JP2006295320A - 逓倍クロック信号出力回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 電源を分離するようなコストアップする対策を採らずとも、逓倍クロック信号の周波数を安定化させることができる逓倍クロック信号出力回路を提供する。
【解決手段】 逓倍クロック信号出力回路1にカウンタ・数値平均化回路3を備え、基準クロック信号PREFの周期をカウントするカウンタによる複数回のカウント結果を制御周期内で平均化し、デジタル制御発振回路2は、その平均化されたデータDTAVEを演算処理して逓倍クロック信号POUTを生成する。
【選択図】 図1
【解決手段】 逓倍クロック信号出力回路1にカウンタ・数値平均化回路3を備え、基準クロック信号PREFの周期をカウントするカウンタによる複数回のカウント結果を制御周期内で平均化し、デジタル制御発振回路2は、その平均化されたデータDTAVEを演算処理して逓倍クロック信号POUTを生成する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、基準クロック信号の周期を、前記基準クロック信号よりも短い周期のクロック信号によりカウントした周期データを演算処理することで、前記基準クロック信号の周波数を逓倍した逓倍クロック信号を生成出力する逓倍クロック信号出力回路に関する。
PLL(Phase Locked Loop)回路の動作をデジタル的な演算処理によって実現することで、基準クロック信号の周波数を逓倍した逓倍クロック信号を生成出力する所謂DPLL回路では、前記基準クロック信号の複数周期を1制御周期として回路動作を繰り返す。そして、その制御周期において基準クロック信号の周期を1回だけカウントし、逓倍クロック信号を生成するための演算に使用するようになっている。斯様な構成のDPLL回路の一例は、特許文献1に開示されている。
特開平8−265111号公報
また、DPLL回路は、インバータゲートのような論理反転素子を複数個リング状に接続して構成されるリングオシレータを備えており、このリングオシレータが出力する高速のクロック信号により基準クロック信号の周期をカウントするようにしている。しかし、インバータゲートのゲート遅延時間は、電源電圧の変化に応じて変動する特性がある。そのため、内部回路や或いは外部に接続されている回路の動作状態に応じて消費電流が変動することに基づいて電源電圧が変動すると、リングオシレータが出力するクロック信号の周波数が変動する。その結果、逓倍クロック信号の周波数が変動してしまうという問題がある。
斯様な問題を解決するには、例えばDPLL回路若しくはその内部のリングオシレータに供給する電源と、その他の回路に供給する電源とを分離することが考えられる。しかしながら、その場合は電源回路を複数用意して電源端子も別途設けることになり、更に、DPLL回路側の電源安定化用にコンデンサを付加する必要もあり、コストアップしてしまう。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源を分離するようなコストアップする対策を採らずとも、逓倍クロック信号の周波数を安定化させることができる逓倍クロック信号出力回路を提供することにある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源を分離するようなコストアップする対策を採らずとも、逓倍クロック信号の周波数を安定化させることができる逓倍クロック信号出力回路を提供することにある。
請求項1記載の逓倍クロック信号出力回路によれば、平均化回路は、基準クロック信号の周期をカウントするカウンタによる複数回のカウント結果を制御周期内で平均化し、演算処理回路は、その平均化されたデータを演算処理して逓倍クロック信号を生成する。具体的には、例えば請求項2に記載したように、平均化回路を、カウンタによりカウントされた周期データを順次加算する加算回路と、加算結果を加算回数に応じて除算する除算回路とで構成する。
即ち、電源電圧の変動によってリングオシレータが出力する高速クロック信号の周波数が変動した場合でも、周期データが平均化されるため周波数変動の影響を極力排除することができる。従って、電源を分離するような対策を採ることなく、逓倍クロック信号の周波数精度を向上させることができる。
