DE2544842A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zum auswerten von signalimpulsfolgen, insbesondere radar-impulsfolgen - Google Patents

Description

R. 23 1 2
2.9.1975 Rs

Anlage zur
Patentanmeldung

ROBERT BOSCH GMBH, 7 STUTTGART 1

Verfahren und Schaltungsanordnung zum
Auswerten von Signalimpulsfolgen,
insbesondere Radar-Impuls folgen.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Auswerten von zumindest im wesentlichen periodischen Signalimpulsfolgen, insbesondere Radar-Impulsfolgen, mit steilen Impulsflanken und
vorgegebener Impulsfolgefrequenz sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Es ist in der Impuls-Radartechnik bekannt, den Abstand zu einem Ziel dadurch zu ermitteln, dass man den zeitlichen Abstand
zwischen den über die Radarantenne ausgestrahlten Sendeimpulsen und den im allgemeinen über die gleiche Antenne empfangenen
Zielimpulsen bzw. Radar-Echosignalen in einer Auswerteschaltung ermittelt und damit indirekt den Abstand zu einem oder mehreren Zielen.

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Wenn nun der Abstand zu einem Ziel mit hoher Genauigkeit gemessen werden soll, d.h. wenn eine hohe Abstandsauflösung erreicht werden soll, dann ist es erforderlich, bei der Messungdes zeitlichen Abstandg zwisehen den durch übersprechen von dem Sendekanal in den Empfangskanal gelangenden Sendeimpulsen und den Radar-Echosignalen mit einer hohen zeitlichen Auflösung zu arbeiten, so dass sehr schnelle und entsprechend teure elektronische Auswerteschaltungen erforderlich sind. Beispielsweise ist es zur Ermittlung des Zielabstandes mit einer Genauigkeit von etwa 1 m erforderlich, Laufzeitdifferenzen in der Grössenordnung von etwa 6,6 ns sicher zu erfassen. Auswerteschaltungen, die mit einer derart hohen Genauigkeit arbeiten, lassen sich derzeit nur mit einem sehr hohen technischen und finanziellen Aufwand verwirklichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Auswerten von zumindest im wesentlichen periodischen Signalimpulsfolgen, insbesondere Radar-Signalen, vorzuschlagen, mit dem es möglich ist, unter Verwendung relativ einfacher und damit preiswerter Auswerteschaltungen ein hohes zeitliches und damit auch räumliches Auflösungsvermögen zu erreichen.

Diese Aufgabe ist bei dem eingangs genannten Verfahren gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass man zuerst die Signalimpulsfolgen mit einer Hilfsimpulsfolge niedrigerer Impulsfolgefrequenz multipliziert und dann das dabei erhaltene Mischsignal zur Unterdrückung hochfrequenter Signalanteile integriert, um zeitlich gedehnte Signalimpulsfolgen zu erhalten und dass man anschliessend die zeitlich gedehnten Signalimpulsfolgen auswertet.

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Das Verfahren gemäss der Erfindung bietet den Vorteil, dass mit Auswerteeinrichtungen gearbeitet werden kann, deren zeitliches Auflösungsvermögen gegenüber dem bisher erforderlichen zeitlichen Auflösungsvermögen entsprechend der zeitlichen Dehnung der Signalimpulsfolge verringert ist. Berücksichtigt man, dass beispielsweise eine zeitliche Dehnung der Signalimpulsfolge um den Faktor 1000 ohne weiteres.möglich und je nach dem gewünschten Einsatzzweck auch vernünftig ist, dann bedeutet dies, dass das zeitliche Auflösungsvermögen gegebenenfalls nicht mehr im ns-Bereich liegen muss, sondern im ms-Bereich ' liegen kann. Hierdurch wird eine ganz erhebliche Vereinfachung der Auswerteeinrichtungen erreicht, wodurch beispielsweise die Gesamtkosten für ein Impuls-Radarsystem erheblich gesenkt v/erden können, obwohl Zusatzeinrichtungen für die Erzeugung der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolgen erforderlich sind.

Ein weiterer Vorteil des Verfahrens gemäss der Erfindung besteht darin, dass sich für die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge aufgrund der Multiplikation mit der Hilfsimpulsfolge und der sich daran anschliessenden Integration eine verringerte Bandbreite und damit ein erheblicher Gewinn hinsichtlich des Rauschund Störabstandes ergibt. Ausserdem wird durch die Korrelation der Hilfsimpulsfolge"mit der Signalimpulsfolge gleichzeitig eine Unterdrückung aperiodischer Störsignale erreicht, was speziell bei der Auswertung von Radar-Impulsfolgen von Bedeutung ist.

Es ist günstig, wenn man die Signalimpulsfolge mit einer Hilfsimpulsfolge multipliziert, deren Impulsfolgefrequenz sehr wenig_/vorzugsweise etwa um 1/1000,von der Impulsfolgefrequenz der Signalimpulsfolge^abweicht, da in diesem Fall eine beträcht-

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liehe Zeitdehnung, insbesondere eine Zeitdehnung um den Faktor 1000 erreicht wird. Dabei ist es günstig, wenn die Impulsfolgefrequenz der Hilfsimpulsfolge niedriger ist als diejenige der Signalimpulsfolge, da in diesem Fall die ursprüngliche Reihenfolge der Impulse der periodischen Signalimpulsfolge auch bei der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge erhalten bleibt.

Die besonderen Vorteile einer Zeitdehnung gemäss der Erfindung werden sofort deutlich, wenn man einige typische Betriebsparameter betrachtet, die für ein Impuls-Radarsystem, insbesondere ein passives Verkehrs-Radarsystem zur Vermeidung von Auffahrunfällen, von entscheidender Bedeutung sind.

Grundsätzlich gilt für ein solches Impuls-Radarsystem . bezüglich des Zielabstands a folgende Gleichung:

_a. o,15 X-S₅-X V (D

wobei T die Laufzeit eines Impulses vom Sender zum Ziel und zurück zu dem am Ort des Senders befindlichen Empfänger der Sende-Empfangs-Einheit des Radarsystems ist.

Durch Umstellen der Gleichung (1) ergibt sich für die Laufzeit: T₂ = 6,6 χ 1O~³ χ -Jj- χ a (1.a)

Will man nun den Abstand a mit einer Genauigkeit von 1 m ermitteln, so folgt aus den Gleichungen (1) und (La), dass die Laufzeit mit einer Genauigkeit von 6,6 ns gemessen werden muss, wie dies oben angegeben wurde.

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Voraussetzung für eine derart genaue Laufzeitmessung sind zunächst einmal steile Impulsflanken der Sendeimpulse, die sich nur beim Arbeiten mit einer hohen Trägerfrequenz, beispielsweise zwischen etwa 30 und 40 GHz erreichen lassen, welche vorzugsweise mit einer Impulsfolgefrequenz von etwa 1 MHz getastet v/ird.

Noch wesentlicher aber ist es, dass der zeitliche Abstand zwischen den ausgesandten Sendeimpulsen und den zur Sende-Empfangs-Einheit zurückkehrenden reflektierten Anteilen der Sendeimpulse, d.h. den Echoimpulsen, mit einer entsprechenden Genauigkeit gemessen werden kann. Dies lässt sich auf direktem Wege nur mit sehr teuren und komplizierten elektronischen Zeitmessern erreichen, beispielsweise mit Hilfe schneller Zähler. Wenn man dagegen gemäss der Erfindung unter Beibehaltung der höheren Trägerfrequenz eine zeitliche Dehnung der auszuwertenden Signalimpulsfolge durchführt, die bei einem Impuls-Radarsystem jeweils aus einem durch übersprechen auf den Ausgang des Empfängerteils der Sende-Empfangs-Einheit gelangenden eingekoppelten Sendeimpuls und im allgemeinen aus mehreren Echoimpulsen besteht, dann kann man mit wesentlich einfacheren Auswerteeinrichtungen arbeiten.

Die Vorgänge bei der Erzeugung der zeitlich gedehnten Impulsfolge durch Multiplikation der Signalimpulsfolge mit der Hilfsimpulsfolge kann man sich dabei anschaulich so vorstellen, dass die Hilfsimpulsfolge mit einer der Differenz der Impulsfolgefrequenzen entsprechenden Verschiebezeit pro Sendezyklus über die einzelnen Impulse der auszuwertenden Signalimpulsfolge hinwegläuft, wobei die Signalanteile, die jeweils während der Dauer eines Hilfsimpulses vorhanden sind, zu einem zeitlich

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gedehnten Signal integriert werden.

Dieser Zusammenhang soll nachstehend mathematisch dargestellt werden. Zunächst einmal gilt für die Verschiebezeit T die folgende Gleichung:

^TA ^{= T}H ~ ^TV ^{= 1/f}H " ^1/fV ⁽²⁾

wobei Q?_H = Periodendauer der Impulsfolgefrequenz der Hilfsimpulsfolge, T„ = Periodendauer der Impulsfolgefrequenz der Signalimpulsfolge, f„ = Impulsfolgefrequenz der Hilfsimpulsfolge und f.. = Impulsfolgefrequenz der Signalimpulsfolge ist.

Mit dieser Verschiebezeit laufen die Hilfsimpulse der Hilfsimpulsfolge gewissermassen als ein Zeitfenster über die Signalimpulse der Signalimpulsfolge hinweg, wobei jeder einzelne Signalimpuls, ausgehend von seiner Vorderflanke, zunächst in zuständig steigendem Masse in dieses Zeitfenster fällt, bis eine maximale überdeckung erreicht ist, woraufhin dann die zeitliche Überlappung allmählich wieder abnimmt und schliesslich zu Null wird. Die auf diese Weise ausgeblendeten Scheiben oder Streifen der Signalimpulse werden integriert und bilden die zeitlich gedehnte Impulsfolge, die um den Faktor„

¹V H

gegenüber der Signalimpulsfolge gedehnt ist.

Günstig ist es, wenn die Dauer der Hilfsimpulse der Hilfsimpulsfolge höchstens gleich der Dauer der Signalimpulse der Signalimpulsfolge ist, da sich in diesem Fall ein ausgeprägtes

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Maximum der durch Integration mehrerer Signalanteile entstandenen Impulse der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ergibt, was eine besonders einfache Auswertung, insbesondere eine Differentiation dieser Impulse zur Ermittlung der zeitlichen Lage ihres Maximums^, ermöglicht.

Zur Durchführung des erflndungsgemässen Verfahrens hat sich eine Schaltungsanordnung bewährt, deren Eingang periodische Signalimpulsfolgen, insbesondere Radar-Impulsfolgen, zuführbar sind, die Auswerteeinrichtungen aufweist , die mit dem Eingang verbunden sind, und die dadurch gekennzeichnet ist, dass zwischen dem Eingang und den Auswerteeinrichtungen eine Zeitdehnungs-Schaltung eingefügt ist, dass die Zeitdehnungs-Schaltung einen Multiplizierer und einen diesem nachgeschalteten Integrator aufweist und dass der Multiplizierer einen ersten Anschluss aufweist, über den die SignaJLimpulsfolge zuführbar ist, und einen zweiten Anschluss, über den die Hilfsimpulsfolge aus einem Hilfsimpulsoszillator zuführbar ist, sowie einen Ausgang, der mit dem Integrator verbunden ist, an dessen Ausgang die zeitgedehnteA Signalimpulsfolgenabgrelfbar ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung lässt sich vergleichsweise einfach und billig aufbauen und gestattet dennoch eine hohe Genauigkeit der Abstandsermittlung, so dass beispielsweise bei Einsatz einer derartigen Schaltungsanordnung in einem Verkehrs-Radar sy stern von einem damit ausgerüsteten Automobil der Abstand zu weiteren Automobilen auf der Fahrbahn genau und schnell gemessen werden kann, insbesondere um bei einem zu dichten Auffahren auf ein langsameres Fahrzeug ein Warnsignal auszulösen .

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Günstig ist es auch, wenn bei einer derartigen Schaltungsanordnung, welche einen Referenzimpulsoszillator zur Erzeugung einer Referenzimpulsfolge zur Steuerung der Auswerteeinrichtung und vorzugsweise gleichzeitig zur Steuerung einer Impuls-Radar-Sende-Empfangs-Einheit aufweist, deren Empfangsteil einen Ausgang aufweist, der mit dem Eingang der Schaltungsan? Ordnung verbunden ist, ein zweiter Multiplizierer vorgesehen ist, der einen ersten Anschluss besitzt, dem die Hilfsimpulsfolge aus dem Hilfsimpulsoszillator zuführbar ist, und einen zweiten Anschluss, dem die Referenzimpulsfolge zuführbar ist," sowie einen Ausgang, der mit dem Integrator verbunden ist, von dessen Ausgang den Auswerteeinrichtungen eine zeitlich gedehnte Referenzimpulsfolge "uführbar ist. Mit einer solchen Schaltungsanordnung erhält man eir. - Referenzimpulsfolge, die zeitlich ebenso gedehnt ist, wie die Signalimpulsfolge., d.h. ein Referenzsignal, welches eine genaue Bestimmung des zeitlichen Abstands der Echoimpulse von den eingekoppelten Sendeijmpulsen ermöglicht und damit eine entsprechend genaue Ermittlung des Abstands der Zielobjekte.

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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen noch näher erläutert,und zwar insbesondere in Verbindung mit einem Impuls-Radarsystem zur Vermeidung von Auffahrunfällen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der wesentlichen Teile eines Impuls-Radarsystems,

Fig. 2 schematische Impulsdiagramme der Sendeirapulse und der auszuwertenden Signalimpulsfolge des Impuls-Radarsystems gemäss Fig. 1,

Fig. 3 schematische Darstellungen von Impulsfolgen an verschiedenen Punkten des Impuls-Radar-Systems gemäss Fig. 1,

Fig. 4a

bis 4g schematische Diagramme zur Erläuterung des Verfahrens der zeitlichen Dehnung einer Signalimpulsfolge, für aufeinanderfolgende Zeitintervalle,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Impuls-Radarsystems gemäss der Erfindung,

Fig. 6 ein Blockschaltbild der Zeitdehnungsschaltung des Impuls-Radarsystems gemäss Fig. 5,

Fig. 7 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Zeitdehnungsschaltung gemäss Fig. 6,

Fig. 8 ein Schaltbild eines logarithmischen Verstärkers für das Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

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AY

Fig. 9 ein Schaltbild einer Ortungstiefensteuerung des Impuls-Radarsystems gemäss Fig. 5,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Echodiskriminators für das Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

Fig. 11a

bis 11g Zeitdiagramme verschiedener Signale in dem Echodiskriminator gemäss Fig. 10,

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Zielextraktionslogik für das Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

Fig. 13a

bis 13d verschiedene Baugruppen zum Aufbau einer bevorzugten Ausführungsform einer Zielextraktionslogik für das Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

Fig. 14 ein Schaltbild einer unter Verwendung der Baugruppen gemäss Fig. 13 aufgebauten Zielextraktionslogik für das Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

Fig. 15 Impulsdiagramme zur Verdeutlichung des Signalverlaufs an verschiedenen Punkten der Zielextraktionslögik gemäss Fig. 14,

Fig. 16 ein Blockschaltbild einer Integratorsteuerung für ein Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5,

Fig. 17

bis 19 Schaltbilder verschiedener Teile der Integratorsteuerung gemäss Fig. 16,

Fig. 20 den zeitlichen Verlauf von Signalen an verschiedenen Punkten der Integratorsteuerung und

Fig. 21 ein Blockschaltbild eines Gefahrenrechners.

