JP2006345354A - 暗号鍵生成通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単一光子状態や微弱ＬＤ光を用いた位相変調方式の暗号鍵配送システムでは、伝送距離の長距離化のためには偏波無依存で熱揺動に強い干渉計が必要である。また、暗号鍵配送システムは一般に鍵生成効率が悪く、効率向上が求められている。
【解決手段】受信機内の干渉計を２組にすることにより受信機内に位相変調器を不要にして受信機の偏波無依存を達成した。パルス対をペアにして相対的位相差で信号を送ることとし、パルス対の間隔を十分に小さくすることにより受信機内の干渉計内の光路を短く設定し、熱揺動に強い干渉計を達成した。平均受信レートよりも送信レートを十分に大きくすることにより送信されてきた乱数の一部のみをランダムに検出するようにし、仮に伝送途中で盗聴があった場合に盗聴者と正規の受信者が同一のスロット位置のデータを観測する確率を減少させる。
【選択図】図１

Description

本発明は暗号通信の鍵配送の部分に量子力学的な技術を用いた量子暗号通信に関する。

ネットワーク社会において情報の安全性への要求は必然的に高い。通信においては古来より、盗聴の脅威に対して様々な暗号法が開発されてきた。近年、暗号通信の鍵配送の部分に量子力学的な技術を用いれば非常に強力な暗号通信が可能になることが知られるようになり量子暗号の研究が活発である。

量子鍵配送で現在最も研究が進み、最も早い時期に実現が可能と思われるのが光子数をひとつずつ数えられる程に微弱にした光を伝送する方式である。ひとつの信号パルス内の光子数は平均で１個以下にする。光子数を平均１個以下にしたことにより盗聴があった場合にそれを発見できる。信号重畳には偏光変調と位相変調があり、前者は自由空間に対して、後者は光ファイバを媒介にした伝送に対して効果的であると考えられる。

量子鍵配送では盗聴が困難になるように、例えばＢＢ８４と呼ばれるプロトコルでは変調信号の基底を２種類準備し、それを信号ごとにランダムに選ぶ（非特許文献６）。偏光変調に於いては、２つの直線偏光を「０」と「１」の信号に割り振る基底と２つの円偏光を「０」と「１」の信号に割り振る基底の２種類を使う。位相変調の場合には、位相０とπを「０」と「１」の信号に割り振る基底とπ／２と３π／２を「０」と「１」の信号に割り振る基底の２種類を使う。

受信側で位相を検出するためには参照光が必要であり、信号光と共にそれを送り、受信機内で信号光と参照光を干渉させて位相を検出する。信号を送信する際に２種類の基底を用いているために、受信側でも基底を選択する機能が必要になる。そのひとつの方法が、受信機内で参照光の位相を０とπ／２に変調することである。

通常の単一モード光ファイバは円対称に製造されているが不均一性や曲げのために僅かに複屈折を持つ。したがって、送信側が例えば直線偏光で送っても、伝送後は一般的には楕円偏光になる。電気光学効果を用いた通常の位相変調器は電気光学結晶の強い複屈折のために偏光依存性がある。伝送されてきた光が楕円偏光になっていると、それを位相変調した場合、純粋な位相変調ではなく偏光の変調も同時にしてしまう。この問題点を回避するために考案されたのがｐｌｕｇ ＆ ｐｌａｙ方式である（非特許文献１，２）。

これは、光源を送信者側ではなく受信者側に配置し、信号媒体となる光を受信者・送信者間で往復させる。送信者側にはファラデーミラーを配置し、受信者側で発した光が送信者側で反射して受信者側に戻る際に往復で必ず偏光が直交するようにする。受信者側で発する光が直線偏光であれば、伝送路がどのようなものであっても、再度受信者側に戻ってきたときにはそれに直交した直線偏光になるので、受信者側においても通常の位相変調器が使えるようになる。受信側を直線偏光に確定したことにより送信側では楕円偏光になるが、位相変調器をファラデーミラーの直近に配置し、往復で変調すればいかなる偏光でも均等に位相変調されるので問題はない。この方法の問題点は、受信者側に光源を配置しているために伝送路における後方散乱光が検出器に混入することである。超微弱光を用いた量子鍵配送では、この問題点は伝送可能距離を制限してしまう。

この問題点を解決するために、最近提案されたのが光源を送信者側に配置して後方散乱の影響を無くした一方向伝送の方式である（非特許文献３，４，５）。提案されたいずれの方法も受信者側は単純な干渉計のみで構成され位相変調器は配置していない。しかしながら、受信者側には基底を選択するための方法が必要である。

非特許文献３では送信側に遅延線を２本以上用意し３パルス以上でひとつの信号を構成するようにし、隣り合うパルス同士を、受信側に設置したひとつの遅延線を用いて干渉させる。干渉によってできた４つ以上のパルスのどこに光子が検出されるかは確率的で受光するまでわからない。この方式では受光したパルスの位置により受信側の基底が確定する。

非特許文献４では光源の時間的コヒーレンスを仮定し、各パルス間でdifferential phase shift keyingの変調をする。受信側は単純なマッハ・ツェンダ干渉計で０とπを判定する。この方式では受信側における基底の選択は行なわず、盗聴検知は、１パルスの光子数が１個未満であることのみを拠り所にしている。すべての信号が盗聴されることはなく、たとえ、ある部分が盗聴されてもdifferentialであるが故に盗聴された部分の前後が盗聴者にとって不確定になり、盗聴者が盗聴を隠すために信号を再送すれば受信者が盗聴のあったことを検出できる。

非特許文献５では送信側にマッハ・ツェンダ干渉計を２段、受信側に１つを配置した構成で、連続した３つのパルスのどのスロットを受光したかで自動的に受信側の基底が確定する。

A. Muller, T. Herzog, B. Huttner, W. Tittel, H. Zbinden, and N. Gisin, Applied Physics Letters. 70, 793 795 (1997). H. Zbinden, H. Bechmann-Pasquinucci, N. Gisin, and G. Ribordy, Applied Physics B 67, 743 748 (1998). K. Inoue, E. Waks, and Y. Yamamoto, Phisical Review Letters 89, 37902 (2002). K. Inoue, E. Waks, and Y. Yamamoto, Physical Review A 68, 22317 (2003). Y. Nambu, T. Hatanaka, and K. Nakamura, Japanese Journal of Applied Physics 43, L1109 L1110 (2004). N. Gisin, G. Ribordy, W. Tittel, and H. Zbinden, Reviews of Modern Physics 74, 145 195 (2002).

非特許文献３−５の方法はいずれも受信側に変調器を必要としないため、受信機内の偏波依存性をほとんど無視できる程度に抑えることが出来、ファイバ伝送中における偏波変動の影響を考慮する必要が無くなり、ｐｌｕｇ ＆ ｐｌａｙ方式のような往復伝送の必要が無く、後方散乱の影響を受けず、最小受信感度の向上につながる。

しかしながら、これらの方法は伝送されてきたすべての信号を受信するように構成することを前提にしている。ファイバ通信帯である波長１．５５μｍ用のアバランシェフォトダイオードによるフォトンカウンティングではアフターパルスと呼ばれる現象のために１ＭＨｚ程度の繰り返しレートでしか受光器を動作させることができない。非特許文献３−５の方法を１ＭＨｚで動作させるためには受信機及び送信器の非対称マッハ・ツェンダ干渉計の片側の長さを３００ｍの光路長にしなければならず、環境の影響を大きく受け、非対称マッハ・ツェンダ干渉計を安定に動作させることは困難である。

本発明が解決しようとしている課題は、非対称マッハ・ツェンダ干渉計を安定に動作させて、ファイバ伝送中に偏波変動があっても耐えうるシステムを構築することと、またセキュリティをさらに向上させた量子力学的な鍵配送システムを構築することである。