即ち、電源電圧の変動によってリングオシレータが出力する高速クロック信号の周波数が変動した場合でも、周期データが平均化されるため周波数変動の影響を極力排除することができる。従って、電源を分離するような対策を採ることなく、逓倍クロック信号の周波数精度を向上させることができる。
請求項3記載の逓倍クロック信号出力回路によれば、平均化回路を、カウンタによりカウントされた周期データと、前回に平均化された周期データとの何れか一方を選択して出力するセレクタと、このセレクタより出力されるデータとカウンタによりカウントされた周期データとを加算する加算回路と、この加算回路の加算結果を2分する除算回路とで構成する。
即ち、最初だけはセレクタにカウンタ側の周期データを選択させることで、最初に得られる平均結果は、実質的に最初にカウントされた周期データに等しくなる。それ以降は、セレクタに前回に平均化された周期データ側を選択させれば、前回までに平均化されている周期データと今回新たにカウントされた周期データとが加算され、その加算結果が2分されるようになる。従って、カウンタのサイズや除算回路における除数を大きくすることなく、平均化された周期データを得ることができる。
即ち、最初だけはセレクタにカウンタ側の周期データを選択させることで、最初に得られる平均結果は、実質的に最初にカウントされた周期データに等しくなる。それ以降は、セレクタに前回に平均化された周期データ側を選択させれば、前回までに平均化されている周期データと今回新たにカウントされた周期データとが加算され、その加算結果が2分されるようになる。従って、カウンタのサイズや除算回路における除数を大きくすることなく、平均化された周期データを得ることができる。
(第1実施例)
以下、本発明の第1実施例について図1乃至図4を参照して説明する。図1は、逓倍クロック信号出力回路の構成を示す機能ブロック図である。逓倍クロック信号出力回路1は、デジタル制御発振回路(DCO,演算処理回路)2,カウンタ・数値平均化回路3,データラッチ回路4,制御回路5を備えて構成されている。デジタル制御発振回路2は、所定の位相差Tgを有する16個のパルス信号(以下、クロック信号という)R1〜R16を順次出力するリングオシレータ6を内蔵しており、外部からハイレベルの制御信号PAが与えられている時に、リングオシレータ6により生成されるクロック信号R1〜R16を用いて12ビットの周波数制御データCD1〜CD12に対応した周期の出力信号POUTを生成する。
以下、本発明の第1実施例について図1乃至図4を参照して説明する。図1は、逓倍クロック信号出力回路の構成を示す機能ブロック図である。逓倍クロック信号出力回路1は、デジタル制御発振回路(DCO,演算処理回路)2,カウンタ・数値平均化回路3,データラッチ回路4,制御回路5を備えて構成されている。デジタル制御発振回路2は、所定の位相差Tgを有する16個のパルス信号(以下、クロック信号という)R1〜R16を順次出力するリングオシレータ6を内蔵しており、外部からハイレベルの制御信号PAが与えられている時に、リングオシレータ6により生成されるクロック信号R1〜R16を用いて12ビットの周波数制御データCD1〜CD12に対応した周期の出力信号POUTを生成する。
カウンタ・数値平均化回路3は、リングオシレータ6より出力されるクロック信号R1〜R16の1つであるクロック信号RCKを用いて基準信号PREFの1周期をカウントすると共に、そのカウント値を平均化処理した13ビットデータDTAVE1〜13をデータラッチ回路4に出力する。データラッチ回路4は、外部より与えられる逓倍数切換信号DV1に応じてデータDTAVE1〜13を12ビットの周波数制御データCD1〜CD12に変換し、デジタル制御発振回路2へ出力する。そして、制御回路5は、デジタル制御発振回路2,カウンタ・数値平均化回路3,データラッチ回路4の動作タイミングを制御するための各種制御信号を出力する。
制御回路5は、基準信号PREFをカウントする3ビットカウンタを中心とするロジック回路で構成され、外部からの制御信号PAがロウレベルのときにリセットされる。そして、制御信号PAがハイレベルであれば3ビットカウンタが基準信号PREFをカウントする。そのカウント値(制御ステート)が「1」以上となった場合、カウンタ・数値平均化回路3へカウント許可信号UCE3を出力し、カウント値が「4」のときにデータラッチ回路4へデータラッチ信号UCE2を出力し、カウント値が「5」のときにデジタル制御発振回路2へデータラッチ信号DLSを出力し、更に、カウント値が「0,2,4,6」のときに、カウンタ・数値平均化回路3へカウントクリア信号CLRを出力する。また、外部から動作開始信号PSTBが入力されると、その信号PSTBはカウントクリア信号CLRが出力されるタイミングでラッチされ、デジタル制御発振回路2へ発振動作を開始させるための制御信号PCとして出力される。