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J*

Ehe nachstehend ein praktisch ausgeführtes Impuls-Radarsystem gemäss der Erfindung in den Einzelheiten erläutert wird, soll zunächst das Prinzip der Zeitdehnung anhand der Figuren 1 bis 4 kurz erläutert werden.

Im einzelnen zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild der wesentlichen Teile eines Impuls-Radar_Sy_Stenis roit einer Sende-Empfangs-Einheit 1, die von einem Steueroszillator 2 gesteuert wird, der mit einer Frequenz von 1 MHz arbeitet. Die Sende-Empfangs-Einheit 1 sendet über eine schematisch angedeutete Antenne 3 . Sendeimpulse Z aus, die beim betrachteten Ausführungsbeispiel mit einer Impulsfolgefrequenz von 1 MHz aufeinanderfolgen sollen. Die Sendeimpulse Z sollen ferner eine Impulslänge von 20 ns besitzen und aus Gründen, die nachstehend noch näher erläutert werden, Wechselspannungssignale mit einer Frequenz von 35 GHz sein. In Fig. 1 ist ein Sendeimpuls Z bildlich angedeutet, wobei ein Pfeil an seinem in der Zeichnung linken Ende andeutet, dass dieser Sendeimpuls Z sich von der Antenne 3 entfernt. Die Sendeimpulse Z können bei Auftreffen auf ein Hindernis teilweise reflektiert werden. In Fig. 1 sind zwei derartige Hindernisse oder Ziele B.. und B₂ angedeutet. Ausser-

dem ist jeweils ein von diesen Zielen reflektiertes Echosignal

Pfeil E- bzw. E» angedeutet, wobei der/in der Zeichnung am rechten Ende dieser Echoimpulse E.., E_ wieder die Laufrichtung an-. deutet, die auf die Antenne 3 zugerichtet ist. Die Echo impulse E/ und E_ werden von der als Sende- und Empfangsantenne arbeitenden Antenne 3 empfangen und gelangen von dort zum Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1.

Fig. 2 zeigt in Form eines Impulsdiagramms schematisch den Verlauf der von der Antenne 3 abgestrahlten Sendeimpulse Z

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über der Zeit t und darunter die auszuwertende Signalimpulsfolge ZE am Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1. Man erkennt, dass die Signalimpulsfolge ZE innerhalb einer Periode der Impulsfolgefrequenz der Sendeimpulse Z drei Einzelimpulse aufweist, nämlich einen Startimpuls ZE_Q, der durch Einkoppeln bzw. Übersprechen des zugeordneten Sendeimpulses Z auf die Empfangsseite der Sende-Empfangs-Einheit 1 entsteht, sowie zwei weitere Impulse ZE- und ZE„, die den Echoimpulsen E₁ und E₂ von den beiden Zielen B₁ bzw. B₂ entsprechen, die in der Sende-Empfangs-Einheit 1 im allgemeinen verstärkt und in geeigneter Weise aufbereitet v/erden, weshalb für diese Impulse auf der Eingangsseite und am Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1 unterschiedliche Bezeichnungen gewählt wurden.

Der zeitliche Abstand zwischen dem Startimpuls ZE_ und den Einzelimpulsen ZE₁ bzw. ZE₃, welche nachstehend der Einfachheit halber wieder als Echoimpulse bezeichnet werden, ist von der Laufzeit der Signale von der Antenne 3 zu den Zielen B₁, B₂ und zurück zur Antenne 3 abhängig. Diese Laufzeiten sind in Fig. 2 eingezeichnet und mit';'., bzw. T ₂ bezeichnet.

Bei elektromagnetischen Wellen, die sich mit Lichtgeschwindigkeit ausbreiten gilt für den Zusammenhang zwischen der Laufzeit T und dem Zielabstand a folgende Gleichung:

Z - 6,6 x 1O~⁹ χ a χ ~- (4)

Die Ermittlung der Abstände a.. und a₂ der beiden Ziele B^ bzw. B₀. von der Antenne 3 erfolgt indirekt durch die Messung der Eaufzeiten T * bzw. T₂* wobei die Laufzeiten grundsätzlich unmittelbar durch Auswertung der Signalimpulsfolge ZE erhalten v/erden könnten.

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«Ο

Aus der obigen Gleichung (4) wird nun aber deutlich, dass die Laufzeiten mit einer Genauigkeit von 6,6 ns gemessen werden müssten, wenn die Abstände a₁ bzw. a» mit einer Genauigkeit von 1 m ermittelt werden sollten. Da eine so hohe Auflösung bei der Messung des zeitlichen Abstandes äusserst schwierig ist, wie dies eingangs erläutert wurde, ist erfindungsgemäss ein Hilfsoszillator 5 vorgesehen, der beim Ausführungsbeispiel mit einer Frequenz von 999 kHz arbeitet. Der Hilfsoszillator 5 dient der Steuerung eines Schalters 6, der in der Praxis durch eine elektronische Torschaltung gebildet wird und am Eingang eines Tiefpasses 7 liegt, an dessen Ausgang 8 eine zeitgedehnte Signalimpulsfolge ZS abgreifbar ist.

Die auszuwertende Signalimpulsfolge ZE wird durch den durch das Ausgangssignal HS des Hilfsoszillators 5 gesteuerten Schalter 6 periodisch abgetastet, wobei die Abtastfrequenz: f„ des Hilfsoszillators 5 kleiner ist als die Impulsfolgefrequenz f„ der Signalimpulsfolge ZE und wobei ferner die Länge L₁₁ der

U £1

Impulse des Hilfsoszillators 5 höchstens gleich der Länge L„

der Sendeimpulse Z ist.

Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich am Ausgang 3 des Tiefpasses 7 die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS, die um einen Zeitdehnungsfaktor

k-D = ⁽⁵⁾

gedehnt ist.

Für die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS ergibt sich damit folgende Wiederholfrequenz:

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' ^fZS ^{= f}Z^/kD ^{= f}Z - ^fH

wobei für die zeitlich gedehnten Laufzeiten T' folgende Gleichung gilt:

r'= k_D . r (7)

In Fig. 3 der Zeichnung ist der zeitliche Verlauf der nicht gedehnten Signalimpulsfolge ZE,der Impulsfolge HS am Ausgang des Hilfsoszillators 5 und der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS schematisch dargestellt, wobei die Zeitachse in einem gegenüber der Fig. 2 kleineren Masstab gezeichnet ist und wobei ferner ein Zeitdehnungsfaktor k_Q = 12 angenommen ist, um die Zusammenhänge deutlicher darstellen zu können, während in der Praxis beispielsweise mit einem Zeitdehnungsfaktor k_D = 1000 gearbeitet wird, wie er sich aus den oben angegebenen Frequenzen des Steueroszillators 2 und des Hilfsoszillators 5 ergibt. Man erkennt, dass in Fig. 3 die Länge einer Periode der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS gleich der Länge von 12 Perioden der nicht gedehnten Signalimpulsfolge ZE am Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1 ist. Dies bedeutet, dass man bei einem Zeitdehnungsfaktork = 1000 anstelle eines zeitlichen Auflösungsvermögens von 6,6 ns nur noch ein zeitliches Auflösungsvermögen von 6,6yus benötigt. Die Art, in der die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZE erzeugt wird, wird aus Fig. 4a bis 4g besonders deutlich, wo für mehrere aufeinanderfolgende Perioden der nicht gedehnten Signalimpulsfolge ZE die zeitliche Lage eines Einzelimpulses dieser Impulsfolge zu aufeinanderfolgenden Impulsen der Impulsfolge HS am Ausgang des Hilfsoszillators 5 dargestellt ist.

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Im einzelnen zeigt Fig. 4a eine Ausgangssituation für ein

Zeitintervall t.~ bis t_o. Innerhalb dieses Zeitintervalls υ ο

dauert der als Rechteckimpuls dargestellte Ausgangsimpuls HS des Hilfsoszillators 5 von t_Q bis t₂-, während der gezeigte Einzelimpuls der Signalimpulsfolge ZE, der als Glockenimpuls dargestellt ist, sich über das Zeitintervall t^ bis t_? erstreckt. Die beiden Impulse überlappen sich in dem Zeitintervall t.j bis t_. Während dieses Zeitintervalls wäre bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 1 der Schalter 6 geschlossen, so dass der schraffierte Teil des betrachteten Impulses der Signalimpulsfolge ZE zu dem Tiefpass 7 durchgelassen würde.

Während der nächsten Periode der Signalimpulsfolge ZE fällt der Rechteckimpuls vom Hilfsoszillator 5 unter der Voraussetzung, dass die Verschiebe zeit T- gemäss Gleichung (3) zwischen den Impulsfolgen HS und ZE gleich einem Zeitintervall t_n bis t ₊₁ ist, in das Zeitintervall t- bis t₃, so dass die in diesem Zeitintervall auftretenden, schraffiert dargestellten Signalanteile des betrachteten Impulses der Signalimpulsfolge ZE zum Tiefpass durchgelassen werden, wie dies Fig. 4b zeigt.

Aufgrund der relativen Verschiebung der beiden Impulsfolgen werden dann während der nächsten fünf Perioden der Signalimpulsfolge ZE die in Fig. 4c bis 4g schraffiert eingezeichneten Signalanteile zum Tiefpassfilter durchgelassen. In der nächsten Periode, die auf die in Fig. 4g betrachtete Periode folgt, findet dagegen keine Überlappung mehr zwischen einem Einzelimpuls der zeitlich nicht gedehnten Signalimpulsfolge ZE und der Impulsfolge HS vom Ausgang des Hilfsoszillators 5 statt. Dies bedeutet, dass auch dem Tiefpass 7 vorerst keine weiteren Signalanteile mehr zugeführt werden, bis zu einem späteren Zeit-

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ta

punkt erneut eine Überlappung zwischen den Ausgangsimpulsen HS des Hilfsoszillators 5 und dem nächsten Einzelimpuls der Signalimpulsfolge ZE eintritt. Die obige Erläuterung macht deutlich, dass dem Tiefpass 7 über den Schalter 6 während mehrerer aufeinanderfolgender Perioden Signalanteile eines Einzelimpulses der Signalimpulsfolge ZE vom Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1 zugeführt werden. Diese Signalanteile werden von dem Tiefpass 7 zu einem Einzelimpuls der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS integriert, die bei geeigneter Dimensionierung des Tiefpasses wieder Glockenimpulse sind, insbesondere wenn die vom Schalter 6 durchgelassenen Signalanteile entsprechend den anhand der Fig. 4 erläuterten Verhältnissen, ausgehend von Null auf einen Maximalwert ansteigen und dann wieder bis auf Null abnehmen.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass sich gezeigt hat, dass bei einem Impuls-Radarsystem, welches mit den angegebenen Frequenzen arbeitet, die zeitlich nicht gedehnte Signalimpulsfolge ZE trotz der sich ändernden Abstände a* und a₂ zu den Zielen B- bzw. B₂ ausreichend periodisch verläuft, um bezüglich der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS einwandfreie Ergebnisse zu erzielen. Ferner hat es sich gezeigt, dass die Durchführung von Abstandsmessungen in zeitlichen Abständen von 1 #us ausreicht, um die Verkehrssituation sicher zu beobachten, da die in 1 /us zurückgelegte Strecke bei einer Fahrzeuggeschwindigkeit von beispielsweise 200 km/h lediglich 56/um beträgt. Schliesslich hat sich der Integrationsvorgang bei der Erzeugung der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS auch insofern als günstig erwiesen, als aperiodisch auftretende Störsignale unterdrückt werden, was bedeutet, dass ein besserer Rauschabstand erreicht wird, während gleichzeitig Fehlmessungen aufgrund des Ausfallens eines oderer Mehrerer Echosignale ausge-

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schlossen sind, da bei einer geeignet gewählten Verschiebezeit T- das Ausbleiben einzelner Echosignale infolge des Integrationsvorgangs praktisch kaum festzustellen ist.

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Impuls-Radarsystem

Während vorstehend das Prinzip der zeitlichen Dehnung anhand der Fig. 1 bis 4 erläutert wurde, soll nunmehr anhand der Fig. 5 der Zeichnung ein gemäss der Erfindung aufgebautes Impuls-Radarsystem hinsichtlich seiner Funktion und der einzelnen das Impuls-Radarsystem bildenden Baugruppen näher betrachtet werden, ohne dass jedoch auf Einzelheiten der in den Baugruppen vorgesehenen Schaltungen eingegangen würde.

Das in Fig. 5 gezeigte Impuls-Radarsystem besitzt zunächst einmal in üblicher Weise eine Sende-Empfangs-Einheit 1 mit einer Antenne 3. Die Sende-Empfangs-Einheit 1 kann in bekann/ föeise aufgebaut sein und soll hier, da sie nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, nicht näher erläutert v/erden.

Der Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1, an welchem die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZE auftritt, ist mit einer Zeitdehnungsschaltung 9 verbunden. Einem weiteren Eingang der Zeitdehnungsschaltung 9 wird das Ausgangssignal des Steueroszillators 2 zugeführt, der die Sende-Empfangs-Einheit 1 steuert und eigentlich ein Bestandteil derselben ist, obwohl er in den Fig. 1 und 5 der Übersichtlichkeit halber als getrennte Baugruppe dargestellt ist.