２つのパルスを一組にしたパルス対のパルス間の相対的位相で信号を伝達し、２つのパルスの間隔は可能な限り小さくする。信号送信のクロックを受信機の平均繰り返しレートよりも十分に大きくする。受信機においては送られてきたすべの信号を検出するように備えるのではなく、受信機内に乱数発生器を装備して、送られてきた信号をランダムにピックアップして検出する。受信側における信号検出のための基底選択は単純なビームスプリッタを用いる。

パルス対の間隔を可能な限り小さくしたことにより、パルス対のパルス同士を干渉させるための受信機内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計の非対称性の程度を小さくできる。その結果、環境揺動の影響をあまり受けずに済むようになり、安定な非対称マッハ・ツェンダ干渉計を実現できる。

送信側のクロックレートを受信機の平均繰り返しレートよりも十分に大きくする場合にはレーザー光が持つ大きいコヒーレンスを利用することができる。この場合にはコヒーレンス時間内に対になる光パルスを直接生成できるので、送信機内に非対称マッハ・ツェンダ干渉計のようなパルス対を生成する手段を不要にできる。

さらに、受信機内に新たな乱数発生器が設置されるので、信号伝送中における盗聴をより困難にする。また、単純なビームスプリッタによる基底選択は物理法則的に完全にランダムであり、無条件安全性が証明されている量子力学的暗号鍵配送システムを位相変調方式において完全に実現する。

まず、本発明を実施するための原理を説明するために、送受信器間のパルスの送受信について説明する。

図１（Ａ）は本発明を具体的に実施するための原理を説明するブロック図、（Ｂ）は送受信機においてパルス内に光子が存在する確率分布を模式的に示した図である。図２は送信機の位相変調器によりパルスの包絡線がずれる様子を模式的に示す図である。

図１（Ａ）において、光源１０１からのパルス状の出力光は非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０により連続する２つのパルスに分割され、パルス対になる。すなわち、非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０の入力側のビームスプリッタで分岐されるパルスは二つの光路を通る。そして二つの光路長の差は、光源１０１からのパルス状の出力光のパルス幅以上とされる。したがって、ビームカップラで合波された、二つの光路を通過したパルス光はパルス対として出力されることになる。光源１０１はレーザー光源でも単一光子源でもどちらでも良い。

このパルス対のそれぞれのパルスは乱数発生器を備えるコントローラ１３０の与える２ビットの乱数に応じて、位相変調器１２１により０、π／２、π、３π／２の４値のいずれかに位相変調される。すなわち、変調する位相が０であれば、パルス対の両方に同じ遅延を与え、変調する位相がπ／２であれば、パルス対の後半のパルスを前半のパルスに対してπ／２遅延させ、変調する位相がπであれば、パルス対の後半のパルスを前半のパルスに対してπ遅延させ、変調する位相が３π／２であれば、パルス対の後半のパルスを前半のパルスに対して３π／２遅延させる。かくして、送信機１００から受信機３００へ位相差が伝送される。図２は位相０の波形に対し、位相変調器１２１の与える遅延によってパルスの包絡線がずれる状況を模式的に表示した図である。

図１（Ｂ）の左側半分は、光源１０１から出力されたパルスが、非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０によりパルス対（連続した２つのパルス）に変換された様子を模式的に示す。各パルス対の上に示された数値はコントローラ１３０の乱数発生器の与える２ビットの乱数に応じて、位相変調器１２１により乱数が重畳された後のパルス対間の位相差示す。たとえば、各パルスに対する２ビットの乱数が００，００なら遅延０のパルス対、−−−−、２ビットの乱数が１１，０１なら遅延πのパルス対、２ビットの乱数が００，１１なら遅延３π／２のパルス対、−−−−、２ビットの乱数が１０，１１なら遅延π／２のパルス対として出力される。ここで、各パルス対は厳密には図２に示す包絡線全体の遅延分だけ間隔がずれることになるが、この遅延は各パルスのパルス幅と比べてきわめて小さなもので受信機における干渉強度に影響を与えるものではないし、図１（Ｂ）に表れるものでもない。

この差動乱数が最終的に送受信者間で共有される暗号鍵の元になるものである。位相変調されたパルス列は光減衰器１２２で１つのパルス当たり平均光子数１個以下にして伝送路２０１に送信される。光源１０１が単一光子源の場合は元々平均光子数１個以下の条件を満たしているので光減衰器１２２を省略することも可能である。

伝送路２０１は一般的には光ファイバである。

受信機３００に到達した光子列はビームスプリッタ３０１により２方向に分割され、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０に導かれる。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０のそれぞれの光路長差はいずれも非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０の光路長差とほぼ一致するように構成され、送信機から出たパルス対が干渉するようになっている。

非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の光路長差は位相差０（すなわち、光路長差が波長の整数倍）に設定され、パルス対間の位相差が０かπかを判別する。位相差０の場合は光検出器３３１に光子が検出され、位相差πの場合は光検出器３３２に検出される。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０の光路長差は位相差π／２（すなわち、光路長差が波長の整数倍＋１／４波長）に設定され、パルス対間の位相差がπ／２か３π／２かを判別する。位相差π／２の場合は光検出器３３３で光子が検出され、位相差３π／２の場合は光検出器３３４で検出される。これら２つの非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０によりすべての位相差の場合を検出できる。

ビームスプリッタ３０１は５０：５０の確率で入力光子列を２方向に分割して非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０に導くことになるが、入力パルスが平均光子数１個以下で伝送路２０１を伝送されるものであるため、入力パルスが非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０のどちらに入力されるのかは確率的である。図１（Ｂ）の右側半分は、入力パルスが非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０で干渉した後に各検出器で検出される確率をパルスの強度で模式的表現してある。伝送されてきたパルス対が干渉した結果は３パルス状態となり、パルス対の位相関係は中心パルスのみに反映され、受信機ではこの中心パルスのみを検出することにする。位相差０のパルス対が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力した場合は、位相差０検出用の光検出器３３１においてのみ検出され、光検出器３３２では検出されない。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力した場合は、光検出器３３３と３３４に等確率で検出される。位相差πのパルス対が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力した場合は、位相差π検出用の光検出器３３２においてのみ検出される。位相差が０とπの場合とは逆に位相差３π／２のパルス対が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力した場合は、光検出器３３１と３３２に等確率で検出されることになり、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力すれば位相差３π／２検出用の光検出器３３４に検出されて、光検出器３３３には検出されない。位相差π／２のパルス対が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０の入力すれば位相差π／２検出用の光検出器３３３に検出される。

量子力学的鍵配送システム（例えば、ＢＢ８４と呼ばれる方式）では１ビットの乱数データの送受信を、２種類の基底をランダムに選んで行なう（両者を合わせて２ビット）（非特許文献６）。本発明ではその２種類の２値基底として位相差が０及びπである基底と、位相差がπ／２及び３π／２である基底の２種類を利用する。光検出器３３１あるいは３３２に光子が検出された場合が（０，π）の基底を選択したことに対応し、光検出器３３３あるいは３３４に光子が検出された場合が（π／２，３π／２）の基底を選択したことに対応する。受信側の基底選択はランダムでなければならないが、その選択はビームスプリッタで行なっており、受動的であり自然法則的に完全にランダムである。以上の原理に従い、本発明の方法は、量子力学的鍵配送システムを位相変調方式で完全に実践したことになる。

図１（Ｂ）の左図の説明で述べたように、本発明で送信される乱数は２ビットであった。この２ビットの下位ビットが（０，π）あるいは（π／２，３π／２）の基底選択に対応し、上位ビットが暗号鍵の基データになる乱数に対応する（図９参照）。

通常の通信では、送信側から伝送した信号を受信側においてすべて検出できるようにするが、本発明では受信側の平均検出レートよりも高いクロックで乱数信号を送信する。例えば、平均検出レートを１ＭＨｚとすると、送信レートは１００ＭＨｚ，１ＧＨｚ，１０ＧＨｚといった値になる。送信レートが１００ＭＨｚの場合は、受信側では送られてきた乱数データを、平均で１／１００個に対してのみ測定に備える。１００個の乱数データのどれを選択するかは受信機内に設置した乱数発生器付きコントローラ３４０により決定する。