尚、カウント許可信号UCE3は、一旦アクティブになると制御周期が切替わってもその状態を維持し続けるようになっている。
尚、カウント許可信号UCE3は、一旦アクティブになると制御周期が切替わってもその状態を維持し続けるようになっている。
カウンタ・数値平均化回路3は、制御回路5からカウント許可信号UCE3が連続的に出力されると、カウントクリア信号CLRが出力されない制御ステート「1,3,5,7」において(即ち、基準信号PREFの1周期に相当)、内蔵されている13ビットカウンタ41(図3参照)がクロック信号RCKをカウントする。そして、得られたカウントデータDT1〜DT13については得られる毎に平均化処理が行なわれ、平均化されたデータDTAVE1〜13が出力される。
データラッチ回路4では、制御回路5からデータラッチ信号DLSが出力され、それに同期してデジタル制御発振回路2からラッチタイミング信号DLCが出力されると、DTAVE1〜13の下位12ビットであるDTAVE1〜12、或いはそのデータを2で割った値を表すDTAVE2〜13を、周波数制御データCD1〜CD12としてデジタル制御発振回路2へ出力する。その後、制御回路5からカウントクリア信号CLRが出力されると、カウンタ・数値平均化回路3内部のカウンタ41がクリアされる。
デジタル制御発振回路2は、リングオシレータ6以外の構成については図示しないが、リングオシレータ6からの多相クロック信号R1〜R16を受け、4ビットのセレクトデータD1〜D4に対応したクロック信号を択一的に選択して出力するパルスセレクタ,カウンタ・数値平均化回路3から入力された周波数制御データCDの内の上位8ビット(CD5〜CD12)がプリセットされ、リングオシレータ6から出力されるクロック信号R13の立ち上がりタイミングでダウンカウントを行うカウンタ備えている。
リングオシレータ6は、例えば図2に示すように、遅延ゲートとして2個の2入力NANDゲート7,8と、30個のINV(インバータ)ゲート9〜38(但し、10〜24,26〜37については符号の図示を省略)を備えて構成されている。これらの各論理反転回路は、各出力端子が次段の入力端子へとリング状に接続されており、NANDゲート7の一方の入力端子はNANDゲート8の出力端子に接続され、他方の入力端子には外部からのモード制御信号PAが与えられるようになっている。
また、NANDゲート8の一方の入力端子はINVゲート38の出力端子に接続され、他方の入力端子はINVゲート25の出力端子に接続されている。そして、NANDゲート7から数えて偶数段目に接続されている論理反転回路の出力端子からは、夫々多相クロック信号R1〜R16が出力されるようになっている。
また、NANDゲート8の一方の入力端子はINVゲート38の出力端子に接続され、他方の入力端子はINVゲート25の出力端子に接続されている。そして、NANDゲート7から数えて偶数段目に接続されている論理反転回路の出力端子からは、夫々多相クロック信号R1〜R16が出力されるようになっている。
尚、以上の構成については、カウンタ・数値平均化回路3において平均化処理を行う構成と、その構成に対応して必要となる制御信号(カウント許可信号UCEに替わるUCE3,カウントクリア信号CLRの出力タイミング等)を制御回路5が出力する部分以外の構成については、基本的に特許文献1に開示されているものと同様である。
次に、カウンタ・数値平均化回路3の構成について図3を参照して説明する。カウンタ・数値平均化回路3は、カウンタ41,加算回路42,除算回路43,レジスタ44で構成されている。カウンタ41は、カウント許可信号UCE3がアクティブであり、且つカウントクリア信号CLRがインアクティブである期間に出力されるクロック信号RCKの数を13ビットでカウントし、カウンタ値DTを加算回路42に出力する。加算回路42は、自身が除算回路43に出力する加算結果データDTBを入力側にフィードバックしたデータFBと、カウンタ値DTとを加算する。除算回路43は、加算結果データDTBを加算器42における加算回数Nに「1」を加えた値で除算してレジスタ44に出力する。そして、レジスタ44に格納されて出力されるデータが平均化処理されたデータDTAVE(1〜13)となる。