Die Zeitdehnungsschaltung 9 besitzt einen ersten Ausgang 8, an welchem die zeitlich gedehnte auszuwertende Signalimpulsfolge ZS zur Verfugung steht. Diese Impulsfolge wird einem vorzugsweise als logarithmischen Verstärker ausgebildeten Verstärker . 10 zugeführt, dessen Ausgang mit einem ersten Eingang 12 eines Echodiskriminators 11 verbunden ist. Einem zweiten Eingang 13 des Echodiskriminators 11 wird ein sogenanntes Ortungstiefen-

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signal/zugeführt, das von einer Ortungstiefensteuerung 14 erzeugt wird. Die Ortungstiefensteuerung 14 erzeugt das jOrtungstiefensignal in Abhängigkeit von der Eigengeschwindigkeit v„ eines mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs sowie in Abhängigkeit von der maximalen Bremsverzögerung b„ dieses Fahrzeugs und in Abhängigkeit von der individuellen Reaktionszeit Tj^ des Fahrers des genannten Fahrzeugs. Eine den genannten Parametern b , v_ und T. entsprechende Spannung ü (b„, v„, T.) wird der Ortungstiefensteuerung über einen Eingang 16 zugeführt. Über einen weiteren Eingang 18 wird der Ortungstiefensteuerung 14 ein zeitlich gedehntes, begrenztes Referenzsignal TR¹ vom Ausgang eines Begrenzers 19 zugeführt, dessen Eingang mit einem zweiten Ausgang 20 der Zeitdehnungsschaltung 9 verbunden ist. Am zweiten Ausgang 20 der Zeitdehnungsschaltung 9 steht ein zeitgedehntes Referenzsignal TR zur Verfügung, auf dessen Zweck und Erzeugung weiter unten noch näher eingegangen wird. An dieser Stelle soll der Hinweis genügen, dass das Referenzsignal TR bezüglich der über die Antenne 3 abgestrahlten Sendeimpulse Z eine feste zeitliche Lage besitzt.

Die Ortungstiefensteuerung 14 erzeugt aufgrund des an ihrem Eingang 16 anliegenden Signals ein Ortungstiefensignal veränderlicher Länge, mit dessen Hilfe in dem Echodiskriminator 11 diejenigen Impulse der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZE unterdrückt werden, die auf Reflexionen ausserhalb des Ortungstiefenbereichs zurückgehen. Im übrigen dient der Echodiskr±minator 11 der Erzeugung einer begrenzten, zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge R, in welcher ausser den zu spät eintreffenden Impulsen auch solche Störimpulse unterdrückt sind, die unterhalb eines vorgegebenen Spannungspegels liegen, sowie der Erzeugung einer differenzierten zeitgedehnten Signalimpuls-

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folge Zd, deren Einzelimpulse die Lage der Maxima der Impulse der zeitlich gedehnten Signalirapulsfolge ZS markieren. Die beiden Impulsfolgen R und Zd stehen an Ausgängen 21 bzw. 22 des Echodiskriminators 11 zur Verfugung. Die begrenzte Signalimpulsfolge R, die differenzierte Signalimpulsfolge Zd und das Ortungstiefensignal OT werden den Eingängen 23, 24 bzw. 25 einer Zielextraktionslogik 26 zugeführt, welche dazu dient, für jeden von η-Echo impulsen, die durch einen Sendeirnpuls ausgelöst werden, ein längenmoduliertes Ausgangssignal Z. bis Z_n zu erzeugen, dessen Länge der Laufzeit des betreffenden Echoimpulses entspricht. Die längenmodulierten Ausgangssignale Z, bis Z_n erscheinen an Ausgängen 27 bis 30 der Zielextraktionslogik 26. Letztere besitzt ausserdem Ausgänge 31 bis 33, an welchen Signale ZP₁ bis ZP zur Verfügung stehen, auf deren Erzeugung weiter unten noch näher eingegangen werden soll.

Die Ausgänge 27 bis 33 der Zielextraktionslogik 26 sind mit

Eingängen einer Integratorsteuerung 34 verbunden, welcher ausserdem das Ortungstiefensignal OT zugeführt wird. Die Integra tor steuerung 34 dient, ganz allgemein gesagt, dazu, eine Entscheidung darüber zu treffen, ob die aufgrund der ausgewerteten Echoimpulse ermittelten Abstände als neue Messwerte gespeichert und gegebenenfalls zur Auslösung eines Warnsignals verwendet werden sollen oder ob sie als Fehlmessungen betrachtet werden sollen, welche zumindest vorerst unterdrückt werden. Insgesamt dient die als Integratorsteuerung 34 bezeichnete Schaltungsanordnung also dazu, eine unnötige Auslösung von Warnsignalen aufgrund von vorübergehenden Fehlmessungen zu unterdrücken. Die Integratorsteuerung 34 ist aus mehreren identischen Baugruppen aufgebaut, die dem 1. bis η-ten Echoimpuls zugeordnet sind. Jede der Baugruppen liefert drei Aus-

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gangssignale, nämlich F₁, Uv₁ und Ud₁ bis F^, Uv_n, Ud_n.

Diese Signale werden gemäss Fig. 5 einem Gefahrenrechner 15 zugeführt, über den gegebenenfalls optische und/oder akustische Warnsignale für den Fahrer des mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs auslösbar sind. Dabei ist zu beachten, dass der Gefahrenrechner 15, ähnlich wie die Zielextraktionslogik 26 und die IntegratorSteuerung 34, wieder mehrere identische Baugruppen 15.1 bis 15.η umfasst, deren Anzahl gleich der Anzahl η der getrennt zu erfassenden Ziele ist und deren Ausgangssignale einer gemeinsamen Warneinrichtung zuführbar sind, die als Lautsprecher Lt angedeutet ist.

Ausserdem besitzt der Gefahrenrechner 15 einen für alle zn erfassenden Ziele gemeinsamen Schaltungsteil 15a zur Erzeugung einer der Eigengeschwindigkeit v„ des mit dem Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs proportionalen Spannung U^_E\ sowie zur Erzeugung der Spannung U (v„, b„, T.), welche dem Eingang 16 der Ortungstiefensteuerung 14 zugeführt wird.

Aufbau und Funktion des Gefahrenrechners werden weiter unten ebenfalls noch in den Einzelheiten erläutert.

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Zeitdehnungsschaltung

In Fig. 6 der Zeichnung ist ein Blockschaltbild der Zeitdehnungsschaltung 9 des Impuls-Radar systems gemäss Fig. 5 einschließlich der Sende-Empfangs-Einheit 1 und des Steueroszillators 2 dargestellt. Die Zeitdehnungsschaltung 9 entspricht in ihrem prinzipiellen Aufbau der bereits anhand der Fig. 1 erläuterten Schaltung zur Zeitdehnung, ist jedoch gegenüber dieser Schaltung erweitert.

Im einzelnen wird bei der Zeitdehnungsschaltung gemäss Fig. 6 die auszuwertende Signalimpulsfolge ZE vom Ausgang 4 der Sende-Empfangs-Einheit 1 einem Multiplizierer 6 zugeführt, der ebenfalls wieder ein Schalter sein kann, wie in Fig. 1 und der daher mit dem gleichen Bezugszeichen bezeichnet ist. Der Multiplizierer kann aber beispielsweise auch ein Ringmodulator sein oder eine andere geeignete Multiplizierschaltung. Einem zweiten Eingang des Multiplizierers 6 wird das Ausgangssignal HS bzw. die Hilfsimpulsfolge von einem Ausgang des Hilfsoszillators 5 zugeführt. Dem Ausgang des Multiplizierers 6 ist ein Integrator 7 nachgeschaltet, der beispielsweise wieder ein Tiefpassfilter sein kann und daher mit dem gleichen Bezugszeichen wie der Tiefpass 7 in Fig. 1 bezeichnet ist. Andererseits kann der Integrator 7 auch ein kapazitiv rückgekoppelter Operationsverstärker sein. Am Ausgang des Integrators 7, d.h. am ersten Ausgang 8 der Zeitdehnungsschaltung ist die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS abgreifbar.

Grundsätzlich bestünde die Möglichkeit, aus der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS eine Referenzimpulsfolge abzuleiten, die als Bezugsfrequenz bzw. Zeitnormal bei der Auswertung

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2. p

SO

der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS dienen könnte. Es hat sich jedoch als günstiger erwiesen, wenn man, wie dies die Fig. 6 zeigt, die Ausgangssignale des Steueroszillators 2 und des Hilfsoszillators 5 einem zweiten Multiplizierer 35 zuführt, dessen Ausgang mit einem zweiten Integrator 36 verbunden ist, an dessen Ausgang der den zweiten Ausgang 20 der Zeitdehnungsschaltung 9 bildet, nunmehr eine zeitlich gedehnte Referenzimpulsfolge TR abgreifbar ist, die unmittelbar aus den Ausgangssignalen der beiden Oszillatoren 2 und 5 gewonnen ist, die wieder mit den .Frequenzen 1 MHz bzw. 999 kHz arbeiten sollen. Auf diese Weise erhält man nämlich ein sehr genaues Referenzsignal und damit letztlich die Möglichkeit zu einer äusserst präzisen Laufzeit- bzw. Entfernungsmessung.

Während die vorstehend erläuterte Fig. 6 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des grundsätzlichen Aufbaus der Zeitdehnungsschaltung 9 für ein Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5 zeigt, soll nachstehend anhand der Fig. 7 der Zeichnung eine praktische Ausführungsform der Zeitdehnungsschaltung gemäss Fig. 6 näher erläutert v/erden.

Bei der Zeitdehnungsschaltung gemäss Fig. 7 ist der Ausgang des Steueroszillators 2 mit einem digitalen Differenzierer 37 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem einen Eingang einer UND-Schaltung 38 verbunden'ist. Auch dem Hilfsoszillator 5 ist ein digitaler Differenzierer 39 nachgeschaltet, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang der UND-Schaltung 38 verbunden ist. Mit dem Ausgang der UND-Schaltung 38 ist ein als Integrator dienendes Tiefpassfilter 39 verbunden, welches als Filter mit minimalem Zeit-Bandbreiten-Produkt ausgebildet ist und von dessen Ausgang 20 die Referenzimpulsfolge TR abgreifbar ist.

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Ausser mit der UND-Schaltung 38 ist der Ausgang des dem Hilfsoszillator 5 nachgeschalteten digitalen Differenzierers 35 mit der einen Eingangswicklung 39 eines Ringmodulators 40 verbunden, dessen anderer Eingangswicklung 41 die zeitlich nicht gedehnte auszuwertende Signalimpulsfolge ZE vom Ausgang 4 der in Fig, 7 nicht gezeigten Sende-Empfangs-Einheit 1 zugeführt wird. Der Ringmodulator 40 dient also der Multiplikation der Signalimpulsfolge ZE mit dem differenzierten Ausgangssignal HS des Hilfsoszillators 5. Das Produkt der beiden Signale wird von dem Ausgang 42 des Ringmodulators 40 augegriffen und dem Tiefpass 7 zugeführt, der wieder als Filter mit minimalem Zeit-Bandbreiten-Produkt ausgebildet ist. Am Ausgang des Tiefpasses 7, d.h. am ersten Ausgang 8 der Zeitdehnungsschaltung 9 ist nun wieder die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS abgreifbar.

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Logarithntischer Verstärker

Vom Ausgang 8 der Zeitdehnungsschaltung 9 wird die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS vor Beginn der eigentlichen Auswertung zunächst noch einmal verstärkt, und zwar mit Hilfe eines logarithmischen Verstärkers 10, wie er in Pig. 8 schematisch dargestellt ist. Wie Fig. 8 zeigt, ist das Kernstück des logarithmischen Verstärkers 10 ein Operationsverstärker 43, dessen einer Eingang (+) an Bezugspotential liegt und dessen anderer Eingang (-) über einen Widerstand 44 mit dem Ausgang 8 der Zeitdehnungsschaltung 9 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 43 ist über eine Rückkopplungsschleife mit dem zweiten Eingang (-) desselben verbunden, in welcher die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 45 liegt, dessen Basis mit Bezugspotential verbunden ist. Logarithmische Verstärker der betrachteten Bauart sind im Handel als integrierte Schaltungen erhältlich und werden beispielsweise von der Firma Intersil, ^ÜSA unter der Typenbezeichnung ICL 8048

vertrieben. Der Vorteil derartiger logarithmischer Verstärker besteht darin, dass sie Signale innerhalb eines sehr breiten Amplitudenbereichs, beispielsweise mit einem Dynamikumfang von über 100 dB genau proportional verstärken, was gerade bei der Auswertung von RadarSignalen von Bedeutung ist, wo die Stärke der zum Empfänger zurückkehrenden Echosignale in Abhängigkeit , von der Entfernung des angemessenen Ziels sehr stark abnimmt.

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as

Ortungstiefensteuerung

Die zeitgedehnte Referenzimpulsfolge TR am zweiten Ausgang 20 der Zeitdehnungsschaltung 9 wird in einem Begrenzer 19 hier nicht näher zu beschreibender Bauart begrenzt. Das begrenzte Referenzsignal TR¹ wird dem Eingang 18 der Ortungstiefenstouerung 14 zugeführt, welche nachstehend anhand der Fig. 9 im einzelnen erläutert werden soll.

Gemäss Fig. 9 besitzt die Ortungstiefensteuerung 14 zwei Eingänge 16 und 18, wobei an dem einen Eingang 18 das begrenzte Referenzsignal TR¹ anliegt, während an dem anderen Eingang 16 die Spannung U (v_E, b_ß, T_±) anliegt, die der Eigengeschwindigkeit v„ des mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs, der maximalen Bremsverzögerung b„ dieses Fahrzeugs und der individuellen Reaktionszeit T_± des Fahrers des genannten Fahrzeugs entspricht. Die Spannung U (v_E, b_E, T_±) wird an den Eingang eines Komparators 47 angelegt. Der zweite Eingang des Komparators 47 liegt an dem gemeinsamen Verbindungspunkt 48 einer Konstantstromquelle 49 und eines Kondensators 50, dessen , dem Verbindungspunkt 48 abgesandte Platte mit Bezugspotential verbunden ist.