単一光子検出ではアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を用いたフォトンカウンティング法を用いるのが一般的であるが、１．５５μｍの通信波長帯用のＡＰＤは一般的に感度が不足するため、光子が検出され得る時間ゲートだけｂｒｅａｋ−ｄｏｗｎ電圧以上になるように電圧パルスをＡＰＤに印加して高感度にする（このＡＰＤの使い方はガイガーモードと呼ばれる）。しかしながら、ＡＰＤへの印加電圧をｂｒｅａｋ−ｄｏｗｎ電圧以上にするとａｆｔｅｒ−ｐｕｌｓｅと呼ばれる現象を引き起こして検出器の性能が劣化する。この劣化を防ぐには、ゲートパルス間の間隔を十分大きく取れば良い。典型的には１μｓ程度であり、典型的な平均検出レートが１ＭＨｚになる。現在の技術水準では盗聴者も１ＭＨｚ程度でしか単一光子を検出できない。したがって、例えば１００ＭＨｚで乱数信号を送り、検出する信号をランダムに選べば、盗聴者と正規の受信者が時間軸上の同一スロットを検出する確率が減少し、盗聴確率を下げることができる。

乱数信号の受信についての本発明のメリットをより具体的に説明する。光検出器３３１，３３２，３３３，３３４の時間ゲートを開くのは、３パルス状態の中心パルスに対してのみである。３パルス状態の１番目と３番目を測定する必要のない本発明の方法は非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０，３１０，３２０を安定化させる見地から優れている。もしも１番目と３番目のパルスを測定する必要があるのならば、出力される３パルスの各間隔を１μｓ程度にする必要があるが、その場合だと非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差を３００ｍ程度にしなければならない。これだけの長さを波長以下の長さの精度で安定化させるのは困難である。

一方、本発明の方法では光検出器３３１，３３２，３３３，３３４に印加されるゲートパルスの時間幅内に中心パルスのみが入るようになっていれば良く、コントローラ３４０の与えるゲートパルスを１ｎｓとすれば、非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差を３００ｍｍ程度にできることを意味する。この程度の長さであれば、非対称マッハ・ツェンダ干渉計を温度制御することや、ピエゾ素子等を用いたフィードバック系で光路長を制御することで十分に安定化することができる。

図３は、図１の位相変調器１２１の設置位置を変えた、本発明を具体的に実施するための送信機の他の例を説明するブロック図である。

図１では位相変調器１２１は非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０の後方に設置されているが、図３では非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０の片側の光路中に設置している。図１の位相変調器１２１の位置では非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０で作られたパルス対を別々に変調する必要があるが、図３の配置では片側のパルスのみを変調すれば良い。図１の配置では位相変調器は送信クロックの２倍のレートで動作する必要があるが、図３の配置では送信クロックと同じレートで良い。位相変調器１２１では損失が発生するので、図３の配置では非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０の入力側のビームスプリッタの分岐比は５０：５０ではなく位相変調器１２１の損失分を考慮した分配とし、ビームカップラで合波されるときにビームスプリッタから直接来たパルスと位相変調器１２１を介して来たパルスの強度が同じ強度となるようにする。

図４（Ａ）は本発明を具体的に実施するための原理を説明するさらに他の構成のブロック図、（Ｂ）は送受信機においてパルス内に光子が存在する確率分布を模式的に示した図である。

図４（Ａ）は、光源１０１にレーザー光源を用いて、そのレーザーのコヒーレンス時間τを送信クロックの逆数１／ｆｒよりも十分に大きくして、送信器１００内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計１１０を省略した構成である。図１（Ａ）に示す構成要素と同じものには同じ参照符号を付した。本構成の位相変調器１２１では、図４（Ｂ）の左側に示すように、光源１０１が発生する各パルスに、コントローラ１３０内の乱数発生器が出力する２ビットの乱数に従って、０、π／２、π、３π／２の４値に位相変調する。ここでは２ビットの乱数が００，００，１０，０１，１０である場合の伝送例を示す（注：図４（Ｂ）では伝送方向の都合でこの数字の並びが逆になっている）。それぞれの乱数は０、０、π、π／２、πの位相変調に対応し、連続するパルス間の位相差は０、π、３π／２、π／２になり、送信される２ビットの値は００，１０，１１，０１になる。言い換えれば送信基底が０，０，１，１で、送信乱数が０，１，１，０である（図９参照）。

レーザー光は２分割して再合成した際、コヒーレンス時間内であれば干渉する。したがって受信機３００内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０の光路長差をｃ／ｆｒ（ここでｃは真空中の光速）に設定し、送信機１００から伝送されてきたパルスをビームスプリッタ３０１で２分割して受信機３００内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０に導入すると、光源１０１で繰り返しレートｆｒで発せられたパルス列は非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０により隣り合うパルス間で互いに干渉するようになる。すなわち、隣り合うパルスが図１で説明したパルス対と同様に干渉するようになる。

図４（Ｂ）の右側半分は、図１（Ｂ）の右側半分と同様、各入力パルスが非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０において干渉した後に検出器３３１，３３２，３３３，３３４で検出される確率をパルス強度で示す。図４（Ｂ）の例では、第１のパルスと第２のパルスの位相差が０なので、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力すれば光検出器３３１で検出されて送信されてきた乱数が０であったことが確定する。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力した場合は、光検出器３３３と３３４に検出される確率が等しくなるので送信されてきた乱数は確定できない。第２のパルスと第３のパルスの位相差はπなので、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力すれば光検出器３３２に出力が得られて送信されてきた乱数が１であることが確定する。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力した場合は送信されてきた乱数を確定できない。第３のパルスと第４のパルスの位相差は３π／２なので、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力すれば光検出器３３４に出力が得られて乱数１が確定する。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力した場合は乱数を確定できない。第４のパルスと第５のパルスの位相差はπ／２なので、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力すれば光検出器３３３に出力が得られて乱数０が確定する。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力した場合は乱数を確定できない。

したがって、図１（Ａ）の例のように送信器内で１パルスを２パルスに分割する必要が無く構成が簡単になる。また、図４の例では光源１０１からのパルス列の間隔は非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０の光路長差に一致しているので、２パルスの干渉結果について言えば、図１（Ｂ）のような第１と第３のパルスは出来ず、中心のパルスのみになる。受信機３００においてｆｒの繰り返しレートで送られてくる乱数データをランダムに検出するのは図１（Ａ）の場合と同じである。

（実施例１）
図５は、本発明の実施の形態を示す通信システムのブロック構成図である。送信者１と受信者２は一般の回線２０２を用いて通信する。一般の回線２０２は、通常、盗聴が容易なので暗号化した上で通信する。この際、送信者１と受信者２のみが知りうる暗号鍵を共有する必要があり、この暗号鍵を生成するための元になる乱数データを生成・送信するのが送信機１００であり、伝送路２０１を通して受信するのが受信機３００である。図１から図４を参照した説明は、この乱数データを生成・送信するための構成と動作原理の説明である。ここで送信者１と受信者２は必ずしも人を表すとは限らず、送信者と受信者が保有しているコンピュータ等通信において必要な機器も含めた広い意味で使う。