また、図3には、カウンタ・数値平均化回路3における演算データが演算周期毎に変化する状態も示している。尚、カウンタ41は、基準信号PREFの1周期毎にカウント,クリアを交互に繰り返すので、演算周期は基準信号PREFの2周期となる。初期状態として、フィードバックデータFB及び加算回数Nが「0」から演算を開始すると、最初のカウンタ値DTが「a1」であれば加算結果データDTBは「a1+0」であり、出力データDTAVEは「a1」である。
次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a2」であれば、フィードバックデータFBは前回の加算結果「a1」であるから、今回の加算結果データDTBは「a1+a2」となる。そして、除算回路43においては「1/(1+1)」が乗ぜられるので、出力データDTAVEは「(a1+a2)/2」となる。
以降は同様に、その次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a3」であれば、フィードバックデータFBは前回の加算結果「a1+a2」であるから、今回の加算結果データDTBは「a1+a2+a3」となる。そして、除算回路43においては「1/(2+1)」が乗ぜられるので、出力データDTAVEは「(a1+a2+a3)/3」となる。
以降は同様に、その次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a3」であれば、フィードバックデータFBは前回の加算結果「a1+a2」であるから、今回の加算結果データDTBは「a1+a2+a3」となる。そして、除算回路43においては「1/(2+1)」が乗ぜられるので、出力データDTAVEは「(a1+a2+a3)/3」となる。
次に、本実施例の作用について図4も参照して説明する。図4は、カウンタ・数値平均化回路3及びデータラッチ回路4を中心とする回路動作を示すタイミングチャートである。カウンタ・数値平均化回路3のカウンタ41は、上述したようにUCE3がアクティブになるとカウント動作を開始し(j)、基準信号PREFの2周期毎にカウントデータDTをa1,a2,a3,・・・のように出力する(i)。そして、カウンタ・数値平均化回路3からは、やはり2周期毎に平均化処理されたデータDTAVEが更新され、a1,(a1+a2)/2,(a1+a2+a3)/3,・・・のように出力される(g)。
データラッチ回路4には、第4ステートでラッチ信号UCE2が出力されるので(b)、最初はデータDTAVEとして、(a1+a2)/2がラッチされ、その13ビットデータが逓倍数切換信号DV1に応じて12ビットデータCDに変換されて、デジタル制御発振回路2に出力される(h)。デジタル制御発振回路2には、第5ステートでラッチ信号DLSが出力されて上記12ビットデータCDがラッチされ(c)、逓倍クロック信号POUTを生成するための演算に使用される。そして、制御回路5が、動作開始信号PSTBを受けて、第7ステートで制御信号PCをアクティブにすると、デジタル制御発振回路2が逓倍クロック信号POUTの出力を開始する。
以上のように本実施例によれば、逓倍クロック信号出力回路1に、カウンタ・数値平均化回路3を備え、基準クロック信号PREFの周期をカウントするカウンタ41による複数回のカウント結果を制御周期内で平均化し、デジタル制御発振回路2は、その平均化されたデータDTAVEを演算処理して逓倍クロック信号POUTを生成するようにした。具体的には、カウンタ・数値平均化回路3は、カウンタ41によりカウントされた周期データDTを加算回路42により順次加算し、その加算結果データDTBを除算回路43により加算回数に応じて除算し、平均化したデータDTAVEを出力する。
即ち、電源電圧の変動によりリングオシレータ6が出力する高速クロック信号RCKの周波数が変動した場合でも、周期データDTが平均化されるため周波数変動の影響を極力排除することができる。従って、逓倍クロック信号出力回路1に供給される電源を分離する対策を採ることなく、逓倍クロック信号POUTの周波数精度を向上させることができる。