Das begrenzte Referenzsignal TR¹ vom Eingang 18 wird dem Setzeingang 51 einer Kippschaltung 52 zugeführt, deren Löscheingang 53 mit dem Ausgang des Komparators 47 verbunden ist. Die Kippschaltung 52 besitzt einen Ausgang 54, an dem das Ortungstiefensignal OT abgreifbar ist. Der Ausgang 54 ist innerhalb ' der Ortungstiefensteuerung 14 mit der Basis eines Transistors 55 verbunden, dessen Kollektor-Emitter-Strecke parallel.zu dem Kondensator 50 liegt, wobei der Emitter mit Bezugspotential

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verbunden ist. Die Konstantstromquelle (49), der Kondensator (50) und der Transistor (55) bilden also einen von der Kippschaltung (52) gesteuerten Sägezahngenerator (50')·

Die Ortungstiefensteuerung 14 dient dazu, die jeweilige Reichweite des Impuls-Radarsystems auf einen Wert zu begrenzen, der bei vorgegebenen Parametern v„, b„ und T. für ein Anhalten des Fahrzeugs ausreichend ist, selbst wenn das von den Radarimpulsen erfasste Objekt stillsteht. Dabei wird von der bekannten Gleichung für den sogenannten kritischen Abstand ausgegangen, für den die folgende Gleichung gilt:

ν ² ν ²

^ak = 2ΒΓ - 2BT- ^{+ T}i ^{x v}e ⁽⁾

L· ι

wobei ν, die Geschwindigkeit und b. die maximale Verzögerung eines vor dem messenden Fahrzeug fahrenden Fahrzeugs sind. Ausgehend von der Gleichung (8) ergibt sich für ein völlig autonomes Impuls-Radarsystern, bei dem irgendwelche Kenndaten des von den Radarimpulsen erfassten Objektes nicht zur Verfügung stehen, eine Mindestreichweite bzw. Ortungstiefe OT gemäss folgender Gleichung:

OT = —Ji— + T. χ v„ (8.a)

Bei dem Impuls-Radarsystem gemäss Fig. 5 dient nun der Gefahrenrechner 15 dazu, Spannung U (v„, b , T.) zu erzeugen, die mit den Eingangsgrössen entsprechend der Gleichung (8.a) verknüpft ist. Diese Spannung wird mit der Spannung am Verbindungspunkt 48 bzw. mit der Spannung über dem Kondensator 50 ver~ glichen, welche bei eingeschaltetem Transistor 55 Null ist und

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2Γ

bei Sperren dieses Transistors aufgrund der fest vorgegebenen Stromstärke I der Konstantstromquelle 49 linear ansteigt. Die Kippschaltung 52 der Ortungstiefensteuerung 14 wird gesetzt, · wenn an ihrem Eingang 18 ein begrenzter Referenzimpuls TR¹ auftritt. Das Setzen der Kippschaltung 52 hat eine Spannungsänderung an deren Ausgang 54 zur Folge, wobei diese Spannungsänderung die Vorderflanke des Ortungstiefensignals OT darstellt. Bei Auftreten der Vorderflanke des Ortungstiefensignals OT am Ausgang 54 wird der Transistor 55 gesperrt, so dass sich der Kondensator 50 aus der Konstantstromquelle 49 aufladen kann. Sobald nun die linear ansteigende Spannung an dem Verbindungspunkt 48 den Wert der Ausgangsspannung U (v„, b ,· T.) erreicht, bzw. geringfügig übersteigt, ändert sich das Ausgangssignal des Komparators 47, der beispielsweise ein Operationsverstärkexmit sehr hoher Verstärkung sein kann. Der Spannungswechsel am Löscheingang 53 der Kippschaltung 52 hat zur Folge, dass an deren Ausgang 54 wieder ein Spannungswechsel auftritt, der diesmal die Rückflanke des Ortungstiefensignals OT darstellt. Bei Auftreten der Rückflanke des Ortungstiefensignals wird der Transistor 55 leitend gesteuert, so dass seine Kollektor-Emitter-Strecke praktisch einen Kurzschluss darstellt, über den sich der Kondensator 50 entlädt. Die Ortungstiefensteuerung 14 verbleibt nun in dem zuletzt betrachteten Zustand, bis erneut ein begrenzter Referenzimpuls TR¹ auftritt, woraufhin sich die betrachteten Vorgänge wiederholen. Bei dem Ortungstiefensignal OT handelt es sich also um längenmodulierte Impulse, deren Dauer unter der Voraussetzung, dass die Reaktionszeit T. und die maximal mögliche Bremsverzögerung b_E für das Fahrzeug beispielsweise mit Hilfe von Potentiometern fest eingestellt sind, von der jeweiligen Fahrzeuggeschwindigkeit v_E abhängig ist; Damit ergibt sich der Vorteil, dass Ziele, welche bei der gegebenen Fahrzeuggeschwindigkeit irrevelant sind, bei der Auswertung der Echosignale von vornherein unterdrückt werden können, wie dies nachstehend noch weiter erläutert wird.

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Echodiskriminator

Neben der Zeitdehnungsschaltung ist der Echodiskriminator 11 des Impuls-Radarsystems eine weitere sehr wesentliche Baugruppe, welche nachstehend anhand der Fig. 1Ö der Zeichnung näher erläutert v/erden soll. Der Echodiskriminator 11, dessen Einzelheiten in Fig. 10 in Form eines Blockdiagramms dargestellt sind, besitzt, wie bereits oben erwähnt, einen ersten Eingang 12, der mit dem Ausgang des logarithmischen Verstärkers 10. verbunden ist und dem die verstärkte, zeitlich gedehnte auszuwertende Signalimpulsfolge ZS zugeführt wird. In dem Echodiskriminator 11 wird die Signalimpulsfolge ZS zunächst mit Hilfe einer Differenzierschaltung 56 differenziert. Die differenzierte Signalimpulsfolgev'wird einem ersten Doppelkomparator 57 und einem zweiten Doppelkomparator 58 zugeführt. Die beiden Doppelkomparatoren 57 und 58 besitzen jeweils zwei weitere Eingänge, an denen ihnen Schwellwertspannungen +S₁ und -S. bzw. +S₂ und -S„ zugeführt werden. Die genannten Schwellwertspannungen werden von Verstärkern 59 bzw. 60 erzeugt, welche jeweils zwei Kanäle mit einem Verstärkungsfaktor von +1 bzw. -1 aufweisen. Jeder der Verstärker 59 und 60 besitzt einen Eingang, der mit je einem Ausgang einer Schaltung 61 zur Erzeugung von Schwellwertspannungen verbunden ist. Die Schaltung 61 besitzt einen ersten Eingang 62, an welchem eine Spannung a„ anliegt und.einen zweiten Eingang, nämlich den zweiten Eingang 13 des Echodiskriminators 11, an welchem das Ortungstiefensignal OT anliegt. In Abhängigkeit von den an ihren beiden Eingängen 13 und 62 anliegenden Signalen OT bzw. a_Q erzeugt die Schaltung 61 zwei Schwellwertspannungen S₁ bzw. S₂ an ihren beiden Ausgängen, welche beim Eintreffen der Vorderflanke eines Impulses des Ortungstiefensignals OT ausgehend von einem Maximalwert,

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entsprechend der folgenden Gleichung:

-^fck
S = + (a_TT + a χ e ) (9)

abklingen, wobei a_o der Minimalwert der jeweiligen Schwellwertspannung S ist. Wenn dann die Rückflanke des betreffenden Impulses des Ortungstiefensignals OT auftritt, was gemäss den vorstehenden Ausführungen je nach der Fahrzeuggeschwindigkeit v_E früher oder später der Fall sein kann, springt die Schwellwertspannung S wieder auf ihren Maximalwert.

Das Arbeiten mit zeitlich veränderlichen Schwellwerten, die sich nach einer Funktion ändern, welche weitgehend derjenigen Funktion angenähert ist, nach welcher die Amplitude der Echosignale in Abhängigkeit vom Abstand der Ziele verläuft, bringt den Vorteil mit sich, dass Störsignale aufgrund von Reflexionen an irrelevanten Objekten, die sich in geringem Abstand von der Antenne befinden, unterdrückt v/erden können, selbst wenn ihre Amplitude weitaus grosser ist, als die Amplitude von Echos von wesentlich weiter entfernten relevanten Objekten, deren Abstand noch gemessen werden soll. Ausserdem bewirkt die Rückkehr der Schwellwertspannungen zu ihrem Maximalwert beim Eintreffen der Rückflanke der Impulse des Ortungstiefensignals, dass ausserhalb des Ortungstiefenbereichs liegende Objekte bzw. die von diesen zurückkehrenden Echos unterdrückt werden und somit keine Fehlwarnungen auslösen können.

Wie Fig. 10 weiter zeigt, ist der Ausgang des Doppelkomparators 57, auf welchem ein Signal Zd¹ erscheint, mit dem einen Eingang einer Torschaltung 63 verbunden. Der Ausgang des zweiten Doppelkomparators 58 ist mit einer Schaltung 64 verbunden, die

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zwei Ausgänge 65 und 66 aufweist. Die Ausgänge 65 und 66 sind mit dem Setzeingang bzw. dem Rückstelleingang einer Kippstufe 67 verbunden. Die Kippstufe 67 besitzt einen Ausgang, der den einen Ausgang 21 des Echodiskriminators 11 bildet. An diesem Ausgang, der überdies mit dem zweiten Eingang der Torschaltung 63 verbunden ist, erscheint die begrenzte zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge R, deren Erzeugung nachstehend anhand der Fig. 11 noch näher erläutert werden soll. Die Torschaltung 63 besitzt einen Ausgang, der den zweiten Ausgang 22 des Echodiskriminators 11 bildet, und an dem die differenzierte zeitgedehnte Signalimpulsfolge ZD abgreifbar ist.

Die Arbeitsweise der beiden Doppelkomparatoren 57 und 58,der Torschaltung 63,der Schaltung 64 und der Kippstufe 67 soll nachstehend anhand der Impulsdiagramme gemäss Fig. 11a bis 11g näher erläutert werden. Im einzelnen zeigt Fig. 11a die zeitlich gedehnte Signalimpulsfolge ZS¹, die durch das Differenzierglied 56 aus der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS erzeugt und beiden Doppelkomparatoren 57 und 58 zugeführt wird. Der Doppel·- komparator 57 arbeitet mit den Schwellwertspannungen +S,. und -S. und ist derart aufgebaut, dass er, wie dies Fig. 11b zeigt, nur dann ein Ausgangssignal Zd¹ liefert, wenn die Amplitude der Impulse der differenzierten Signalimpulsfolge ZS¹ zwischen den beiden Schwellwertspannungen liegt. .

Der andere Doppelkomparator 58 arbeitet mit den beiden Schwellwertspannungen +S₂ und -S₂, die in Fig. 11a ebenfalls eingezeichnet sind, und ist derart aufgebaut, dass er nur dann ein Ausgangssignal· Zd¹¹ erzeugt (Fig. 11b), wenn die Amplitude der Impulse der differenzierten Signalimpulsfolge ZS¹ die Schwellwertspannungen +S₂ bzw. -S₂ übersteigt. Der zweite Doppelkom-

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parator 58 erzeugt also für jeden relevanten Impuls der auszuwertenden zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS einen Doppelimpuls bzw. zwei Rechteckimpulse, wobei diese beiden Impulse vor bzw. hinter dem relativ schmalen Einzelimpuls der Impulsfolge Zd¹ auftreten, welcher dem Nulldurchgang der Impulse der differenzierten zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS¹ zugeordnet ist. Die Schaltung 64, die vorzugsweise als digitales Differenzierglied ausgebildet ist, erzeugt aus jedem Doppelimpuls der Impulsfolge Zd¹' einen Setzimpuls χ am Ausgang 65 (Fig. 41d) bzw. einen Rückstellimpuls y am Ausgang 66 (Fig. 11e), die der Kippstufe 67 zugeführt werden. Die Kippstufe 67 liefert während des Zeitintervalls zwischen einem Setzimpuls χ und einem zugehörigen Rückstellimpuls y einen Impuls der begrenzten zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge R, welcher einerseits dem einen Eingang 23 der Zielextraktionslogik 26 zugeführt wird und andererseits die Torschaltung 63 offen hält, so dass an deren Ausgang 22 ein Impuls der differenzierten zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge Zd auftreten kann. Durch die beschriebene Schaltungsanordnung wird erreicht, dass ein überschwingen der Einzelimpulse der differenzierten

nicht

Impulsfolge ZS/ zur Erzeugung von Einzelimpulsen der differenzierten Signalimpulsfolge Zd führt, die nicht einem Maximum eines Einzelimpulses"der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge ZS entsprechen.

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HO

Zielextraktionslogik

Nachdem vorstehend die Erzeugung der Signale R, Zd und OT, die den Eingängen 23, 24 und 25 der Zielextraktionslogik 26 zugeführt werden, ausführlich erläutert wurde, soll nachstehend anhand der Fig. 12 der Zeichnung näher auf den Aufbau der Zielextraktionslogik 26 eingegangen werden.

Gemäss dem in Fig. 12 gezeigten Blockschaltbild der Zielextraktionslogik 26 ist der Eingang 23, an dem die zeitlich gedehnte. Signalimpulsfolge R anliegt, mit einer Schaltung 68 zur Erzeugung von Bezugsimpulsen,mit einer Schaltung 69 zur Erzeugung von Taktausblendimpulsen, mit η Schaltungen 70.1 bis 70.η zur Erzeugung von Zielselektionsimpulseri ZS₁ bis ZS sowie mit η Schaltungen 71.1 bis. 71.η zur Erzeugung von Zielimpulsen

ZP₁ bis ZP verbunden.
ι η

Der Eingang 24 der Zielextraktionslogik 26 ist jeweils mit einem weiteren Eingang der Schaltungen 70.1 bis 70.η und 71.1 bis 71.η verbunden.

Der Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 ist mit einem weiteren Eingang der Schaltung 69 zur Erzeugung der Taktausblendimpulse T verbunden.

Die Taktausblendimpulse T werden einem weiteren Eingang der Schaltung 68 zur Erzeugung von Bezugsimpulsen zugeführt, welche zwei Ausgänge aufweist, an denen eine erste Bezugsimpulsfolge Tb bzw. eine zweite Bezugsimpulsfolge Sp auftreten. Die erste Bezugsimpulsfolge Tb wird einem weiteren Eingang der ersten Schaltung 70.1 zur Erzeugung von Zielselektionsimpulsen ZS₁ zugeführt. Die zweite Bezugsimpulsfolge SP liegt an jeweils

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einem Eingang von η Kippstufen 72.1 bis 72.η an, die einen zweiten Eingang besitzen, dem jeweils die Zielimpulse ZP₁ bis ZP_n von der zugeordneten Schaltung 71.1 bis 71.η zur Zielimpulserzeugung zugeführt werden.

Schliesslich werden die Zielselektionsimpulse ZS₁ von der Schaltung 70.1 einem weiteren Eingang der Schaltung 70.2 zugeführt; die Zielselektionsimpulse ZS₂ werden der dritten Zielselektions-Schaltung (nicht dargestellt) zugeführt·usw.

Der Zweck der Zielextraktionslogik 26 besteht darin zu erreichen, dass an den Ausgängen der Kippstufen 72.1 bis 72.η längenmodulierte Zielabstandsimpulse Z₁ bis Z erhalten werden, die jeweils zu einem Zeitpunkt beginnen, der genau dem Beginn eines neuen Messintervalls entspricht und die jeweils zu einem Zeitpunkt enden, der genau dem Eintreffen des entsprechenden Echoimpulses von dem ersten bis η-ten Ziel entspricht, ohne dass Laufzeiten in den einzelnen Schaltungsblöcken des Impuls-Radarsystems die Genauigkeit des Messergebnisses verfälschen.

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Eine praktisch aufgebaute Zielextraktionslogik 2ur Trennung von zwei Zielen bzw. zur Ermittlung des jeweiligen Abstandes zu zwei Zielen (und nicht zu η Zielen wie bei der Zielextraktionslogik gemäss Fig. 12) soll nachstehend anhand der Fig. 13 und 14 näher erläutert werden, In den Teilfiguren a bis d

gezexgt

vier Baugruppen B₁ bis BJ, die bei der Zielextraktionslogik gemäss Fig. 14 mehrfach benötigt werden und die daher vorab erläutert werden sollen und zur Erhöhung der Übersichtlichkeit in Fig. 14 nur als Blöcke dargestellt sind.