送信機１００から受信機３００への伝送路２０１を通しての送受信は、送信機１００に備えられるクロック発生器１６０により生成されたクロックに同期して行なわれる。クロックは例えば１００ＭＨｚ、１ＧＨｚ、１０ＧＨｚといった高い周波数で安定した正弦波である。クロックはコントローラ１３０に入力され、まずパルス発生器１３１に入力される。パルス発生器１３１は光源１０１の出力光をパルスにするためのもので、例えば１００ｐｓの時間幅のパルスをクロックに同期して出力する。光源１０１は、例えば、連続発振のレーザー光源１０２と強度変調器１０３で構成され、パルス発生器１３１からの出力パルスが強度変調器１０３に入力されて、パルス発生器１３１の信号に応じて例えば１００ｐｓの時間幅のパルスをクロックに同期して出力する。図５の構成では送信機１００内に非対称マッハ・ツェンダ干渉計は設置されておらず、図４を参照して説明した例のように受信機３００内での信号光の干渉は光源１０１で生成されたパルス光列同士で行なわれる。この観点から光源１０１からの出力光のコヒーレンスは重要である。パルス発生器１３１の出力パルスを連続発振レーザー１０２に直接入力して１０２から直接パルス光を生成する方法もあるが、連続発振レーザー１０２の出力を変調器１０３を用いてパルス光とする方がコヒーレンスを用いた図５の構成ではコヒーレンスの劣化を防ぐために有利である。連続発振レーザー１０２には光通信で用いる分布帰還（ＤＦＢ）レーザーを用いるのが便利である。

送信機１００内にはもう１つの光源１４１が設置される。光源１４１の主な役目は受信機３００にクロックを送ることであり、光源１４１の変調はクロック発生器１６０の出力クロックのほぼ原型の形で行なわれる。光源１４１の構成も連続発振のレーザー１４２と強度変調器１４３からなる構成とするのが良い。レーザー１４２を直接変調することも可能であるが、実施例４に示すように受信機３００内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の参照光用に光源１４１を利用する場合にはコヒーレンスの観点から連続発振のレーザー１４２の出力を変調器１４３で変調する方が有利である。２つの光源１０１と光源１４１の出力光は受信側で区別する必要があるので、互いに異なる波長を用いる。例えば、光源１０１に波長１．５５μｍを、光源１４１に波長１．３μｍを用いる。あるいは、高密度波長多重の手法と同様に、光源１０１と光源１４１の両者に対して僅かだけ波長が異なるようにして共に１．５５μｍ帯の光を用いることもできる。

暗号鍵生成の第一歩は送信者１が送信機１００へ鍵生成開始を指令することである。この鍵生成開始指令信号に基づき、コントローラ１３０内のトリガ発生器１３２からトリガが発せられ、加算器１３３と乱数発生器１３４に送られる。加算器１３３はクロック発生器１６０の出力クロックとトリガ発生器１３２の出力トリガを加算するもので、これが光源１４１を変調して受信機３００に送られる。受信側でクロックとトリガを区別するために、トリガにはクロックの周波数を含まないようにする。トリガを受けた乱数発生器１３４は４値パルス発生器１３５に２ビットの乱数データの転送を開始し、１３５はクロックに同期して、４値の乱数を位相変調器１２１に送る。光源１０１の出力パルス光は位相変調器１２１で０、π／２、π、３π／２の４値に位相変調され、減衰器１２２で１パルス当たり平均光子数１個以下にされて、ＷＤＭカプラ１５０でクロック伝送用の光と合波された後、光信号として伝送路２０１に送り出される。１７０はメモリであり、乱数発生器１３４からの出力乱数がスロット位置情報（乱数生成の順番を示す番号）も含めて保存される。

図９（Ａ）はメモリ１７０の記憶内容の例の概要を示す図である。メモリ１７０は受信者がどのスロットの乱数を受信するか分からないので、全てのスロットの乱数を時系列に保存する。メモリ１７０の記憶内容は送信者１の要求により送信者１に送られ、これにより送信者１は暗号鍵生成のための元データを得る。このメモリ１７０は送信者１の内部に設けて記録しても良い。受信者２に送信される時系列の乱数データは図９（Ａ）のメモリ１７０に格納された２ビットの乱数を連続するスロット間で差分を取ったものである。差分を取った２ビットの下位ビットが（０，π）あるいは（π／２，３π／２）の送信基底を表し、上位ビットが送信乱数そのものを表す。

伝送路２０１は光ファイバを用いるのが長距離伝送と安全性の見地から有利である。光ファイバには通信用の各種単一モードファイバを用いることができる。標準的には通常分散ファイバであるが、長距離化の観点からは低損失な純粋コア石英ファイバを用いるのが有利である。ビットレートを大きく設定した場合はパルス広がりの影響を最低限に抑えられる分散シフトファイバが有利である。

受信機３００に到達した光信号は、まずＷＤＭカプラ３５０により乱数を重畳した信号光とクロック光に分離される。クロックは強度の大きい光であるのに対して信号光は微弱な光であるので、ＷＤＭカプラを１つ設置しただけでは信号光側にクロック光が混入してしまう。これを防ぐためにはＷＤＭカプラを複数個直列に並べればよい。図６はＷＤＭカプラ３５１−３５３を直列に並べた例を示すブロック図である。第１段目のＷＤＭカプラ３５１で分離されたクロックパルス光は光検出器３４１で電気信号に変換され、コントローラ３４０に導かれる。３段のＷＤＭカプラ３５１，３５２、３５３を通してクロック光と分離した微弱な信号光は５０：５０の分岐比のカプラ３０２を通って、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０および３２０に入り、連続したパルス間で干渉した後、光検出器３３１，３３２，３３３，３３４に到達して検出される。図１、図４においては、受信機３００内の非対称マッハ・ツェンダ干渉計がビームスプリッタとミラーを用いた自由空間系で構成されていたが、図５ではカプラを用いた導波路系で構成されている。カプラ３０２，非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０内のカプラの無入力ポートは迷光が混入しないように終端処理しておく。

非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０は、隣り合うパルス間で干渉するように、二つの光路の光路長差が正確に設定され、さらに位相差０とπを判定する干渉計と、位相差π／２と３π／２を判定する干渉計になるように光の波長レベルで正確に調整されている必要がある。また、非対称マッハ・ツェンダ干渉計は偏波無依存にしなければならない。これらを実現する方法は様々な方法が考えられる。

図７は、非対称マッハ・ツェンダ干渉計を偏波無依存にするため、単一モードファイバだけで非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の光路部を構成した例を示す図である。正確な光路長差を実現するために、予め、二つのファイバの長さを正確に調節する。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０全体はペルチエ素子等を用いて正確に温度管理されて波長レベルの位相差が維持される。単一モードファイバに僅かに存在する複屈折性は一つのファイバに設けられるファイバ型の偏光調整器３１１により補償される。

図８は、非対称マッハ・ツェンダ干渉計を偏波無依存にするため、偏波保存ファイバを用いて非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の光路部を構成した例を示す図である。カプラを含めてすべてを偏波保存型のファイバで構成している。二つの偏波保存ファイバは干渉計を半分進んだ黒丸の位置で偏光軸が９０度直交するように接続されている。図８の下段部に、黒丸の位置の前後で偏光軸が９０度直交した状態をファイバの断面図の形で示す。中央部の黒丸がファイバのコアである。偏波保存ファイバの長さを正確に等しく設定しておけば干渉計の入り口と出口で偏光状態が一致するので干渉計の偏波無依存性が実現される。図８においては非対称マッハ・ツェンダ干渉計全体が偏波保存型になっているが、２つの光路の差に相当する部分のみを偏波保存型にしても同様に偏波無依存な干渉計になる。図８においても、図７と同様に、ペルチエ素子等を用いて温度管理して光の波長レベルで干渉計の位相差を制御する。図８の構成は平面光導波回路（ＰＬＣ）を用いて構成しても良い。

図８に示すように干渉計の中央部で偏波保存型のファイバの光軸を直交させる方法も良いが、光学軸を直交させること無くＰＬＣの複屈折性が大きいことを利用して温度管理により干渉計の位相差だけでなく偏光状態も同時に制御する方法もある。図７や図８に示す構成の問題点は非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路差の調整を温度制御のみで行なうため、大きな変化量を確保することが出来ない点にある。大きな変化量で調整したい場合は、機械的ステージやピエゾ素子による光路長の調整が必要である。この方法の一例は実施例２で述べる。