即ち、電源電圧の変動によりリングオシレータ6が出力する高速クロック信号RCKの周波数が変動した場合でも、周期データDTが平均化されるため周波数変動の影響を極力排除することができる。従って、逓倍クロック信号出力回路1に供給される電源を分離する対策を採ることなく、逓倍クロック信号POUTの周波数精度を向上させることができる。
(第2実施例)
図5は本発明の第2実施例であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図5は、第1実施例の図3相当図であり、カウンタ・数値平均化回路3に替わるカウンタ・数値平均化回路45の構成を示すものである。カウンタ・数値平均化回路45では、除算回路43に替わって除算回路46が配置されており、この除算回路46は、加算回路42より出力される加算結果データDTBを常に「2」で除算するように構成されている。
図5は本発明の第2実施例であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図5は、第1実施例の図3相当図であり、カウンタ・数値平均化回路3に替わるカウンタ・数値平均化回路45の構成を示すものである。カウンタ・数値平均化回路45では、除算回路43に替わって除算回路46が配置されており、この除算回路46は、加算回路42より出力される加算結果データDTBを常に「2」で除算するように構成されている。
更に、カウンタ・数値平均化回路45にはデータセレクタ47が追加されている。このセレクタ47は、カウンタ41のカウントデータDTと、除算回路46より出力される除算結果であるフィードバックデータFBとの何れかを選択して、加算回路42に出力するようになっている。尚、セレクタ47の選択切替えは図示しないロジック回路によって行われ、セレクタ47は、初期状態からカウンタ41が最初に周期データをカウントして出力した場合だけカウントデータDT側を選択し、それ以降はフィードバックデータFB側を選択し続けるようになっている。
次に、第2実施例の作用について説明する。図5に示すように、初期状態として、フィードバックデータFBが不定の状態から、カウンタ・数値平均化回路45が演算を開始すると、最初はセレクタ47がカウントデータDT側を選択しているので、最初のカウンタ値DTが「a1」であれば加算結果データDTBは「a1+a1」となり、「2」で除算した出力データDTAVEは「a1」となる。
それ以降、セレクタ47はフィードバックデータFB側を選択し続ける。すると、次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a2」であれば、フィードバックデータFBは前回の加算結果「a1」であるから、今回の加算結果データDTBは「a1+a2」となり、「2」で除算した出力データDTAVEは「(a1+a2)/2=a2’」となる。
それ以降、セレクタ47はフィードバックデータFB側を選択し続ける。すると、次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a2」であれば、フィードバックデータFBは前回の加算結果「a1」であるから、今回の加算結果データDTBは「a1+a2」となり、「2」で除算した出力データDTAVEは「(a1+a2)/2=a2’」となる。
以降は同様に、その次の演算周期におけるカウンタ値DTが「a3」であれば、フィードバックデータFBは前回の除算結果「a2’」であるから、今回の加算結果データDTBは「a2’+a3」となる。そして、「2」で除算した出力データDTAVEは「(a2’+a3)/2=a3’」となる。
以上のように第2実施例によれば、カウンタ・数値平均化回路45を、カウンタ41によりカウントされた周期データDTと、前回に平均化された周期データFBとの何れか一方を選択して出力するセレクタ47と、このセレクタ47より出力されるデータとカウンタ41によりカウントされた周期データとを加算する加算回路42と、この加算回路42の加算結果を2分する除算回路46とで構成した。
従って、最初の演算周期以外は、セレクタ47にフィードバックデータFB側を選択させれば、前回までに平均化されている周期データFB(=DTAVE)と今回新たにカウントされた周期データDTとが加算され、その加算結果が2分されるようになり、カウンタ41のサイズや除算回路46における除数を大きくすることなく、平均化された周期データDTAVEを得ることができる。