Im einzelnen bildet die in Fig. 13a gezeigte Baugruppe B₁ einen Impulsdifferenzierer bzw. ein digitales Differenzierglied,
welches eine NAND-Schaltung 73 aufweist, deren einer Eingang direkt mit dein Eingang E der Baugruppe B₁ verbunden ist und deren anderer Eingang mit dem Eingang E über drei in Reihe geschaltete Inverter 74 verbunden ist. Die drei Inverter 74 bilden vorzugsweise eine Invertergruppe eines üblichen, im
Handel erhältlichen, sogenannten Hex-Inverters. Die Baugruppe B-j dient in an sich bekannter Weise dazu, zum Zeitpunkt des Auftretens einer Vorder- bzw. Rückflanke eines längeren Impulses, der ihrem Eingang E zugeführt wird, einen schmalen
Impuls zu erzeugen, der beispielsweise als Rückstellimpuls
für eine Kippschaltung verwendet werden kann.

Eine derartige Kippschaltung, und zwar eine monostabile Kippschaltung ist die Baugruppe B₂ gemäss Fig. 13b. Die Baugruppe B₂ besteht aus einer üblichen monostabilen Kippschaltung 75 mit einem Setzeingang 76, mit einem Rückstelleingang 77 und mit einem Potentiometer 78 zur Einstellung der Kippzeit. Dabei ist jedoch dem Setzeingang 76 eine UND-Schaltung 79 vorgeschaltet, deren einer Eingang mit dem Ausgang eines Inverters 80

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»3

verbunden ist, dessen Eingang an Bezugspotential liegt und deren zweitem Eingang Setzimpulse zugeführt v/erden. Durch die Verwendung von monostabilen Kippschaltungen wird gewährleistet, dass auch beim Ausfallen eines Rückstell- oder Löschimpulses Cl vor Beginn der nächsten Messperiode auf jeden Fall eine Rückstellung erfolgt.

Die Baugruppe B₃ geraäss Fig. 13c ist ein Laufzeitglied, dessen Eingang E über einen Widerstand 81 mit dem Eingang eines Inverters 82 verbunden ist, dessen Ausgang den Ausgang A des Laufzeitgliedes bildet. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt 83 des Widerstandes 81 und des Inverters 82 ist die eine Platte eines Kondensators 84 verbunden, dessen andere Platte an Bezugspotential liegt. Die Baugruppe B- hat den Zweck, in verschiedenen Zweigen der Schaltung gemäss Fig. 14, Laufzeitdifferenzen auszugleichen bzw. für die Impulse verschiedener Impulsfolgen, trotz des Durchlaufens verschiedener Auswerteschaltungen, die ursprüngliche Zeitrelation aufrecht zu erhalten.

Die in Fig. 13d gezeigte Baugruppe B₄ besitzt zwei Eingänge E₁ und E₂, die zu einer NAND-Schaltung 85 führen, an deren Ausgang der Eingang eines Inverters 86 liegt, dessen Ausgang den Ausgang A der Baugruppe B₄ bildet. Bezüglich ihrer Funktion ist die Baugruppe B₄, wie man leicht sieht, einfach eine UBD-Schaltung mit zwei Eingängen E- und E sowie einem Ausgang A, wie dies auch in Fig. 13d angedeutet ist. Die Verwendung einer NAND-Schaltung 85 mit einem nachgeschalteten Inverter 86 anstelle einer einfachen UND-Schaltung erfolgt im Hinblick darauf,

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dass die gesamte Schaltung vorzugsweise unter Verwendung von NAND-Gattern aufgebaut ist. Besonders vorteilhaft ist der Aufbau der Schaltung in CMOS-Technik, da hierdurch eine umfassende Integration (large scale integration) ermöglicht wird.

Anhand der Fig. 14 soll nunmehr eine praktisch ausgeführte Zielextraktionslogik 26 näher erläutert werden, mit v/elcher Zielabstandsimpulse Z- und Z₂ für zwei verschiedene Ziele erzeugt werden können. Dabei sind in Fig. 14 anstelle der einzelnen logischen Bauelemente zur Erhöhung der Übersichtlichkeit die logischen Baugruppen B- bis B. eingezeichnet, deren Funktion vorstehend anhand der Fig. 13 erläutert wurde. Die Schaltung gemäss Fig. 14 arbeitet wie folgt:

Zu Beginn einer jeden Messperiode erscheint am Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 zunächst die Vorderflanke eines Impulses des Ortungstiefensignals OT. Dieser Spannungssprung gelangt über einen Inverter 87 zum Eingang eines B^-Impulsdifferenzierers 88, dessen Ausgang mit dem einen Eingang einer B₄-UND-Schaltung 89 verbunden ist. Bei Auftreten der Vorderflanke des Ortungstiefensignals OT ist der Pegel der zeitlich gedehnten begrenzten Signalimpulsfolge R noch "Null". Die Signalimpulsfolge R liegt am Eingang 23 der Zielextraktionslogik 26 an. Dieser Eingang ist über einen Inverter 90 und einen B^-Impulsdifferenzierer 91 mit dem zweiten Eingang der B^j-UND-Schaltung 89 verbunden. Wenn der Pegel des Ortungstiefensignals OT "1" ist, während der Pegel der begrenzten Signalimpulsfolge R "Null" ist, dann ist die B₄-UND-Schaltung 89 gesperrt, über welche zuvor ein Löschimpuls an die Löscheingänge von drei mit ihr verbundenen B₂~Kippstufen 92, 93 und 94 abgegeben wurde.

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Das Ortungstiefensignal OT gelangt jedoch vom Eingang 25 über einen weiteren B^-Impulsdifferenzierer 95 und einen Inverter 96 zum Setzeingang der zuvor zurückgestellten B₂-Kippstufe 92^ an deren Ausgang daraufhin ein Taktausblendimpuls T erscheint. Der Taktausblendimpuls T vom Ausgang der B₂~Kippstufe 92 wird dem einen Eingang einer B.-UND-Schaltung 97 zugeführt, deren anderer Eingang mit dem Eingang 23 der Zielextraktionslogik verbunden ist. Wenn nun das Potential am Eingang 23 beim Auftreten eines Impulses der begrenzten Signalimpulsfolge R auf den Pegel "1" springt, dann liefert die B₄-UND-Schaltung 97 ein Ausgangssignal T^ der ersten Bezugsimpulsfolge, welches über ein B₃-LaUfzeitglied 98 und einen B-j-Impulsdifferenzierer 99 an den Setzeingang der B₉-Kippstufe 93 gelangt, und zwar als differenziertes Signal C₂. ^Die B₂-Kippstufe 93 liefert daraufhin an ihrem Ausgang einen Zielselektionsimpuls ZS-, der bei gleichzeitigem Vorliegen eines Impulses der differenzierten Signalimpulsfolge ZD am Eingang 24 der Zielextraktionslogik 26 über zwei B₄-UND-Schaltungen 100 und 101 als Zielimpuls ZP₁ an den Ausgang 31 der Zielextraktionslogik 26 gelangt. Der Ausgang der B₄-UND-Schaltung 101, der den Ausgang 31 der Zielextraktionslogik 26 bildet, ist gleichzeitig mit einem Eingang eines Inverters 102 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Eingang 25 der Zielextraktionslogik verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Löscheingang einer weiteren B₂~Kippstufe 103 verbunden ist. Der Setzeingang dieser Kippstufe ist mit dem Ausgang einer B₄~UND-Schaltung 104 verbunden, deren einer Eingang mit dem Ausgang der B₄-UND-Schaltung 97 verbunden ist und deren anderer Eingang mit dem Eingang 24 der-Zielextraktionslogik 26 in Verbindung steht. Die B₂~Kippstufe 103 wird also über den Ausgang der B₄~UND-Schaltung 104 gesetzt, wenn gleichzeitig ein Impuls der ersten Bezugsimpulsfolge Tb

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und ein Impuls der differenzierten Signalimpulifolge Zd vorliegt. Die Rückstellung der B₂~Kippstufe 103 erfolgt spätestens dann, wenn das Ortungstiefensignal OT am Eingang 25 auf den Pegel "Null" zurückkehrt. Normalerweise erfolgt jedoch die Rücksetzung der B₂~Kippstufe 103 beim Auftreten des zweiten Impulses der differenzierten Signalimpulsfolge Zd innerhalb einer Messperiode bzw. beim Auftreten des daraus abgeleiteten Zielimpulses ZP-. Der Ausgang der B₂~Kippstufe 103 ist mit einem Eingang einer NAND-Schaltung 105 verbunden, deren zweiter Eingang mit dem Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 verbunden ist und von deren Ausgang,der den Ausgang 27 der Zielextraktionslogik 26 bildet, der längenmodulierte Zielabstandsimpuls Z- für ein erstes Ziel abgreifbar ist.

Zur Erzeugung des Zielabstandsimpulses Z₂ für ein zweites Ziel am Ausgang 28 der Zielextraktionslogik ist der Ausgang der B₂-Kippstufe 93, an welchem der Zielselektionsimpuls ZS- auftritt, über ein B₃-LaUfzeitglied 106, einen B^-Impulsdifferenzierer 107 und einen Inverter 108 mit dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 109 verbunden, deren zweiter Eingang mit dem Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 verbunden ist. Der Ausgang der NAND-Schaltung 109 ist mit dem Setzeingang der B₂-Kippstufe 94 verbunden, deren Ausgang mit dem einen Eingang einer B₄-UND-Schaltung 110 verbunden ist. Der zweite Eingang der B₄-UND-Schaltung 110 ist mit dem Eingang 23 der Zielextraktionslogik 26 verbunden. Der Ausgang der B₄~UND-Schaltung 110 ist mit dem einen Eingang einer weiteren B₄-UKD-Schaltung 111 verbunden, deren zweiter Eingang mit dem Eingang 24 der Zielextraktionslogik in Verbindung steht. Der Ausgang dar B₄-UND-Schaltung 111 bildet den Ausgang 32 der Zielextraktionslogik 26, an welchem die Zielimpulse ZP₃ abgreifbar sind. Ferner ist

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Η}

der Ausgang der B₄-UND--Schaltung 111 mit dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 112 verbunden, deren zweiter Eingang mit dem Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 verbunden ist und deren Ausgang mit dem Löscheingang einer weiteren B₂-Kippstufe 113 verbunden ist. Der Setzeingang der B₂-Kippschaltung 113 ist mit dem Ausgang der B₄-UND-Schaltung 104 verbunden und liegt damit parallel zum Setzeingang der B₂-Kippschaltung 103. Der Ausgang der B₂-Kippstufe 113 ist mit dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 114 verbunden, deren zweiter Eingang wieder mit dem Eingang 25 der Zielextraktionslogik 26 verbunden ist und von deren Ausgang, der den Ausgang 28 der Zielextraktionslogik 26 bildet, die Zielabstandsimpulse Z₂ für ein zweites Ziel abgreifbar sind.

Die genaue Funktion der Zielextraktionslogik gemäss Pig. 14 wird aus der vorstehenden Beschreibung, insbesondere in Verbindung mit der Fig. 15 sofort deutlich, in der der zeitliche Verlauf der einzelnen Impulsfolgen für den wesentlichen Teil einer Messperiode noch einmal getrennt dargestellt ist.

Im einzelnen zeigt Fig. 15 die Signalfolgen OT, R und Zd an den drei Eingängen 23, 24 und 25 der Zielextraktionslogik 26. Ferner sind die Impulsfolgen T und Tb an dem einen Eingang bzw. am Ausgang der B.-UND-Schaltung 97 dargestellt. Weiterhin zeigt Fig. 15 die Impulsfolgen C₁ und C₂ an den Setzeingängen der B₂-Kippstufen 92 bzw. 93, sowie die Impulsfolgen Sp und Cl.

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Integratorsteuerung

Während der Zweck der vorstehend erläuterten Zielextraktionslogik 26 darin besteht, die Signalimpulsfolgen R und Zd vom Ausgang des Echodiskriminators 11 unter Berücksichtigung einer der Fahrzeuggeschv/indigkeit angemessenen Ortungstiefe mit höchster Genauigkeit auszuwerten und impulslängenmodulierte Zielabstandsimpulse Z.. bis Z für η-verschiedene Ziele zu erzeugen, ist es Aufgabe der Integratorsteuerung, welche nachstehend anhand der Fig. 16 bis 20 näher erläutert werden soll, bei der Auswertung der Zielabstandsimpulse Z- bis Z , die bei einem Impuls-Radarsystem, welches in Verbindung mit Auffahrschutzeinrichtungen eingesetzt wird, typischen Fehler rechtzeitig zu erkennen und die Auslösung von Fehlwarnungen möglichst weitgehend zu unterdrücken. Ohne besondere Vorkehrungen ist es beispielsweise' möglich, dass Pegeleinbrüche, Abspiegelungen, Nickbewegungen des Fahrzeugs, Verkehrsschilder usw. zur Erzeugung von kurzen Zielabstandsimpulsen führen, die eine Fehlwarnung auslösen. Da Störungen der genannten Art relativ häufig sind, müsste dies im Endergebnis dazu führen, dass der Fahrer des mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs die erzeugten Warnsignale nicht mehr beachtet und somit auch im Ernstfall, d.h. bei zu starker Annäherung an ein vorausfahrendes Fahrzeug, nicht oder nicht rechtzeitig auf ein Warnsignal reagiert. Aus diesem Grund muss"die Auslösung von Fehlwarnungen, die sich auch dann ergeben können, wenn ein Objekt oder Ziel beispielsweise bei einer Kurvenfahrt kurz aus dem Gesichtsfeld des Impuls-Radarsystems verschwindet und später ebenso plötzlich wieder erfasst wird, auf ein Minimum zu reduzieren. Dies wird mit der erfindungsgemässen Integratorsteuerung im Prinzip dadurch erreicht, dass die Abstandsinformation jedes

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neu eintreffenden Zielabstandsimpulses Z- bis Z zuerst einmal mit der zuletzt gespeicherten Abstandsinformation verglichen wird und dass eine Übernahme der neuen Zielabstandsinformation in einen mit den Warneinrichtungen verbundenen Speicher erst erfolgt, wenn aufgrund verschiedener Kriterien eine sehr hohe Wahrscheinlichkeit dafür besteht, dass die neue Zielabstandsinformation zutreffend ist.