再び図５に戻って、受信機３００のコントローラ３４０の内部構成を説明する。ＷＤＭカプラ３５０で分離されたクロック光は光検出器３４１により電気信号に変換され、コントローラ３４０に導かれて信号光検出のためのクロックとして利用される。受信されたクロック光は、送信機１００の動作で説明したように、加算器１３３で加算されたクロックとトリガを加算した信号で変調されているので、伝送クロックそのものと伝送開始を表すトリガの２種類の情報を含んでいる。それらを分離するためにクロック周波数のみを透過させるバンドパスフィルタ３４２とトリガ成分だけを取り出すフィルタ３４３が設置される。トリガはクロック周波数の成分以外で形成されるのでフィルタ３４３はノッチフィルタで表現してある。

乱数発生器３４４はトリガ入力によって正規の動作を開始する。乱数発生器３４４はクロックに同期して送信機１００から送られてくる光信号の乱数データの何番目のスロットを光検出器３３１，３３２，３３３，３３４で検出するかを指定するもので、パルス発生器３４５はその乱数発生器３４４の出力に同期して電圧パルスを発生する。この電圧パルスは、クロックと信号の全伝送時間の差を相殺する遅延器３４６を通して光検出器３３１，３３２，３３３，３３４に送られ、これらの光検出器のゲートを開く。ゲート幅は光検出器３３１，３３２，３３３，３３４として１．５５μｍ帯用のＡＰＤを用いた場合、典型的には１ｎｓ程度である。乱数発生器３４４が発生するパルスは、例えば、クロック周波数を１００ＭＨｚ、平均受信レートを１ＭＨｚとすれば、１００回に１度の割合で出力されるもので光検出器のゲートがオンされるのもこの割合である。

光検出器３３１，３３２，３３３，３３４のゲートが開くタイミングは送信機１００から届く信号パルスと正確に同期していなくてはならない。基本的には、送信機１００から光検出器３３１，３３２，３３３，３３４までの信号光の光路長を４つの光検出器に対して等しく設定し、コントローラ３４０から光検出器３３１，３３２，３３３，３３４のそれぞれへの電線の長さを等しくする。クロック光と信号光の光路長差はそれらの光が分離している部分の光ファイバの長さと遅延器３４６により調整する。

フィルタ３４２を通して得られたクロックとフィルタ３４３を通して得られたトリガ信号およびパルス発生器３４５の信号はデータ収集回路３４７にも送られる。データ収集回路３４７に設けられるカウンタ３４７１は、フィルタ３４３の出力であるトリガ信号で初期化され、フィルタ３４２の出力であるクロックを計数する。データ収集回路３４７には光検出器３３１，３３２，３３３，３３４の検出した出力を記憶するフォトン検出結果記憶回路３４８１,３４８２，３４８３，３４８４のデータを時系列に保存するためのデータボード３４７３が設けられる。データボード３４７３もカウンタ３４７１を初期化するトリガ信号で初期化される。フォトン検出結果記憶回路３４８１,３４８２，３４８３，３４８４は、それぞれ、乱数発生器３４４の与える信号でゲートがオンされたスロットの、光検出器３３１，３３２，３３３，３３４の検出結果を記憶する。一方、遅延器３４６と同じ信号でドライブされ、遅延器３４６より、やや遅れたタイミングでフォトン検出結果記憶回路にタイミングパルスを出力する遅延器３４７４の出力により、フォトン検出結果記憶回路は記憶した内容をデータボード３４７３に送り、同時に、自身の記憶内容はクリアされる。

レジスタ３４７２は遅延器３４７５を介してカウンタ３４７１の出力を受けて、これに追従しているが、パルス発生器３４５の出力がオンの時、カウンタ３４７１の出力をデータボード３４７３に送る。遅延器３４７５は、レジスタ３４７２に送られるカウンタ３４７１の出力値がパルス発生器３４５の出力がオンになったスロットに一致させるように調整するものである。以上のタイミングの調整により、データボード３４７３に保存されるレジスタ３４７２の出力値とフォトン検出結果記憶回路に記憶されたデータとは、同じ時間スロットに対するデータになっている。

図９（Ｂ）はデータボード３４７３に保存されるデータの一例を示す図である。スロット位置がレジスタ３４７２の出力値であり、フォトン検出結果がフォトン検出結果記憶回路３４８１、３４８２、３４８３、３４８４それぞれに記憶された光検出器３３１，３３２，３３３，３３４の検出結果である。

先に説明した図９（Ａ）は送信された２ビットの差分乱数を、図９（Ｂ）は受信された乱数をそれぞれ示す。送受信が正しく行われた場合には、２ビットの乱数とフォトン検出結果とは対応するものとなる。たとえば、スロット位置０では、２ビットの差分乱数が００であるので、図１、図４で説明したように、連続する二つのパルス間の位相差は０になって、信号光が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力すれば光検出器３３１に検出されて、フォトン検出結果記憶回路３４８１に“１”が記憶される。他のフォトン検出結果記憶回路は“０”を記憶する。同様にスロット位置１０１では、２ビットの差分乱数が１１なので、連続する二つのパルス間の位相差は３π／２になって、信号光が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力すれば光検出器３３４に出力が得られて、フォトン検出結果記憶回路３４８４に“１”が記憶される。他のフォトン検出結果記憶回路は“０”を記憶する。スロット位置２０５では、２ビットの差分乱数が１０なので、連続する二つのパルス間の位相差はπになって、信号光が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に入力すれば光検出器３３２に出力が得られて、フォトン検出結果記憶回路３４８２に“１”が記憶される筈であるが、図９（Ｂ）の例では信号光が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３２０に入力したために確率１／２で光検出器３３３に出力が得られて、フォトン検出結果記憶回路３４８３に“１”が記憶され、他のフォトン検出結果記憶回路は“０”になる。スロット２０５の例では正しく乱数を受信できなかったことになるが、カプラ３０２によるフォトンの分配が確率的であるために常に起こりうることである。またこれとは別にノイズや盗聴があったために送信された乱数そのものが伝送途中で変わってしまうこともある。

データボード３４７３に収集された情報には受信機３００で選択した基底と伝送されてきた乱数データの情報を含む。例えば、光検出器３３１が“１”を検出した場合は基底が（０、π）で１ビットの乱数データが０、光検出器３３２が“１”を検出した場合は基底が（０、π）で１ビットの乱数データが１、光検出器３３３が“１”を検出した場合は基底が（π／２、３π／２）で１ビットの乱数データが０、光検出器３３４が“１”を検出した場合は基底が（π／２、３π／２）で１ビットの乱数データが１といった情報になる。この受信基底と送信されてきた乱数列のどのスロットを測定したかの情報を一般の回線２０２を用いて送信者１に転送する。送信者１はその情報から、送信基底と受信基底が一致しているかどうかを判定することが出来、不一致のスロットはデータとして採用しない。その結果は受信者２に一般回線２０２を用いて連絡する。図９（Ｂ）の例ではスロット２０５のデータは採用しないことになる。

以上の手続きにより、受信者２は送信者１と共有したい暗号鍵の元になるデータを得たことになる。以下の手続きとしては、一般的に知られた暗号鍵生成のためのプロトコルに従い（非特許文献６）、一般回線２０２を用いて送信者１と送信者２がやり取りをして暗号鍵を生成する。例えば、以下のような手続きをふむ。

まず、受信者２は受信した乱数データのスロット位置と受信基底の情報を送信者１に一般回線２０２を用いて送る。送信者１はメモリ１７０に記憶されているデータから、その情報の中で自らが送ったときの送信基底と一致したスロット位置を一般回線２０２を用いて受信者２に知らせる。このやり取りにより、送信基底と受信基底が一致したスロット位置が確定する。ノイズや盗聴の影響がなければ送信基底と受信基底が一致した乱数データはこの時点ですでに一致するはずである。しかしながら、図９に対して説明したように、ノイズや盗聴のためにいわゆるビットエラーが存在する。そのため、パリティチェックを行ないエラー訂正し、エラーレートを算出する。