従って、最初の演算周期以外は、セレクタ47にフィードバックデータFB側を選択させれば、前回までに平均化されている周期データFB(=DTAVE)と今回新たにカウントされた周期データDTとが加算され、その加算結果が2分されるようになり、カウンタ41のサイズや除算回路46における除数を大きくすることなく、平均化された周期データDTAVEを得ることができる。
(第3実施例)
図6は本発明の第3実施例を示すものである。第3実施例の逓倍クロック信号出力回路48は、第1実施例の逓倍クロック信号出力回路1に、周波数微調回路49を加えたものである。この周波数微調回路49の動作の詳細についても特許文献1に記載されているので、以下ではその概略のみ説明する。
周波数微調回路49は、カウンタ・数値平均化回路3から出力される12ビットの周波数制御データCDを受けて、9ビットの周波数制御データDD(DD1〜DD9)をデジタル制御発振回路2に出力する。そして、デジタル制御発振回路2は、9ビットの周波数制御データDDに応じた周期で出力信号POUTを出力する。
図6は本発明の第3実施例を示すものである。第3実施例の逓倍クロック信号出力回路48は、第1実施例の逓倍クロック信号出力回路1に、周波数微調回路49を加えたものである。この周波数微調回路49の動作の詳細についても特許文献1に記載されているので、以下ではその概略のみ説明する。
周波数微調回路49は、カウンタ・数値平均化回路3から出力される12ビットの周波数制御データCDを受けて、9ビットの周波数制御データDD(DD1〜DD9)をデジタル制御発振回路2に出力する。そして、デジタル制御発振回路2は、9ビットの周波数制御データDDに応じた周期で出力信号POUTを出力する。
周波数微調回路49は、周波数制御データCDの上位9ビットCD4〜CD12を受け、そのデータ値に定数「1」を加算したデータ(「+1」データ)を生成し、上記9ビットCD4〜CD12と「+1」データとの何れか一方を選択する。そして、選択出力される9ビットデータを、デジタル制御発振回路2から出力信号POUTに同期して出力されるクロック信号FDCの立ち上がりタイミングでラッチし、そのラッチしたデータを周波数制御データDD1〜DD9としてデジタル制御発振回路2へ出力する。また、周波数微調回路49は、カウンタ・数値平均化回路3から出力された周波数制御データCDの下位3ビットCD1〜CD3を受け、上記クロック信号FDCに同期し且つ下位3ビットCD1〜CD3に対応した頻度で「+1」データを選択出力させる。
例えば、カウンタ・数値平均化回路3から入力される周波数制御データCDが「110000000101」である場合、デジタル制御発振回路2には、出力信号POUTを出力する度に、2回に1回及び8回に1回の割で、上位9ビットデータ「110000000」に値1を加算した「110000001」が入力される。それ以外は上位9ビットデータ「110000000」がそのまま入力され、デジタル制御発振回路2は、この入力データに応じた周期で出力信号POUTを発生する。
つまり、逓倍クロック信号出力回路48では、カウンタ・数値平均化回路3から出力される周波数制御データCDを8(2n :n=3)で割った場合の小数点以上の値を表すデータ(第1データ)をデジタル制御発振回路2に出力し、且つ、周波数制御データCDの下位3ビットのデータCD1〜CD3が表す値と8との比に応じた頻度、即ち上記小数点以下の値に応じた頻度で、第1データに「1」が加算される。
よって、周波数制御データCDが8で割り切れない場合(下位3ビットCD1〜CD3のデータ値が0でない)には、その除算結果のうち小数点以下の値に応じた頻度で、小数点以上のデータ値に「1」を加算したデータ(第2データ)が周波数制御データCDとして出力されるので、出力信号POUTの発生周期の平均値を、周波数制御データCDを「8」で割った値に正確に対応させることができる。
よって、周波数制御データCDが8で割り切れない場合(下位3ビットCD1〜CD3のデータ値が0でない)には、その除算結果のうち小数点以下の値に応じた頻度で、小数点以上のデータ値に「1」を加算したデータ(第2データ)が周波数制御データCDとして出力されるので、出力信号POUTの発生周期の平均値を、周波数制御データCDを「8」で割った値に正確に対応させることができる。