Ehe auf die schaltungstechnischen Einzelheiten der Integratorsteuerung 34 eingegangen wird, soll zunächst der prinzipielle-Aufbau der Integratorsteuerung anhand des Blockschaltbildes gemäss Fig. 16 betrachtet werden. Aus dieser Figur wird zunächst einmal deutlich, dass die Integratorsteuerung mehrere Blöcke bzw. Untereinheiten 120 aufweist, deren Anzahl gleich der Zahl η der getrennt zu erfassenden Ziele ist. Die einzelnen Untereinheiten 120 sind identisch aufgebaut, so dass es genügt, -lediglich die Untereinheit 120 für das erste Ziel genauer zu betrachten, dessen Abstandsinformation in dem von der Zielextraktionslogik 26 gelieferten Zielabstandsimpuls Z* enthalten ist.

Im einzelnen besitzt die erste Untereinheit 120 drei Eingänge, die mit den Ausgängen 31 und 27 der Zielextraktionslogik 26 sowie mit dem Ausgang der Ortungstiefensteuerung 14 verbunden sind. Von den drei Eingängen ist in Fig. 16 der Eingang für die Zielabstandsimpulse Z- mit dem Bezugszeichen 121,der Eingang für die Zielimpulse ZP- mit dem Bezugszeichen 122 und der Eingang für das Ortungstiefensignal OT mit dem Bezugszeichen 123 bezeichnet. Der Eingang 121 bildet den einen Eingang für einen Zielintegrator 124, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang einer Schaltung 125 zur Löschimpulserzeugung verbunden ist,

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SO

deren Eingang durch den Eingang 123 der Untereinheit 120 gebildet wird. Mit dem Eingang 123, an welchem das Ortun.gstiefensignal OT anliegt, ist ausserdem ein Eingang einer Schaltung 126 zur Abfrage- und FehlerimpuIserzeugung verbunden. Der Eingang 122, an welchem die Zielimpulse ZP₁ auftreten, bildet einen weiteren Eingang der Schaltung 126, welcher über einen dritten Eingang Impulse FM vom Ausgang einer Fehlerkorrekturschaltung 127 zuführbar sind. Die Schaltung 126 zur Abfrage- und Fehlerimpulserzeugung besitzt einen ersten Ausgang 128, der gleichzeitig einen ersten Ausgang der Untereinheit 120 bildet und an dem Fehlermeldungssignale F- abgreifbar sind. An einem zweiten Ausgang der Schaltung 126 erscheinen Abtastimpulse A^ _r die einem Eingang der Fehlerkorrekturschaltung zugeführt werden. Der Zielintegrator 124 besitzt einen Ausgang, an dem eine Spannung U abgreifbar ist und der mit einem weiteren Eingang der Fehlerkorrekturschaltung 127 verbunden ist. Ausserdem wird die Spannung U vom Ausgang des Zielintegrators 124 einem Eingang einer Abtast- und Halteschaltung 129 zugeführt. Die Abtast- und Halteschaltung 129 besitzt einen Ausgang, der mit einem weiteren Eingang der Fehlerkorrekturschaltung 127 verbunden ist und an dem eine Spannung U- abgreifbar ist. Ein weiterer Ausgang der Fehlerkorrekturschaltung 127 ist mit einem weiteren Eingang der Abtast- und Halteschaltung 129 verbunden. Über diese Verbindung sind der Abtast- und Halteschaltung 129 Abtastimpulse A.¹ zuführbar. Schliesslich besitzt die Fehlerkorrekturschaltung 127 einen weiteren Ausgang, der mit dem Eingang eines Tiefpassfilters 130 verbunden ist, an dessen Ausgang,der einen weiteren Ausgang 130ader Untereinheit 12O darstellt, Abstandssignale Ud abgreifbar sind.

Die betrachtete erste Untereinheit 120 arbeitet wie folgt:

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Ein am Eingang 121 eintreffender Zielabstandsimpuls Z₁, dessen Länge die Abstandsinformation beinhaltet, wird im Zielintegrator 124 in eine abstandsproportionale Spannung U₁ umgewandelt. Gleichzeitig wird in der Schaltung 126 zur Abfrage- und Fehlerimpulser zeugung in Abhängigkeit von den Signalen ZP₁ und OT an den Eingängen 122 bzw. 123 ein Abtastimpuls A₁ erzeugt und der Fehlerkorrekturschaltung 127 zugeführt. In dieser Schaltung wird die zuvor in der Abtast- und Halteschaltung 129 gespeicherte Spannung U, mit der Spannung U₁ am Ausgang des Zielintegrators 124 verglichen. Wenn die Differenz der Spannungen U₁ und U₂ innerhalb vorgegebener Grenzen liegt, wird der Abtastimpuls A₁ von der Schaltung 126 durchgelassen und gelangt als Abtastimpuls A₁ ¹ an die Abtast- und Halteschaltung 129, die nunmehr die Spannung U- vom Ausgang des Zielintegrators übernimmt und als neue Spannung U₂ speichert. Wenn die Differenz der Spannungen U₁ und U₂ dagegen einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, der so gewählt ist, dass ihm eine im normalen Fahrbetrieb nicht auftretende Geschwindigkeitsänderung eines zuvor erfassten Zieles entsprechen würde, besteht eine hohe Wahrscheinlichkeit

dafür, dass eine Störung bzw. ein Messfehler vorliegt. In diesem Fall wird die vom Zielintegrator 124 angebotene Spannung U₁ zunächst nicht von der Abtast- und Halteschaltung 129 übernommen, wobei man davon ausgeht, dass wegen der vergleichsweise hohen Frequenz, mit der die Zielabstandsimpulse Z₁ erzeugt werden, die in der Abtast- und Halteschaltung 129 noch gespeicherte Spannung U₂ die brauchbarere Information über den tatsächlichen Zielabstand enthält. Aus diesem Grunde wird über den Ausgang 132 zunächst ein unverändertes Abstandssignalltd,. abgegeben, welches durch ein von der Spannung U₂ in der Fehlerkorrekturschaltung 127 erzeugtes und in dem Tiefpassfilter 130 gefiltertes Signal gebildet wird. Bei einer den Schwellwert

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überschreitenden Differenz der Spannungen U- und U₂ liefert die Fehlerkorrekturschaltung 127 ferner einen Impuls FM an die Schaltung 126 zur Abfrage- und Fehlerimpulserzeugung, welche daraufhin am Ausgang 128 der Untereinheit 120 ein Fehlermeldungssignal F.. abgibt, durch welches in dem Gefahrenrechner eine Fehlermeldung für das Ziel 1 unterdrückt wird. Die Fehlerkorrekturschaltung 127 enthält schliesslich noch Einrichtungen, die in Abhängigkeit von einer gewissen Wartezeit, welche beispielsweise 0,1 see. beträgt, auch bei einer über dem vorgegebenen Schwellwert liegenden Differenz der Spannungen U₁ und U_? die Erzeugung eines Abtastimpulses A.' ermöglichen und damit die Übernahme der Spannung U₁ vom Zielintegrator 124 in die Abtast- und Halteschaltung 129. Hinsichtlich dieser Massnahme geht man von der Überlegung aus, dass nach Ablauf der genannten Wartezeit tatsächlich eine Änderung der Verkehrssituation eingetreten sein kann, so dass die grosse Differenz der Spannungen U₁ und U₂ nicht auf einer Störung bzw. einer Fehlmessung beruht. Eine solche Situation kann sich beispielsweise dann ergeben, wenn ein zuvor erfasstes vorausfahrendes Fahrzeug plötzlich abbiegt oder wenn an einer Strasseneinmündung ein Fahrzeug auf die von dem Impuls-Radarsystem erfasste Strasse fährt. Die Wartezeit ist dabei so gewählt, dass sie einerseits kurz gegen die Reaktionszeit eines Fahrers ist, so dass die Verzögerung bei der Auslösung eines Warnsignals praktisch nicht ins Gewicht fällt. Andererseits ist es aufgrund der Einführung einer solchen Wartezeit möglich, den überwiegenden Teil von Störungen zu unterdrücken, ohne dass es zu einer Fehlwarnung kommt.

Während vorstehend die Arbeitsweise der Integratorsteuerung anhand eines Blockschaltbildes der Untereinheit 120 für das erste Ziel erläutert wurde, welche ebenso arbeitet, wie die

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Untereinheit 120 für die Ziele 2 bis n, soll nachstehend eine bevorzugte Ausführungsform einer Untereinheit 120 anhand detaillierterer Schaltbilder gemäss Fig. 17 bis 19 der Zeichnung noch näher erläutert werden. Dabei ist zu beachten, dass bestimmte Untergruppen von Bauelementen in den genannten Schaltungen wieder entsprechend der Darstellung gemäss Fig. 13 vereinfacht wurden, um die Übersichtlichkeit zu verbessern.

Im einzelnen zeigt Fig. 17 eine praktisch erprobte Schaltungsanordnung für die Schaltung 125 zur Löschimpulserzeugung und für die Schaltung 126 zur Abfrage- und Fehlerimpulserzeugung. Fig. 18 zeigt die Einzelheiten der Fehlerkorrekturschaltung 127, soweit es sich um die Erzeugung der Signale FM und A ' handelt, und Fig. 19 zeigt die Einzelheiten der Schaltung des Zielintegrators 124, der Abtast- und Halteschaltung 129, der übrigen Schaltungsteile der Fehlerkorrekturschaltung 127 und den Aufbau des Tiefpassfilters 130.

Bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 17 liegen an den Eingängen 122 und 123 die Impulsfolgen ZP. bzw. OT. Das Ortungstiefensignal OT wird über ein B₃-LaUfzeitglied 131 und einen B^-Impulsdifferenzierer 132 sowie einen Inverter 133 einer B₂~Kippstufe 124 zugeführt. Der Ausgang der B₂~Kippstufe 134 ist mit dem einen Eingang einer NAKD-Schaltung 135 verbunden, deren zweiter Eingang über eine RC-Schaltung 136 mit dem Ausgang des B₃-LaUfzeitgliedes 131 in Verbindung steht. Der Ausgang der NAND-Schaltung 135 ist über ein weiteres B₃-LaUfzeitglied 137 mit einem Eingang einer weiteren NAND-Schaltung 138 verbunden, deren zweitem Eingang unmittelbar das mittels eines Inverters 139 invertierte Ortungstiefensignal OT zugeführt wird. Am Ausgang der NAND-Schaltung 138 liegt ein Verstärker

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140, von dessen Ausgang 141 Löschimpulse L abgreifbar sind. Man erkennt, dass bei Verwendung einer B~-Kippstufe, v/elcher keine besonderen Löschimpulse zugeführt werden, wie dies bei den B₂-Kippstufen der Schaltung gemäss Fig. 14 der Fall ist und die als monostabile Kippstufe mit vorgegebener Verzögerungszeit ausgebildet ist, die Löschimpulse L jeweils zu einem vorgegebenen Zeitpunkt nach Auftreten der Rückflanke eines Einzelimpulses des Ortungstiefensignals beginnen und dann bis zum Eintreffen der Vorderflanke des nächsten Einzelimpulses andauern.

Die Zielimpulse ZPi gelangen vom Eingang 122 zunächst auf einen B--Impulsdifferenzierer 142 und von dessen Ausgang auf den einen Eingang einer NAND-Schaltung 143, deren anderer Eingang direkt mit dem Eingang 123 der Schaltung verbunden ist. Der Ausgang der NAND-Schaltung 143 ist mit einer B₉'-Kippstufe 144 verbunden, die sich von einer B₉-Kippstufe gemäss Fig. 13b lediglich dadurch unterscheidet, dass der Eingang des Inverters 80 nicht mit Bezugspotential verbunden ist, sondern mit dem Ausgang des Inverters 139. Der Rückstelleingang der B„'-Kippstufe 144 ist über einen B^-Impulsdifferenzierer 145 mit dem Ausgang der B₂-Kippstufe 134 verbunden. Am Ausgang 146 der B₉'-Kippstufe 144 erscheinen die Abtastimpulse A^ für die Fehlerkorrektur schaltung 127. Man erkennt, dass die Abtastimpulse A₁ vom Auftreten eines Zieiimpulses ZP^ und vom gleich zeitigen Vorhandensein eines Einzelimpulses des Ortungstiefensignals OT abhängig sind und dass ihre Dauer durch die Kippzeit der B₂~Kippstufe 134 bestimmt wird. Der Ausgang 146 der B₉'-Kippstufe 144 ist ausserdem über einen B₁-Impulsdifferenzierer 147 und einen nachgeschalteten Inverter 148 mit dem Eingang einer weiteren B₂'-Kippstufe 149 verbunden, welche

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wieder keinen Löscheingang besitzt und als monostabile Kippstufe ausgebildet ist. Der Ausgang der B_«-Kippstufe 149 ist über einen Inverter 150 mit dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 151 verbunden, deren anderem Eingang die Impulse FM von der Fehlerkorrekturschaltung 127 zuführbar sind, Welche, wie dies vorstehend anhand der Fig_f 17 erläutert wurde, dazu dienen, Fehlermeldungssignale F₁ zum Gefahrenrechner zu unterdrücken, wenn die Differenz der Spannungen U₁ und U₂ in der nachstehend beschriebenen Schaltung gemäss Fig. 18 ausserhalb des vorgegebenen Bereichs liegt. Am Ausgang 128 der NAND-Schaltung erscheinen die Fehlermeldungssignale F^. Damit die Impulse FM zum richtigen Zeitpunkt und für eine vorgegebene Dauer an dem einen Eingang der NAND-Schaltung 151 vorhanden sind, ist diesem Eingang eine monostabiie Kippstufe 151a vorgeschaltet.