パリティチェックは例えば次のように行なう。まず送受信において基底の一致したスロットの中からランダムに適当な数のスロットを選び、送信者と受信者がそれぞれ独立に送受信された乱数の排他的論理和（パリティ）を取る。図９の例では基底が一致しているのはスロット０，１０１，３０３，４０７の４つのみであるからこの４スロットに対して排他的論理和を取る。即ち、式（１）となる。

次に、この結果を送受信者間で一般回線２０２を用いて照合し、一致していればビットエラーがなかったと判定する（パリティチェック）。図９の例ではビットエラーはない。一般回線２０２でのこのやりとりは、パリティ１ビット分の情報は盗聴されうることになるので１ビット分の情報は破棄することにする。例えば、スロット４０７を不採用にする。パリティチェックにおいて、もしもパリティが一致しなかった場合は排他的論理和を取るスロットの数を半分にしてパリティチェックを行ない、ビットエラーのあったスロットが特定されるまでこの半分にする操作を繰り返す。ビットエラーのあったスロットが特定されればそのビットを訂正するのが誤り訂正である。一般に一般回線２０２を用いた過程では盗聴されている可能性があるので、一般回線２０２でやり取りした情報量分の乱数データは破棄する。

本発明のような単一光子あるいは微弱光を用いた暗号鍵生成過程では盗聴があった場合、量子力学の原理に基づきエラーレートが増すことが知られているので、算出されたエラーレートから、盗聴が有った場合の盗聴された情報量を見積もれる。この情報量を基に秘匿性の増強と呼ばれる過程を施す。例えば、エラー訂正後のデータに対して予め送信者１と受信者２で決めておいた情報量を減らす論理演算を施し、盗聴されたと見積もられた情報量相当分を減らす。

以上の手続きにより送信者１と受信者２のみで共有した暗号鍵を得たことになる。

（実施例２）
実施例１では非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０、３２０に対して光ファイバやＰＬＣの導波路を用い、温度制御により光路差の位相を一定にする方法を述べた。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０の光路差はクロック周期に相当する量に正確に一致していなければならず、実施例１の作り付けの方法は一般に困難さを伴う。そこで光遅延線を干渉計内に設けて光路長差を調整できるようにするのは合理的である。また、非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長の位相差を一定にするのを温度制御のみで行なうのは非対称性が増すほど困難になる。そこで光路長の位相差の揺らぎに対して機械的に位置のフィードバック制御を行なうことも合理的である。

図１０は光遅延線を干渉計内に設けて光路長差を調整できるようにするとともに、光路長の位相差の揺らぎに対してフィードバック制御を行なうことができるようにした非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の構成を示すブロック図である。送信機１００からの信号光が５０：５０の分岐比のカプラ３０２を通って、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０および３２０に導入される点は実施例１と同じである。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０及び３２０は同一の構成なので、３１０について具体的に述べる。

２つのカプラ３１７１，３１７２を用いて非対称マッハ・ツェンダ干渉計を構成する点は実施例１と同様である。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０に導入された光信号は、最初のカプラ３１７１で二つの光路に分割される。片側の光路は、コリメータレンズ３１１１と３１１２を用いてそれらレンズ間を自由空間とした光路を含む。もう一方の光路は光ファイバで直結する。自由空間とした光路の片側のレンズ、例えば３１１２をステージ３１４に設置して位置を移動させれば非対称マッハ・ツェンダ干渉計の非対称性を任意に調整できる。光路長の位相差はピエゾ素子３１３を用いて制御する。実施例２ではピエゾ素子３１３に９０度反射のミラーを取り付けた簡単な構成にしているが、コーナーミラーを用いて１８０度折り返す構成でも良い。自由空間部以外のファイバ部は複屈折性のほとんどない通常のファイバを用いるが、僅かに残った複屈折はλ／４板３１２１とλ／２板３１２２で補償する。

本発明のような量子力学の原理に基づいた暗号鍵生成通信システムでは盗聴を許さないことが目的なので信号光を信号検出以外の目的で利用することができない。そのため非対称マッハ・ツェンダ干渉計の位相差に関するモニタには光源３０６を用いる。参照光（光源３０６の光）の波長は信号光とは異なる波長を用いて区別する。信号光が１．５５μｍ帯の場合、高密度波長多重の手法と同様に参照光に１．５５μｍ帯を使うことも出来るし、あるいは波長１．３μｍを使うこともできる。参照光はＷＤＭカプラ３１５１を用いて信号光と分離される。ＷＤＭカプラ３１５１は、信号光の検出器３３１に参照光が混入しないように図６のＷＤＭカプラ３５０と同様に多段にする。参照光は光検出器３１６１で電圧信号に変換され、その電圧値を一定に保つように帰還制御回路３１６２を通してピエゾ素子３１３に帰還される。

図１０の帰還回路３１６２は比較的単純な構成例を示しており、帰還回路の基準となる基準電圧発生器３１６３と差動増幅器３１６４からなる。参照光強度はＤＣ電圧としてモニタするため様々なオフセット成分が混入する可能性がある。それを避けるためにピエゾ素子３１３を微小量だけ一定周波数で駆動し、その周波数成分をモニタする方法もある。実施例２ではピエゾ素子３１３による帰還制御のみとしているが、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０を温度管理すれば帰還量が減りさらに安定度の高い干渉計にできる。

正確な信号検出のためには、光検出器３３１と３３２は等しい確率で信号検出する必要がある。そのため光検出器３３１と３３２は特性の揃ったものを用い、またＷＤＭカプラ３１５１と同一構成のＷＤＭカプラ３１５２を３１５１と対称の位置に入れる。非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路は構成が非対称であるために損失も非対称である。そのためカプラ３１７１の分岐比を僅かに５０：５０からずらして調整する。カプラ３１７２は５０：５０が好ましい。

（実施例３）
図１１は、非対称性の調整を可能にしたまま非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の自由空間部を短くした非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の構成を示すブロック図である。図１１では、図１０に示す構成要素と同じものには、同じ参照符号を付した。長期間安定した動作をさせる見地からは出来るだけ自由空間の部分を減らすことが好ましい。図１０と図１１とを対比して明らかなように、図１０では光路長の位相差を、９０度反射のミラーを取り付けたピエゾ素子３１３を用いて制御するのに対して、図１１ではコリメータレンズ３１１２の後段において光ファイバを巻きつけたリング型ピエゾ素子３１３２を用いて制御する。リング型ピエゾ素子３１３２は電圧の印加により円周が増減し、それに合わせてファイバ長が増減する。ピエゾ素子を位相の帰還制御に用いる点は実施例２と同様であって、異なる点は、実施例２で自由空間部にあったピエゾ素子３１３が実施例３ではコリメータレンズ３１１２の後段のファイバ部にある点である。自由空間部を低減できたことで長期安定性の面で有利になる。

（実施例４）
実施例２、３においては、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の光路長差の位相を安定化させるために参照用に新たな光源３０６を用いた。しかしながら実施例１においてはクロックの伝送のために信号光以外の光を利用している。すなわち、受信機３００にクロックを送るために、送信機１００には光源１４１が設置され、光源１４１の光はクロック発生器１６０の出力クロックのほぼ原型の形で変調されて受信機３００に送られている。このクロック光を非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差の位相を安定化させるための参照光として利用することができる。

図１２は非対称マッハ・ツェンダ干渉計の参照光として送信機１００から送られるクロック光を用いる通信システムの構成を示すブロック図である。図１２において、図５の構成要素と同じものあるいは同じ機能を果たすものには同じ参照符号を付した。なお、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０については実施例２（図１０）で説明した構成とし、参照用の光源３０６を取り除いたものとし、同じものあるいは同じ機能を果たすものには同じ参照符号を付した。