本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形が可能である。
平均化回路は、例えば、以下のように構成しても良い。N個のデータレジスタを直列に接続してシフトレジスタを構成し、カウンタが周期データをカウントする毎にそのカウントデータを順次シフトさせる。そして、各データレジスタの出力データを加算回路で加算し、その加算結果をNで除算するようにしても良い。
平均化回路は、例えば、以下のように構成しても良い。N個のデータレジスタを直列に接続してシフトレジスタを構成し、カウンタが周期データをカウントする毎にそのカウントデータを順次シフトさせる。そして、各データレジスタの出力データを加算回路で加算し、その加算結果をNで除算するようにしても良い。
図面中、1は逓倍クロック信号出力回路、2はデジタル制御発振回路(演算処理回路)、3はカウンタ・数値平均化回路、6はリングオシレータ、41はカウンタ、42は加算回路、43は除算回路、45はカウンタ・数値平均化回路、46は除算回路、47はデータセレクタ、48は逓倍クロック信号出力回路を示す。
Claims (3)
- 基準クロック信号の周期を、リングオシレータより出力される前記基準クロック信号よりも短い周期のクロック信号によって周期的にカウントするカウンタと、
前記基準クロック信号の複数周期を1制御周期として前記カウンタによりカウントされた周期データを演算処理することで、前記基準クロック信号の周波数を逓倍した逓倍クロック信号を生成して出力する演算処理回路とを備えてなる逓倍クロック信号出力回路において、
前記カウンタによる複数回のカウント結果を、少なくとも前記制御周期内において平均化する平均化回路を備え、
前記演算処理回路は、前記平均化回路によって平均化された周期データを演算処理することを特徴とする逓倍クロック信号出力回路。 - 前記平均化回路は、
前記カウンタによりカウントされた周期データを順次加算する加算回路と、
この加算回路の加算結果を、加算回数に応じて除算する除算回路とで構成されることを特徴とする請求項1記載の逓倍クロック信号出力回路。 - 前記平均化回路は、
前記カウンタによりカウントされた周期データと、前回に平均化された周期データとの何れか一方を選択して出力するセレクタと、
このセレクタより出力されるデータと前記カウンタによりカウントされた周期データとを加算する加算回路と、
この加算回路の加算結果を、2分する除算回路とで構成されることを特徴とする請求項1記載の逓倍クロック信号出力回路。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2009088953A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Yokogawa Electric Corp | パルス入力装置 |
WO2013054730A1 (ja) * | 2011-10-13 | 2013-04-18 | 三菱重工業株式会社 | パルス発生装置及びパルス発生方法 |
-
2005
- 2005-04-06 JP JP2005110075A patent/JP2006295320A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009088953A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Yokogawa Electric Corp | パルス入力装置 |
WO2013054730A1 (ja) * | 2011-10-13 | 2013-04-18 | 三菱重工業株式会社 | パルス発生装置及びパルス発生方法 |
JP2013090002A (ja) * | 2011-10-13 | 2013-05-13 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | パルス発生装置及びパルス発生方法 |
US9252762B2 (en) | 2011-10-13 | 2016-02-02 | Mitsubishi Hitachi Power Systems, Ltd. | Pulse generation device and pulse generation method |
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