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Fig. 18 zeigt wesentliche Einzelheiten des Aufbaus der Fehlerkorrekturschaltung 127. Im einzelnen werden die abstandsproportionale Ausgangsspannung U.. und die im Laufe einer vorangegangenen Messperiode in der Abtast- und Halteschaltung 129 zuletzt gespeicherte Spannung U₀ über Widerstände 152 bzw. dem N-Eingang (-) bzw. dem P-Eingang (+) eines Operationsverstärkers 154 zugeführt, dessen Ausgang 155 über einen Widerstand 156 mit seinem N-Eingang (-) verbunden ist. Der Ausgang 155 des Operationsverstärkers 154 ist über einen Widerstand 157 mit dem N-Eingang (-) eines weiteren Operationsverstärkers 158 verbunden. Der P-Eingang (+) dieses Operationsverstärkers 158 ist über einen Widerstand 161 mit dem Abgriff eines Spannungsteilers 160 verbunden, an dem eine Schwellwertspannung U zur Verfügung steht. Diese Schwellwertspannung wird ausserdem über einen Widerstand 162 dem N-Eingang (-) eines dritten Operationsverstärkers 163 zugeführt, dessen P-Eingang (+) an •Bezugspotential liegt und an dessen Ausgang eine negative Schwellwertspannung -U vom gleichen Betrage wie die positive Schwellwertspannung U zur Verfügung steht. Die negative Schwellwertspannung -U wird über einen Widerstand 164 dem N-Eingang (-) eines vierten Operationsverstärkers 165 zugeführt, dessen P-Eingang (+) mit dem N-Eingang (~) des zweiten Operationsverstärkers 158 .verbunden ist. Die Ausgänge des zweiten und des vierten Operationsverstärkers 158 und 165 sind über eine Diode'166 mit Bezugspotential und einen Widerstand 167 mit der Speisespannung +V verbunden. Die Diode 166 dient dabei der Ableitung negativer Signale von den Ausgängen der beiden Operationsverstärker 158 und 165. Die beschriebene Schaltungsanordnung mit den vier Operationsverstärkern 154, 158, 163 und 165 und mit dem Spannungsteiler 160 bildet einen sogenannten Fensterkomparator, der als Ausgangssignal eine logische "1"

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liefert, wenn die Differenz der Spannungen U₁ und U~ zwischen den Schwellwertspannungen +U und -U liegt, während bei einer

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Spannungsdifferenz, die ausserhalb des durch diese beiden Schwellwertspannungen begrenzten Bereichs liegt, an seinem Ausgang eine logische "0" erscheint. Dies wird dadurch erreicht, dass der Operationsverstärker 154 im Analogbetrieb arbeitet und an seinem Ausgang 155 ein der Spannungsdifferenz /U.-U_?/ entsprechendes Ausgangssignal liefert, während die Operationsverstärker 158 und 165 im Digitalbetrieb arbeiten, so dass an ihrem Ausgang entweder eine logische "0" oder eine logische "1" erscheint. Der Operationsverstärker 163 arbeitet schliesslieh als ein Verstärker mit einer Verstärkung ν = -1. Die Signale vom Ausgang der beiden Operationsverstärker 158 und 165 gelangen über ein dem Ausgleich von unterschiedlichen Signallauf zeiten dienendes RC-Glied 168 an den einen Eingang einer UND-Schaltung 169, an deren anderem Eingang wieder die Betriebsspannung +V liegt, deren Höhe dem Pegel einer logischen "1" entspricht. Am Ausgang 170 der UND-Schaltung 169 erscheinen die Impulse K_1#

Der Ausgang 170 der UND-Schaltung 169 ist ferner mit dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 171 verbunden, deren zweitem Eingang die Abtastimpulse A₁ zugeführt werden. Der /ausgang der NAND-Schaltung 171 ist über ein RC-Glied 172 mit dem einen Eingang einer weiteren NAND-Schaltung 173 verbunden, an deren zweitem Eingang die Speisespannung +v liegt. Dar Ausgang der NAND-Schaltung 173 ist mit dem Rückstelleingang eines Zählers 174 verbunden. Dem Zähleingang 175 des Zählers 174 wird das

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Ortungstiefensignal OT zugeführt. Die Abtastsimpulse A₁ werden ausserdem dem einen Eingang einer NAND-Schaltung 176 zugeführt, deren zweiter Eingang mit einem der Ausgänge 177.1 bis 177.η des Zählers 174 verbindbar ist. Der Ausgang der NAND-Schaltung 176 ist mit dem einen Eingang einer weiteren NAND-Schaltung 178 verbunden, deren zweiter Eingang mit dem Ausgang der NAND-Schaltung 171 verbunden ist. Der Ausgang der NAND-Schaltung 178 ist mit einem Verstärker 179 verbunden, von dessen Ausgang 180 die Abtastimpulse A₁ ¹ zur Ansteuerung der Abtast- und Halteschaltung 189 abgreifbar sind.

Der hinter dem Ausgang 170 der UND-Schaltung 169 liegende Teil der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 18, welcher vorstehend beschrieben wurde, arbeitet wie folgt: Wenn der Signalpegel am Ausgang 170 anzeigt, dass die Spannungsdifferenz von U.. und U_? innerhalb der vorgegebenen Schwellwerte +U und -U liegt,

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dann sind die NAND-Schaltungen 176 und 178 geöffnet, so dass beim Auftreten eines Abtastimpulses A₁ am Eingang der Schaltung von dem Verstärker ein Abtastimpuls A₁' erzeugt und an dessen Ausgang 180 abgegeben wird. Wenn dagegen der Signalpegel 170 am Ausgang der UND-Schaltung 169 anzeigt, dass die Differenz der Spannungen U₁ und U₂ ausserhalb des vorgegebenen Bereichs liegt, dann sind die NAND-Schaltungen 176 und 178 gesperrt, so dass beim Auftreten eines Abtastimpulses A^ am Eingang der Schaltung kein Abtastimpuls A₁' am Ausgang 180 der Verstärkers ausgelöst wird. Ausserdem ist die NAND-Schaltung 171 gesperrt, so dass dem Zähler 174 auch keine Rückstellimpulse zugeführt werden. Die betrachteten Betriebsbedingungen bleiben zunächst erhalten, solange die Spannungsdifferenz zwischen den Spannun-r gen U₁ und U₂ nicht auf einen zulässigen Wert absinkt. Während dieser Zeit wird nun der Zähler 174 durch die an seinem Zähleingang 175 auftretenden Impulse des Ortungstiefensignals OT

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fortgeschaltet, bis er einen einstellbaren Zählerstand erreicht. Dieser Zählerstand wird in Abhängigkeit von einer gewünschten Wartezeit und der Impulsfolgefrequenz des Ortungstiefensignals vorgegeben. Sobald der gewünschte Zählerstand erreicht ist/ erscheint ein Signal an dem betreffenden Ausgang -177.1 bis 177.η des Zählers, welcher mitdem zweiten Eingang der NAND-Schaltung 176 verbunden ist. Diese NAND-Schaltung 176 ist damit für den nächsten Abtastimpuls A.. vom Eingang der Schaltung geöffnet, so dass am Ausgang 180 des Verstärkers wieder ein Abtastimpuls A₁' erzeugt wird, obwohl der Spannungspegel am Ausgang 170 der UND-Schaltung 169 nach wie vor anzeigt, dass die Spannungsdifferenz zv/ischen den Spannungen IL· und U^ ausserhalb der vorgegebenen Schwellwertspannungen liegt. Durch diese Massnahmen ist gewährleistet, dass eine starke Differenz in aufeinanderfolgenden Messergebnissen nur kurzfristig als Fehler unterdrückt wird, dann jedoch als richtiges Messergebnis anerkannt und entsprechend ausgewertet wird, was wichtig ist, wenn sich die Verkehrssituation durch abbiegende oder sich neu in den Verkehr einfädelnde Fahrzeuge plötzlich ändert. Andererseits wird im Augenblick der Übernahme eines stark abweichenden Messergebnisses in die Abtast- und Halteschaltung 129 durch den Pegel am Ausgang 170 bzw. durch den Binärwert der Impulse K₁ die Aussendung eines Fehlermeldungssignals F₁ an den Gefahrenrechner noch unterdrückt. Der Gefahrenrechner spricht nämlich nicht nur auf den Abstand, sondern auch auf die anhand aufeinanderfolgender Messergimisse ermittelte Differenzgeschwindigkeit an, so dass bei der Übernahme eines stark abweichenden Messergebnisses in die Abtast- und Halteschaltung 129 eine sehr hohe Differenzgeschwindigkeit ermittelt würde, die Anlass zu einer Fehlwarnung wäre, obwohl in Wirklichkeit nur eine Änderung der Verkehrssituation eingetreten ist, die die Auslösung eines Warnsignals nicht rechtfertigt.

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Nachstehend soll anhand der Fig. 19 der Aufbau des Zielintegrators 124 und der Abtast- und Halteschaltung 129 noch näher erläutert werden. Wie Fig. 19 zeigt, dienen die am Eingang 121 des Zielintegrators 124 eintreffenden Zielsabstandsimpulse Z₁ der Steuerung eines Schalters 181, der zwischen einer Konstantspannungsquelle 182 und einem als Integrator geschaltetem Operationsverstärker 183 liegt. In dieser Schaltungsanordnung lädt sich der Kondensator 184 im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers 183 auf eine Spannung U₁ auf, welche der Länge des betreffenden Zielabstandsimpulses Z₁ entspricht. Am Ende des Zielabstandsimpulses Z₁ wird der Schalter 181 wieder geöffnet, wobei die Spannung U₁ über dem Kondensator 184 erhalten bleibt. Wenn nunmehr vom Ausgang 180 des Verstärkers 179 (Fig. 18) ein Abtastimpuls A₁' eintrifft, dann wird durch diesen Impuls ein Schalter 185 geschlossen und die Spannung U₁ gelangt daraufhin an ein RC-Glied 186, dessen Kondensator sich nunmehr ebenfalls auf die Spannung U₁ auflädt. Mit Beendigung des Abtastimpulses A₁' wird der Schalter 185 wieder geöffnet, wobei die Spannung U₁ auf dem hochwertigen Kondensator des RC-Gliedes 186 erhalten bleibt. Ein zu einem späteren Zeitpunkt ♦ auftretender Löschimpuls L vom Ausgang 141 des Verstärkers 140 (Fig. 17) schliesst einen Schalter 187, wodurch der Kondensator 184 entladen wird. Der Zielintegrator 124 steht nunmehr für die Integration des nächsten Zielabstandsimpulses Z₁ bereit. Die Spannung über dem Kondensator des RC-Gliedes 186 bleibt erhalten und wird über eine Verstärkeranordnung als neue Spannung U₂ der Fehlerkorrekturschaltung 127 zugeführt. Die gleiche Spannung wird ferner dem Tiefpassfilter 130 zugeleitet, von dessen Ausgang 131 die Abstandssignale Ud₁ abgreifbar sind. Ausserdem wird das Ausgangssignal Ud₁ des Tiefpassfilters 130 einem Differenzierglied 189 zugeleitet, dem ein weiteres Tief-

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passfilter 190 geschaltet ist, das jedoch eine andere Filtercharakteristik als das Tiefpassfilter 130 aufweist. Am Ausgang 191 des Differenziergliedes 189 ist eine Spannung Uv₁ abgreifbar, die der aus der Differenz der beiden letzten gemessenen Abstandswerte ermittelten Differenzgeschwindigkeit zu dem betreffenden Ziel entspricht. Das Differenzierglied 189 ist in Fig. 16 nur gestrichelt angedeutet, da die Differentiation der Spannung Ud₁ im Prinzip auch erst im Gefahrenrechner 15 erfolgen könnte.

Die Funktion der Integratorsteuerung 34, welche vorstehend anhand der Fig. 16 bis 19 erläutert wurde, lässt sich im übrigen der Fig. 20 entnehmen, in welcher der zeitliche Verlauf der wesentlichen Signale in Form von Impulsdiagrammen dargestellt ist.

Im einzelnen zeigt Fig» 20 den Verlauf der Signale OT, A-, L, ^Ü11' ^Ü21' ^K1' ^FM' ^un(^ ^zwar ^ⁿ ^er oberen Hälfte der Fig. in einem zeitlich gegenüber der unteren Hälfte der Fig. gedehnten Maßstab. Man erkennt deutlich, dass in den Fällen, in denen ein Zielimpuls ausfällt, ein Fehlerimpuls F- erzeugt wird, der die Auslösung einer Fehlwarnung verhindert. Erst wenn, für eine längere Zeit T eine stark geänderte Abstandsinformation angezeigt wird, wird dies nicht mehr als Fehlmessung gedeutet, sondern es erfolgt eine Übernahme der neuen Messwerte in die Abtast- und Halteschaltung 129.

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Gefahrenrechner

Der in Fig. 5 dargestellte Gefahrenrechner 15, welcher eingangs bereits kurz angesprochen wurde, soll nachstehend anhand der Fig. 21 noch näher erläutert werden..

Wie bereits erwähnt, umfasst der Gefahrenrechner 15 einen gemeinsamen Schaltungsteil 15a sowie mehrere identische Baugruppen 15.1 bis 15.n, die den einzelnen zu erfassenden Zielen zugeordnet sind. Von diesen Baugruppen ist in Fig. 21 nur die erste Baugruppe 15.1 dargestellt. Die übrigen Baugruppen 15.2 bis 15.η sind in entsprechender Weise aufgebaut und geschaltet.

Wie im einzelnen aus Fig. 21 deutlich wird, besitzt der gemeinsame Schaltungsteil 15a einen Eingang 192, an welchem ein von der Eigengeschwindigkeit v„ des mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahrzeugs abgeleitetes Signal anliegt, vorzugsweise das Ausgangssignal eines Tachogenerators 193, der die Drehzahl eines der Räder des Fahrzeuges in ein Signal entsprechender Frequenz umsetzt. Dieses Signal aus dem Tachogenerator 193 gelangt vom Eingang 192 an einen Frequenz-Spannungs-Wandler 194 üblicher Bauart, von dessen Ausgang 195 nunmehr eine der Eigengeschwindigkeit v_ des Fahrzeugs proportionale Spannung ü (v„) abgreifbar ist. Diese Spannung U (v„) wird einerseits einem Inverter 196 und andererseits einem Potentiometer 197 zugeführt. Bei entsprechender Einstellung ist vom Abgriff 198 des Potentiometers T97, dessen anderer Anschluss an Bezugspotential liegt, eine Spannung abgreifbar, die dem Summanden T. * v_E in den Gleichungen (8) und (8.a) entspricht. Das Potentiometer 197 dient also dazu, die Reaktionszeit T^ des Fahrers des mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten Fahr-

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zeugs mitzuberücksichtigen. Der Abgriff 198 des Potentiometers 197 ist mit dem einen Eingang eines ersten Summiergliedes 199 und ausserdem mit dem einen Eingang eines zweiten Summierglie7 des 200 verbunden. Der Ausgang 201 des Inverters 196, an dem die invertierte Eigengeschwindigkeits-Spannung -U (v_£) ansteht, ist mit dem Eingang eines Quadrierers 202 verbunden, von dessen

2 "■
Ausgang die quadrierte Spannung U (v„) einem Potentiometer

203 zugeführt wird, dessen zweiter Anschluss an Bezugspotential liegt und dessen Abgriff 204 mit einem zweiten Eingang des ersten Summiergliedes 199 und mit einem zweiten Eingang des zweiten Summiergliedes 200 verbunden ist. Der Abgriff 204 des Potentiometers 203 wird so eingestellt, dass sich an dem Abgriff

204 und an den damit verbundenen Eingängen der beiden Summierglieder 199 und 200 eine Spannung ergibt, die dem ersten

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Summanden v„ /2b_E der Gleichungen (8) bzw. (8.a) entspricht. Das Potentiometer 203 dient also der Berücksichtigung der maximalen Bremsverzögerung b_E des jeweiligen Fahrzeugs. Aufgrund der beschriebenen Ausgestaltung des gemeinsamen Schaltungsteils 15a des Gefahrenrechners 15 ergibt sich am Ausgang 205 des ersten Summiergliedes 199 eine der gewünschten Ortungstiefe , gemäss Gleichung (8.a) entsprechende Spannung U (v„, b„, T.) .