図５の構成においては、受信機３００でクロック光が非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０に入る前のＷＤＭカプラ３５０で信号光と分離されていた。図１２の構成ではクロック光は非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０を透過した後のＷＤＭカプラ３１５２を用いて分離される。ＷＤＭカプラの設置場所以外の構成は同じである。図１０、図１１においてはＷＤＭカプラ３１５２で分離された参照光は利用していなかったが、図１２の構成においては、図５におけるＷＤＭカプラ３５０の役割をＷＤＭカプラ３１５２に行なわせる。ＷＤＭカプラ３１５１から分離したクロック光を非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の安定化のための参照光として利用するのは図１０、図１１と同様である。光検出器３１６１で電気信号に変換され、帰還制御回路３１６２を通してピエゾ素子３１３に帰還される。

図１２では、送信機１００から送られる実クロック光を非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の参照光に用いている。このクロック光は、クロック発生器１６０のクロック周波数で変調され、さらにトリガ発生器１３２の与えるトリガ信号を含んでいる点において、図１０、図１１で使用した光源３０６による参照光と異なり、ノイズを含んだものとも言える。しかしながら、これらの情報は互いに異なる周波数帯を用いているためにフィルタにより分離でき、参照光として支障にはならない。例えば、非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の参照に直流成分を利用するのであれば帰還制御回路３１６２にローパスフィルタを設置する。この場合、送信機１００のトリガ発生器１３２の与えるトリガはＤＣ近傍とクロック周波数以外を用いて構成すれば良い。また、非対称マッハ・ツェンダ干渉計のモニタにクロック周波数を利用することも可能である。この場合の帰還制御回路３１６２内の構成は、バンドパスフィルタによりクロック周波数成分を抜き出し、ダイオードにより整流する。これにより直流電圧に変換されるので、その後は直流成分を利用した場合と同様である。この場合、クロック光そのものの直流成分は非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０のモニタに利用していないので、トリガに直流成分を含んでいても良い。

図５の場合と異なり、実施例４ではクロック光の分離を非対称マッハ・ツェンダ干渉計通過後に行なっているので、非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路の位相差が揺らげばクロック光の強度も揺らぐ。しかしながら、非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路の位相差が一定になるように帰還制御されているので、クロック光の強度はほぼ一定に保たれる。

（実施例５）
上述の実施例では受信機３００内に二つの非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０を備え、それぞれの非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０に対してピエゾ素子３１３や３１３２を用いて光路長差の位相が一定になるように帰還制御した。ピエゾ素子３１３や３１３２はこのような帰還制御の目的以外に位相変調器としても利用できる。非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０と３２０の違いは光路長差の位相差が０であるかπ／２であるかである。ピエゾ素子３１３をπ／２だけランダムに変調すれば非対称マッハ・ツェンダ干渉計１組だけで受信機３００を構成することができる。ピエゾ素子は高速に変調することは出来ないが、この変調の役目は受信基底を変調することにあるので、必ずしも受信レート毎に変調する必要はなく、低速な変調でも目的を達成することが出来る。

図１３は非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差の位相差を０およびπ／２で変調することにより、一つの非対称マッハ・ツェンダ干渉計で受信機３００を構成する実施例のブロック図である。図１０、図１２に示す受信機３００の構成と比較して明らかなように、非対称マッハ・ツェンダ干渉計は３１０のみであり、信号光用の光検出器は３３１と３３２の２つのみ、フォトン検出結果記憶回路も３４８１と３４８２の２つのみである。ピエゾ素子３１３を振幅π／２で変調するために帰還制御回路３１６２内の電圧基準３１６３は２値の値を取る。この２値の値はランダムである必要があり、そのために乱数発生器３４４２を備える。乱数発生器３４４２を、乱数発生器３４４と同様にバンドパスフィルタ３４２を通過してきたクロックに同期させ、フィルタ３４３を通過してきたトリガを基準に動作させ、そこで発生した２値の乱数を位相差０およびπ／２に対応させて電圧基準３１６３に送る。さらに、データ収集回路３４７のデータボード３４７３に、位相差０およびπ／２のいずれが選択されているかを送る。

図１４は、図９（B）に対応する、実施例５におけるデータボード３４７３に保存されるデータの一例を示す図である。ここで、例えば、基底選択０は位相差０の基準電圧が選択されていることを、基底選択１は位相差π／２の基準電圧が選択されていることをそれぞれ示す。したがって、図９（B）と対比して分かるように、基底選択とフォトン検出結果記憶回路３４８１、３４８２のフォトン検出結果とを組み合わせてれば、図9（Ｂ）と図14は同じ結果を与える。

図１３の構成ではクロック抽出用のＷＤＭカプラ３１５１は非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の後方に設置されているのでクロック信号の強度が基準電圧３１６３の値により変化する。この強度変化は乱数発生器３４４、３４４２、データ収集回路３４７に対してタイミングの系統誤差を生じうるが、乱数発生器３４４２の出力に対応してタイミングの補正を行なえば解消できる。

（実施例６）
図５−図１３においては非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差の位相を信号光とは異なる波長の参照光を用いて観測した。そのため、信号光の光源となる連続光の光源１０２と参照光の光源となる連続光の光源１４２は、独立の光源を用いた。ところで、信号光や参照光（クロック光）に分布帰還（ＤＦＢ）レーザーを用いた場合、これらは周囲の温度により発振波長が０．１ｎｍ／℃程度変化する。言い換えると、波長１．５５μｍに対して１２．５ＧＨｚ／℃になる。例えば、クロックレート１００ＭＨｚのパルス列をパルス間で干渉させようとすると、発振波長の線幅は１００ＭＨｚよりも１桁以上小さい１０ＭＨｚ以下にしなければならない。これを言い換えると、ＤＦＢレーザーの温度管理は１／１０００℃以下の精度で行なわなければならないことになる。

このような精度で温度を制御することは、実際上困難であるが、この値は２つのＤＦＢレーザー１０２と１４２とが独立に温度制御される場合の値である。

一方、２つのレーザーが同一のチップ上に形成され、あるいは、別々のチップではあっても同一の恒温ホルダに設置されて、２つのレーザーの相対的温度がゼロあるいは一定に保たれるようにすれば、たとえ絶対温度が、上記のような精度で十分に安定していなくても、参照光に対する非対称マッハ・ツェンダ干渉計の安定化で信号光に対しても安定して干渉計は動作する。図１５は、このことに着目して２つのレーザーを同一の恒温ホルダに設置した送信機１００の構成を示すブロック図である。光源１０１と１４１とは隣接して配置され、連続光の光源１０２と１４２とは、同一の恒温ホルダ１０４に収納される。その他の構成は、図５、図１２、図１３と同じである。

セキュリティの高い通信手段への需要は国家機密等の極めて高い安全性を要求するものから一般の個人情報まで色々なレベルに合わせて常に存在する課題である。この観点から本発明の暗号鍵生成通信システムは有用である。

