ｒｘに到達する。前記ダイプレクサＤＩＰは、ここに図示されている例ではサーキュレータとして構成されており、前記受信オシレータＨＦＯ‐Ｒｘは、スイッチＰＯ‐Ｒｘを介してクロック速度ＣＬＫ‐Ｔｘでスイッチオンおよびスイッチオフされる。たとえば、受信アンテナから検波器ＤＥＴを介して局部発振器ＨＦＯ‐Ｒｘまでの実際には不可避の過結合によって、反射された受信信号の信号成分が局部発振器ＨＦＯ‐Ｒｘのスイッチオン時点で該局部発振器に印加される場合、この信号によって上記のように、オシレータが雑音から励振される場合より高速で該局部発振器は励振される。距離測定の場合には反射側のシナリオに応じて、時間的に分布されて強度の異なるエコーが発生する。すなわち強度の異なる受信信号が、アンテナＡＮＴ、ダイプレクサＤＩＰおよび検波器ＤＥＴを介して。局部発振器ＨＦＯ‐Ｒｘに到達する。スイッチオン時点の反射の強度は、オシレータの平均スイッチオン時間として表される。すなわち、平均オシレータ電力として表される。検波器ＤＥＴはこの平均オシレータ電力から、図６に示されたパルス包絡線を形成する。

このようなシステムトポロジおよび測定法の利点は、以下の点である：
・測定信号ｓ_ｍ（ｔ）がコヒーレントに混合によって形成されるのではなく、電力検出によって形成されると、反射の位相に依存して信号振幅の「揺らぎ」が、運動した反射側ＴＡＲＧＥＴ２の場合でも脱落すること。このようにするために、この測定信号を複素数値で形成しなくてもよい。

・典型的な反射で、数百ｍＶの領域の測定信号の振幅が得られること。これは、コヒーレントなシステムにおいて典型的には数十ｍＶで得られる混合信号と異なる。したがって、ＨＦ領域で回路技術上の付加的な手間をかけずに、ＮＦ領域で２０〜３０ｄＢの増幅段を削減することができる。

・レーダシステムが、特に低い消費電力で動作できること。

・ＨＦ周波数の場合、パルスを形成するのに２つのオシレータで十分であること。スイッチによって形成された電圧パルスに含まれる高調波の成分に対して、図４の回路におけるスイッチＳＷ‐ＲｘないしはＳＷ‐Ｔｘの電圧パルスのような高い要求は存在しない。

レーダシステムの特に簡単な構成が、図７に示されている。オシレータＨＦＯは送信オシレータとしても、励振される受信オシレータとしても動作し、スイッチＰＯ‐Ｔｘによってクロック速度ＣＬＫ‐Ｔｘでスイッチオンされ、スイッチＰＯ‐Ｒｘによってクロック速度ＣＬＫ‐Ｒｘでもスイッチオンされる。択一的にこのスイッチオンは、図８に示されたような回路によっても行うことができる。しかしここでは、特に高速のパルス繰り返し速度を実現できるスイッチが必須条件である。

図７および図８のシステムにおける検波器ＤＥＴを、９０°混成をベースとする対称的なミキサとして（たとえば『The RF and Microwave Circuit Design Cookbook』（A. Maas著、Artech House、１９９８年）第１０７〜１０９頁を参照されたい）、図９に示されたように特徴をもって構成すると有利である。しかし、このことは必須ではない。この特徴は、両ダイオードが周波数２倍器の場合のように、同一の極性で、すなわち並列で使用され、かつ測定信号は両部分信号ｓ_ｍ１（ｔ）およびｓ_ｍ２（ｔ）の和として形成されるか、または両ダイオードは逆の極性で、すなわち逆並列で使用され、測定信号は両部分信号の差によって形成されることである。このようにすると測定信号振幅は、ダイオードを１つだけ有するかまたは部分信号ｓ_ｍ１（ｔ）またはｓ_ｍ２（ｔ）のいずれかのみのタップを有する構成と比較して２倍になる。さらに、図９に示された対称的なミキサを使用することの利点は、伝送特性が特に良好であることだ。このことは、オシレータを受信信号によって励振する場合には特に望ましいことである。

ここで提案したミキサと異なり、従来のミキサで測定信号を形成するためには、両ダイオードは逆並列で使用されて部分信号は加算されるか、または両ダイオードは並列で使用されて両部分信号は減算されるように構成される。従来のミキサと異なって、ここで提案したミキサの場合、ダイオードは低反射で整合されるのではなく、意図的に高抵抗で、ひいては反射性に整合される（５０Ωシステムでは、典型的には１００Ω〜１００ｋΩ）。場合によっては、これらのダイオードに直列抵抗Ｒが直列接続され、これによって高抵抗が得られる。

図５に示されたシステムに関してすでに挙げられた利点の他に、本システムでは付加的に、非常に簡単であるという利点も得られる。パルスを形成するためには、ＨＦオシレータだけで十分である。

実施形態：
・前記のレーダセンサでは順次サンプリング法の代わりに、パルスレーダにおいて通常である他のすべての距離測定法を適用することもできる。レーダシステムが所定の距離領域に対してのみ感知するようにすることができ、その際には、両クロック速度ＣＬＫ‐ＴｘおよびＣＬＫ‐Ｒｘは等しく、センサと監視すべき距離領域との間の信号伝搬時間に相応する時間間隔だけ相互にシフトされる。このような動作形式では、システムはたとえば、非常に低コストの限界スイッチ（たとえば、産業上の充填状態測定技術ではオーバフローまたはアンダフローの保全部）として非常に活用することができ、また、一種のレーダ遮断器として（たとえば、人および車両をカウント／検出するため、またはベルトコンベヤ上の物標を検出するために）活用することができる。