Eine überprüfung der Gleichungen (8) und (8.a) zeigt, dass diese Gleichungen davon ausgingen, dass das mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüstete Fahrzeug bei Auslösung einer Warnung an dem Punkt zum Stillstand kommen soll, an dem sich ein zuvor erfasstes Ziel bzw. ein anderes Fahrzeug befindet. In Wirklichkeit muss natürlich verlangt werden, dass das eigene Fahrzeug in angemessenem Abstand d_ von dem bei der Messung erfassten, gegebenenfalls stillstehenden Fahrzeug zum Stillstand gebracht werden kann* Dieser angemessene Abstand lässt sich natürlich

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dadurch gewährleisten, dass die maximale Bremsverzögerung l)„ und die individuelle Reaktionszeit des Fahrers T^ entsprechend vorsichtig eingesetzt werden. Andererseits lässt sich die Einstellung der Potentiometer 197 und 203 durch den Benutzer einfacher und sicherer gestalten, wenn der Sicherheitsabstand d_ als eigener zusätzlicher Summand in den Gleichungen (8) und (8.a) vorgegeben wird. Aus diesem Grunde ist bei dem Gefahrenrechner gemäss Fig. 21 ein drittes Potentiometer 206 vorgesehen, das zwischen Speisespannung +V und Erde liegt und dessen Abgriff 207 entsprechend dem gewünschten Sicherheitsabstand d_Q eingestellt wird. Der Abgriff 207 des Potentiometers 206 ist mit jeweils einem dritten Eingang der beiden Summierglieder 199 und 200 verbunden. Damit ergibt sich aber am Ausgang 205 des ersten Summiergliedes 199 eine Spannung U (v_ß, h_Er ^^t ä_Q) _f die auch vom Sicherheitsabstand d_Q abhängig ist»

Die vorstehend beschriebenen Teile des Gefahrenrechners gehören mit Ausnahme des zweiten Summiergliedes 200 sämtlich zu dem gemeinsamen Schaltungsteil 15a, dessen Grenzen in der Schaltung gemäss Fig. 21 durch eine gestrichelte Linie ange-

geben sind.

Die dem ersten Ziel zugeordnete Baugruppe 15.1 besitzt zwei Eingänge 208 und 209", an denen die Spannungen Uv bzw. Ud₁ von den Ausgängen 189a bzw. 130a der Integratorsteuerung gemäss Fig. 16 anliegen. Der Eingang 208 ist mit dem einen Eingang eines dritten Summiergliedes 210 verbunden, das einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Ausgang 201 des Inverters 196 verbunden ist. Am Ausgang 211 des Summiergliedes 210 erscheint somit eine Spannung, die gleich der Differenz der Spannungen Uv- -U (v„) ist. Die Spannung am Ausgang 211 des

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dritten Summiergliedes 210 entspricht damit der Differenzgeschwindigkeit des messenden und des angemessenen Fahrzeugs» Diese der Differenzgeschwindigkeit entsprechende Spannung wird in einem Quadrierer 212 quadriert, dessen Ausgang mit einem Potentiometer 213 verbunden ist. Der Abgriff 214 des Potentiometers 213 wird so eingestellt, dass das Ausgangssignal des Quadrierers 212 durch 2b- geteilt wird, so dass die Spannung am Abgriff 214 des Potentiometers 213 dem zweiten Summanden ν ^ /2b^ der Gleichung (8) entspricht. Die Spannung V7ird einem vierten Eingang des zweiten Summierers 200 zugeführt. Die Ausgangsspannung des zweiten Summierers 200 entspricht somit dem kritischen Abstand a, gemäss Gleichung (8) für das erste Ziel, wobei aufgrund der Verbindung eines Eingangs des Summierers 200 mit dem Abgriff 207 des Potentiometers 206 zusätzlich ein Sicherheitsabstand d_Q berücksichtigt ist.

Die Ausgangsspannung des zweiten Summierers 200 wird einem Eingang eines !Comparators 215 zugeführt, dessen zweiter Eingang durch den Eingang 209 der Baugruppe 15.1 gebildet ist. Wenn nun in dem Komparator 215, der in üblicher Weise aufgebaut sein kann, durch Vergleich der Spannungen am Ausgang des zweiten Summierers 200 und am Eingang 209 festgestellt wird, dass der kritische Abstand plus Sicherheitsabstand unterschritten wurde, wird vom Ausgang 216 des Komparators 215 ein entsprechendes Signal an den Eingang 217 des Lautsprechers Lt geliefert. Es wird also wegen Unterschreitung eines für die Verkehrssicherheit erforderlichen Mindestabstandes ein Warnsignal ausgelöst. Um zu vermeiden, dass bei einer Änderung der Verkehrssituation eine fehlerhaft ermittelte Differenzgeschwindigkeit zur Auslösung einer Warnung über den Lautsprecher Lt führt, ist zwischen den Ausgang 216 des Komparators

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215 und den Eingang 217 des Lautsprechers Lt eine Sperrschaltung 218 eingefügt, welche die Verbindung zwischen Komparator 215 und Lautsprecher Lt unterbricht, wenn an ihrem Eingang 219 ein Fehlermeldungsimpuls F₁ anliegt. Die Sperrschaltung 218 kann beispielsweise ein einfacher elektronischer Schalter sein, Anstelle des Lautsprechers oder zusätzlich zu demselben kann auch eine Warnleuchte bzw. ein Blinklicht oder dergleichen vorgesehen sein.

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Claims (2)

1. Patentansprüche :

   Verfahren zum Auswerten von zumindest im wesentlichen periodischen Signalimpulsfolgen, insbesondere Radar-Impulsfolgen mit steilen Impulsflanken und vorgegebener Impulsfolgefrequenz, dadurch gekennzeichnet, dass man zuerst die Signalimpulsfolgen mit einer Hilfsimpulsfolge niedrigerer Impulsfolgefrequenz multipliziert und dann das dabei erhaltene Misch- " signal zur Unterdrückung hochfrequenter Signalanteile integriert, um zeitlich gedehnte Signalimpulsfolgen zu erhalten_f und dass man anschliessend die zeitlich gedehnten Signalimpulsfolgen auswertet.

   Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man die Signalimpulsfolgen mit einer Hilfsimpulsfolge mischt, deren Impulsfolgefrequenz nur sehr wenig von der Impulsfolgefrequenz der Signalimpulsfolgen abweicht, insbesondere geringer ist,

   Verfahren nach Anspruchs, dadurch gekennzeichnet, dass man mit einer Hilfsimpulsfolge arbeitet, deren Impulsfolgefrequenz etwa um 1/1000 niedriger ist als die Impulsfolgefrequenz der Signalimpulsfolgen.

   Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass man die Dauer der Hilfsimpulse der Hilfsimpulsfolge höchstens gleich der Dauer der Signalimpulse wählt.

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   5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit einem Eingang, welchem periodische Signalimpulsfolgen, insbesondere Radar-Impulsfolgen, zuführbar sind, und mit Auswerteeinrichtungen, die mit dem Eingang verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Eingang und den Auswerteeinrichtungen eine Zeitdehnungs-Schaltung (9) eingefügt ist, dass die Zeitdehnungs-Schaltung einen Multiplizierer (6) und einen diesem nachgeschalteten Integrator (7) aufweist und dass der Multiplizierer (6) einen ersten Anschluss (4) aufweist, über den die Signalimpulsfolge (ZE) zuführbar ist und zweiten Anschluss, über den die Hilfsimpulsfolge (HS) aus einem Hilfsimpulsoszillator (5) zuführbar ist, sowie einen Ausgang, der mit dem Integrator (7) verbunden ist, an dessen Ausgang die zeitgedehnten Signalimpulsfolgen (ZS) abgreifbar sind.

   6. - Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Multiplizierer ein Ringmodulator (4OJ ist.

   7. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 5 oder 6,' mit" einer Sende- Empfangs- Einheit, dadurch gekennzeichnet, daß. die Zeitdehnungsschaltung (9) einen zweiten Multiplizierer (35) und einen diesem nachgeschalteten zweiten Integrator (36) aufweist und daß der zweite Multiplizierer (35) einen ersten Anschluß aufweist, dem die Ausgangssignale eines Steueroszilators (2) zur Steuerung des Sendeteils der Sende-Empfangs-Einheit (1) zuführbar sind aus deren Erapfangsteil die auszuwertenden Radar-

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   Impulsfolgen stammen und einen zweiten Anschluß, dem die Hilfsimpulsfolge (HS) zuführbar ist, sowie einen Ausgang, der mit dem zweiten Integrator (36) verbunden ist, an dessen Ausgang (20) eine zeitlich gedehnte Referenzimpulsfolge (TR) abgreifbar ist.

   8. ImpulsRadarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitdehnungsschaltung (9) ein, vorzugsweise logarithmischer, Verstärker (10), zur" Verstärkung der zeitlich gedehnten Radar-Impulsfolge(ZE) nachgeschaltet is-:

   9. Impuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinrichtungen eine Ortungstiefensteuerung (14) zur Steuerung des Beginns und der Beendigung der Auswertung jeder Radar-Impulsfolge aufweisen.

   10. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ortungstiefensteuerung (14) den Beginn der Auswertung jeder" Radar-Impulsfolge in Abhängigkeit von einem dieser Radar-Impulsfolge zugeordneten Referenzimpuls der zeitlich gedehnten Referenzimpulsfolge (TR) bzw. TR') und die Beendigung der Auswertung dieser Radar-Impulsfolge in Abhängigkeit von mindestens einem der folgenden Betriebsparameter steuert: Geschwindigkeit ( v_), maximale Bremsverzögerung (b„) und Reaktionszeit (T.) des Fahreres eines mit dem Impuls-Radarsystems ausgerüsteten Fahrzeugs.

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   11. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daßjdie Ortungstiefensteuerung (14) eine durch die Referenzimpulsfolge (TR) gesteuerte Kippstufe (52) aufweist, die beim Auftreten eines Referenzimpulses in einen ersten stabilen Zustand schaltbar ist, daß die Ortungstiefensteuerung (14) einen Komparator (47) aufweist, dessen einem Eingang eine;, von mindestens einem Betriebsparameter abhängige Spannung (U (v„, b_E, T.)) und dessen zweiten Eingang die Ausgangespannung eines Sägezahngenerators (50¹) zuführbar ist, daß die Kippstufe (52) durch ein Ausgangssignal des Komparators (47) rückstellbar ist, wenn die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators (50*) , die von mindestens einem Betriebsparameter abhängige Spannung übersteigt,und daß der Sägezahngenerator (50¹) über einen Rückkopplungszweig mit dem Ausgang der Kippstufe (52) verbunden und durch diese abschaltbar ist, wenn sie in ihren zweiten stabilen . . _> . Zustand gelangt.

   12. Impuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 5 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein Echodiskriminator (10) vorgesehen ist", mit dessen Hilfe aus der zeitlich gedehnten Signalimpulsfolge (ZS) in Abhängigkeit von dem ■.:■ Ortungstiefensignal (OT) und vorgegebenen Schwellwertspannungen (S., S₂) eine begrenzte, zeitlich gedehnte Radar-Impulsfolge (R) erzeugbar ist, sowie eine differenzierte Radar-Impulsfolge (ZD), wobei in beiden Impulsfolgen verspätet eintreffende und/oder unterhalb

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   eines durch die Schwellwertspannung (S,,S_) vorgegebenen Signalpegels liegende Radar-Impulse unterdrückt sind.

   13. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertspannungen (S.,S-) während der Dauer einer Periode der Radar-Impulsfolge entsprechend folgender Gleichung veränderbar sind:

   ^-tk S=+ (a_ö + a₀ χ e ^K )

   wobei arjder Minimalwert der jeweiligen Schwellwertspannung S und a_Q eine konstante Spannung sind.

   14. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 11 - 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Echodiskriminator (11) eine Differenzierschaltung (56) zum Differenzieren der zeitlich gedehnten Radar-Impulsfolge (ZS) aufweist, daß der Ausgang der Differenzierschaltung (56) mit zuiei Doppelkomparatoren (57, 58) verbunden ist, deren zweiten Eingängen jeweils die Schwellwert— spannungen. (S,., S^) bzui. die negativen Schwellwertspannungen (-S*, -S₂) zuführbar sind, daß dem ersten Doppelkomparator (.57) eine Torschaltung (63) nachgeschaltet ist, daß dem zweiten Doppelkomparator (58) ein digitales Differenzierglied (64) zur Erzeugung von Setz~ und Rückstellimpulsen für eine Kippstufe (67) nachgeschaltet ist und daß die Kippstufe (67) einen Ausgang aufweist, der mit der Torschaltung (63) zur Steuerung derselben verbunden ist und von dem die begrenzte zeitlich gedehnte Radar-Impulsfolge(R)

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   abgreifbar ist, während vom Ausgang der Torschaltung (63) die differenzierte zeitlich gedehnte Signal-Impulsfolge (ZD) abgreifbar ist.

   15. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellmertspannung (S₁) für den ersten Doppelkomparator (57) niedriger ist als die Schu/elluiertspannung (S„) für den zuzeiten Doppelkomparator (58).

   16. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 11 — 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zielextraktionslogik (26) vorgesehen ist, mit deren Hilfe in Abhängigkeit vom dem ortungstiefen Signal (OT), der differenzierten zeitlich gedehnten Radar-Impulsfolge (Zd) und der begrenzten zeitlich gedehnten Radar-Impulsfolge (R) für mindestens zwei erfaßte Ziele (1 - n.) den Abstand dieser Ziele anzeigende, längenmodellierte Abstand-Impulse (Z. -Z) erzeugbar sind.

   17. Impuls-Radarsystem nach Anspruch 11 - 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine Integratorsteuerung (34) vorgesehen ist, mit deren Hilfe in Abhängigkeit von den Abstandsimpulsen (Z. - Z) und den Beginn derselben markierenden Zielimpulsen (ZP₁ — ZP ) sotuie dem Ortungstiefen-Signal (OT) der Geschwindigkeit des erfaßten Ziels relativ zu dem mit dem Impuls-Radarsystem ausgerüsteten messenden Fahrzeug entsprechende Spannungen (Uv₁ - Uv ) erzeugbar sind, sowie den Änderungen der Relativgeschuiindigkeit während eines Bleßintervalls entsprechende Spannungen (Ud₁ - Ud_R)·

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   18. Impuls—Radarsystem nach einem der Ansprüche 11 - 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gefahrenrechner (15) vorgesehen ist, mit dessen Hilfe in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen (F-, Uv₁ - ^v , ^1 ~ ^n ^ ^^ar
   Integratorsteuerung (34) und der Eigengeschwindigkeit (Vr) des messenden Fahrzeugs optische und/oder
   akustische Warnsignale auslösbar sind.

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