（Ａ）は本発明を具体的に実施するための原理を説明するブロック図、（Ｂ）は送受信機においてパルス内に光子が存在する確率分布を模式的に示した図である。 パルスの包絡線が送信器の位相変調器により遅延する様子を模式的に示した図である。 図１の位相変調器１２１の設置位置を変えた、本発明を具体的に実施するための送信機の他の例を説明するブロック図である。 （Ａ）は本発明を具体的に実施するための原理を説明する他の構成のブロック図、（Ｂ）は送受信機においてパルス内に光子が存在する確率分布を模式的に示した図である。 本発明の実施の形態を示す通信システムのブロック構成図である。 ＷＤＭカプラ３５１−３５３を直列に並べた例を示すブロック図である。 非対称マッハ・ツェンダ干渉計を偏波無依存にするために、単一モードファイバだけで非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の光路部を構成した例を示す図である。 非対称マッハ・ツェンダ干渉計を偏波無依存にするために、偏波保存ファイバを用いて非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０の光路部を構成した例を示す図である。 （Ａ）はメモリ１７０の記憶内容とそこから得られる送信データの例の概要を示す図、（Ｂ）はデータボード３４７３に保存されるデータとそこから得られる受信データの一例を示す図である。 光遅延線を干渉計内に設けて光路長差を調整できるようにするとともに、光路長の位相差の揺らぎに対してフィードバック制御を行なうことができるようにした非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の構成を示すブロック図である。 図１０で説明した実施例２における非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０において非対称性の調整を可能にしたまま自由空間を短くした非対称マッハ・ツェンダ干渉計３１０，３２０の構成を示すブロック図である。 非対称マッハ・ツェンダ干渉計の参照光として送信機１００から送られるクロック光を用いる通信システムの構成を示すブロック図である。 非対称マッハ・ツェンダ干渉計の光路長差の位相差を０およびπ／２で変調することにより、一つの非対称マッハ・ツェンダ干渉計で受信機３００を構成する実施例のブロック図である。 図９（B）に対応する、実施例５におけるデータボード３４７３に保存されるデータの一例を示す図である。 ２つのレーザーを同一の恒温ホルダに設置した送信機１００の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…送信者、２…受信者、１００…送信機、１０１…光源、１０２…連続光の光源、１０３…強度変調器、１０４…恒温ホルダ、１１０…非対称マッハ・ツェンダ干渉計、１２１…位相変調器、１２２…光減衰器、１３０…コントローラ、１３１…パルス発生器、１３２…トリガ発生器、１３３…加算器、１３４…乱数発生器、１３５…４値パルス発生器、１４１…光源、１４２…連続光の光源、１４３…強度変調器、１５０…ＷＤＭカプラ、１６０…クロック発生器、２０１…伝送路、２０２…一般回線、３００…受信機、３０１…ビームスプリッタ、３０２…カプラ、３１０…非対称マッハ・ツェンダ干渉計、３１１…偏波コントローラ、３１３…ピエゾ素子、３１４…ステージ、３２０…非対称マッハ・ツェンダ干渉計、３３１…光検出器、３３２…光検出器、３３３…光検出器、３３４…光検出器、３４０…コントローラ、３４１…光検出器、３４２…バンドパスフィルタ、３４３…フィルタ、３４４…乱数発生器、３４５…パルス発生器、３４６…遅延器、３４７…データ収集回路、３５０…ＷＤＭカプラ、３５１…ＷＤＭカプラ、３５２…ＷＤＭカプラ、３５３…ＷＤＭカプラ、３１１１…コリメータレンズ、３１１２…コリメータレンズ、３１２１…λ／４波長板、３１２２…λ／２波長板、３１３２…リング型ピエゾ素子、３１５１…ＷＤＭカプラ、３１５２…ＷＤＭカプラ、３１６１…光検出器、３１６２…帰還制御回路、３１６３…基準電圧、３１６４…差動増幅器、３１７１…カプラ、３１７２…カプラ、３４４２…乱数発生器、３４８１…フォトン検出結果記憶回路、３４８２…フォトン検出結果記憶回路、３４８３…フォトン検出結果記憶回路、３４８４…フォトン検出結果記憶回路、３４７１…カウンタ、３４７２…レジスタ、３４７３…データボード、３４７４…遅延器、３４７５…遅延器。

Claims (10)

1. 送信者と、受信者と、前記両者間を結ぶ光ファイバ通信線とを備える通信システムに適用される通信方法において、
   前記送信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで信号光を送出するとともに前記乱数データの送信の情報を保持し、
   前記受信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで送られてくる信号光を、信号光のクロックよりも小さいレートでランダムに検出し、検出した乱数データのスロット位置を保持するとともに前記送信者に連絡し、
   送受信者間が共通の乱数データを保持し、これを基礎として暗号鍵を生成することを特徴とする通信方法。
2. 前記送受信者間が保持する共通の乱数データに対してパリティチェックし、誤り率を推定し、誤り訂正を施し、さらに秘匿性の増強を行なう請求項１記載の通信方法。
3. 送信者と、受信者と、前記両者間を結ぶ光ファイバ通信線とよりなる通信システムにおいて、
   前記送信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで信号光を送出する送信機を備え、
   前記受信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで送られてくる信号光を、信号光のクロックよりも小さいレートでランダムに検出し、検出した乱数データのスロット位置を保持する受信機を備え、
   前記受信者が検出した乱数データのスロット位置を前記送信者に連絡して送受信者間が共通の乱数データを保持し、これを基礎として暗号鍵を生成することを特徴とする通信システム。
4. 前記送信機が送信する乱数データは２ビットの乱数であり、隣り合う２つのパルス間の位相差として位相変調するものであるとともに、前記２ビットの内1ビットは、位相差０及びπの基底に対応させるか、あるいは、π／２及び３π／２の基底に対応させるかの基底選択を表し、残りの1ビットは暗号鍵生成のための基データである請求項３記載の通信システム。
5. 前記送信機は乱数データの送信とは異なる波長の光源を備え、クロック及び暗号鍵生成のトリガを前記受信機に送信する請求項３記載の通信システム。
6. 隣り合う２つのパルス間の相対位相で乱数データを送信する前記送信機において、前記隣り合う２つのパルスは、前記送信機内で１つのパルス光が分割されたものである請求項４記載の通信システム。
7. 送信者と、受信者と、前記両者間を結ぶ光ファイバ通信線とよりなる通信システムにおいて、
   前記送信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで信号光を送出する送信機を備え、該送信機が送信する乱数データは２ビットの乱数であり、隣り合う２つのパルス間の位相差として位相変調するものであるとともに、前記２ビットの内1ビットは、位相差０及びπの基底に対応させるか、あるいは、π／２及び３π／２の基底に対応させるかの基底選択を表し、残りの1ビットは暗号鍵生成のための基になるデータであるとともに、前記送信者は送信する乱数データのスロット位置と位相変調との組み合わせのデータを保持するメモリを備え、
   前記受信者は乱数データを重畳して単一光子レベルで送られてくる信号光を、信号光のクロックよりも小さいレートでランダムに検出し、検出した乱数データのスロット位置を保持する受信機を備え、該受信機はひとつのビームスプリッタと２つの干渉計と４つの光検出器からなり、４つの光検出器は各干渉計の２つの出力位置に配置され、各々の干渉計の光路差は時間的に隣り合う光パルスの光路差になるように調整され、さらに光の波長オーダーで光路長を調整する機能を持ち合わせ、一方の干渉計は位相差が０に調整され、隣り合う光パルスの位相差が０であるかπであるかを判定し、もう一方の干渉計は位相差がπ／２に調整され、隣り合う光パルスの位相差がπ／２であるか３π／２であるかを判定し、０、π／２、π、３π／２の位相を用いて送信者から伝送されてくる乱数の重畳された信号光を検出するとともに、いずれかの光検出器に光信号が入力したときにどの光検出器であったかの情報を保持するデータボードを備え、
   送受信者間が保持する共通の乱数データを基礎として暗号鍵を生成することを特徴とする通信システム。
8. 前記各干渉計の光路長差は、前記光検出器に印加される電圧パルスのゲート幅の逆数に光速を乗算した値以上である請求項７記載の通信システム。
9. 前記送信機は乱数データの送信用とは異なる波長の光源を備え、
   前記受信機には、信号光とは異なる波長で送られてくる信号クロック伝送用の光を検出する受光器を備え、信号クロック及びトリガ信号をその受光した信号から得る請求項７記載の通信システム。
10. 前記受信機は、クロック伝送のために送信機から伝送されてきたクロック光を、前記干渉計の後方において信号光と分離して受光し、その光強度を用いて前記干渉計に対して帰還制御をする請求項９記載の通信システム。
    

Images