・完全な距離プロフィールを形成するためには、クロックＣＬＫ‐ＴｘおよびＣＬＫ‐Ｒｘならびに該クロック相互間のシフトはそれほど規則的でなくてもよく、物標シーンに関して任意のパタンにしたがい（たとえば確率的または符号によって）走査値の列を形成し、その後に評価ユニットで、距離測定点を相互に正しく配列および対応づけすることができる。レーダの動作形式に対応する別の方法も考えられる。

・図５に示されたサーキュレータの代わりに、方向性結合器を介して送信受信分離を行うか、または完全に省略することもできる。後者の場合、アンテナの結合は簡単なスタブを介して行われる。しかしこうすると、距離測定の際にパフォーマンスが格段に劣化することを考慮しなければならない。というのも、送信経路から受信経路への直接的なクロストーク、またはスタブで反射された信号が、非常に近接する反射側のように作用するからである。

レーダの一義性領域はパルスレーダと同様に、通常はパルス繰り返し速度によって決定される。次の送信パルスが送信された後にようやくレーダセンサに到着した反射パルスは、非常に近接する反射側として解釈される。平均の受信エネルギーがＳ／Ｎを決定するので、パルス繰り返し速度を高く選択し、それによって自動的に一義性領域を可能な限り小さく選択するのが望ましい。

・ＣＬＫ‐ＴｘおよびＣＬＫ‐Ｒｘのスイッチオン時間のオーダは、オシレータＨＦＯ‐Ｔｘ／ＨＦＯ‐ＲｘのＱ振動周期の領域になければならない。ここではＱは、オシレータ内の共振器の負荷された品質を表す。択一的にオシレータは、スイッチオン時間中は最大振幅まで完全に振幅しないように構成される。その場合、共振器は可能な限り小さい品質を有しなければならない。

・多数のパルスレーダセンサ（たとえば図４に示されたパルスレーダセンサ）と異なり、スイッチングパルスは特に急傾斜で振動する必要はなく、高周波領域に高調波を形成する必要もない。

構成が特に簡単かつ低コストであるため、本レーダ回路は特に、コストが重要な適用例すべてに適している。ここでとりわけ挙げておくべきなのは、車両の周部（自動車駐車アシスト、自動車の死角、自動車エアバッグ、プリクラッシュ、ロボットナビゲーション）に設けられた近距離センサ系（一般的には、独立した車両用のセンサ）、車両内（座席占有検査部、盗難報知器、窓／サンルーフ挟み込み保護装置）に設けられた近距離センサ系、産業上の距離センサ系のすべての分野、および家庭センサ系の分野（窓、ドア、部屋および境界の監視）である。

従来技術によるパルスレーダを示している。 従来技術による第２のパルスレーダを示している。 図１に示されたパルスレーダまたは図２に示されたパルスレーダによって実行される測定を示している。 従来技術による第３のパルスレーダを示している。 送信手段および受信手段を有する回路を示している。 図５に示された回路によって実行される測定を示している。 送信手段および受信手段を有する択一的な回路を示している。 送信手段および受信手段を有する別の択一的な回路を示している。 本回路で使用されるミキサを示している。

Claims (12)

1. 信号を送信するための送信手段と、送信された該信号の反射を受信するための受信手段とを有する回路であって、
   該受信手段は受信オシレータを有する形式のものにおいて、
   該受信オシレータの過渡振動特性は、送信された信号の反射によって調整されるように構成されていることを特徴とする回路。
2. 該受信オシレータの過渡振動時間および／または平均出力電力が、送信された信号の反射によって調整されるように構成されている、請求項１記載の回路。
3. 該受信オシレータの電力が測定される、請求項１または２記載の回路。
4. 該受信オシレータをクロック速度で、たとえば周期的に、スイッチオンおよびスイッチオフするための手段が設けられている、請求項１から３までのいずれか１項記載の回路。
5. 該受信オシレータは、送信すべき信号を発生するための送信オシレータとしても機能する、請求項１から４までのいずれか１項記載の回路。
6. 送信すべき信号を発生するための送信オシレータとして機能する第２のオシレータが設けられている、請求項１から５までのいずれか１項記載の回路。
7. 距離測定用の回路である、請求項１から６までのいずれか１項記載の回路。
8. レーダ、たとえばパルスレーダである、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路。
9. 測定信号を検出するためにミキサが設けられており、
   前記ミキサで、第１の部分測定信号と第２の部分測定信号とが加算される、請求項１から８までのいずれか１項記載の回路。
10. 測定信号を検出するために、２つのダイオードを有するミキサが設けられており、
    前記ダイオードは同じ極性で使用され、該測定信号は２つの部分測定信号の和として形成されるか、または、
    前記ダイオードは逆の極性で使用され、該測定信号は両部分測定信号の差によって形成される、請求項１から９までのいずれか１項記載の回路。
11. 請求項１から１０までのいずれか１項記載の回路を有する、車両、建物または産業設備。
12. 測定方法であって、
    たとえば距離測定方法である形式の方法において、
    送信手段によって信号を形成および送信し、
    受信オシレータを有する受信手段によって、送信された該信号の反射を受信し、
    該受信オシレータの過渡振動特性を、送信された該信号の反射によって調整することを特徴とする測定方法。

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