JP2006238615A

JP2006238615A - 電力変換装置

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Publication number: JP2006238615A
Application number: JP2005050308A
Authority: JP
Inventors: Masaki Yamada; 正樹山田; Osamu Mori; 修森; Shigeki Harada; 茂樹原田; Akihiko Iwata; 明彦岩田; Yoshihiro Hatakeyama; 善博畠山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2005-02-25
Publication date: 2006-09-07
Anticipated expiration: 2025-02-25
Also published as: JP4490308B2

Abstract

【課題】単相インバータ１ａ〜１ｃの交流側を複数直列接続して各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、各単相インバータ１ａ〜１ｃの直流電源３ａ〜３ｃへコンバータ４から供給される電力の低減化を図り、コンバータ４を簡略化する。
【解決手段】各単相インバータ１ａ〜１ｃの入力となる複数の直流電源３ａ〜３ｃの電圧Ｖ１〜Ｖ３を、電圧比を略一定に保ちつつ可変とし、負荷２により変化する出力電流波形に応じて各電圧Ｖ１〜Ｖ３の設定値を決定して、各直流電源３ａ〜３ｃの各単相インバータ１ａ〜１ｃを介した充放電電力を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のインバータを組み合わせて、階調制御により所望の出力波形を得ることが可能な電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、３つの単相インバータを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータは、系統からトランスを通して引き込まれる３相交流電力を整流して直流電力に変換する３相コンバータ部と、その直流電力を平滑するコンデンサと、該コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部とを備える。このように構成される各単相インバータは、それぞれコンデンサに充電される電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcを電圧源として電圧を出力するが、Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係は、それぞれ異なる値（Ｖa＜Ｖb＜Ｖc）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。３つの単相インバータの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られる。
また、最下位ビットの単相インバータを、交流電源からの電力供給を不要としてトランスおよびコンバータ部を省略することが可能で、最下位ビットの単相インバータは力行と回生とを交互に繰り返し、該単相インバータの電圧源であるコンデンサは放電と充電とを交互に繰り返すことにより、電圧発生する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−００７９４１号公報（実施の形態１、実施の形態９）

このような電力変換装置、例えばＶa、Ｖb、Ｖcの関係が１：２：４である３つの単相インバータから成る電力変換装置では、交流電圧波形を出力させるのに、出力電圧のピーク時に全単相インバータがコンデンサを放電させて７階調で出力するように設定される。即ち、各コンデンサの電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcは、その合計が所望のピーク電圧と同等となるように設定されている。しかしながら、ピーク電圧時には一般に大きな瞬時電力となり、ピーク電圧付近で各コンデンサが常に放電状態となることにより、コンバータから各コンデンサに供給する電力を低減するのは困難であった。
また、電力変換装置に接続される負荷が例えば非線形負荷である場合、出力の瞬時電力は非線形に大きく変化する。このように負荷の状態によって大きな瞬時電力が必要となるものであるため、コンバータから各コンデンサに供給される電力も大きくなり、大容量のコンバータが必要になるという問題があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数の単相インバータを階調制御する電力変換装置において、各単相インバータの直流電源へコンバータから供給される電力の低減化を図り、コンバータを簡略化し、電力変換装置の小型化、簡略化を促進することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する。そして、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、コンバータを介して第２の電源から生成され、該各直流電源の電圧比を略一定に保ちつつ各電圧を可変としたものである。

このような電力変換装置では、複数の単相インバータの入力となる各直流電源の電圧比を略一定に保ちつつ各電圧を可変としたため、各直流電源では、階調制御における放電と他の直流電源の電荷による充電とを選択する自由度が向上し、各電圧を適切に設定することで各直流電源へコンバータから供給される電力を低減化することができる。これにより、コンバータが簡略化でき、電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
図に示すように、複数の単相インバータ１ａ、１ｂ、１ｃの交流側を直列に接続してインバータユニット１００を構成する。各単相インバータ１ａ〜１ｃは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電圧源３ａ〜３ｃからの直流電力を交流電力に変換して出力し、負荷２に電力供給する。直流電圧源３ａ〜３ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ異なり、その電圧比は一定、例えば１：３：９に制御されるが、各電圧Ｖ１〜Ｖ３は設定を可変とする。また、これら直流電圧源３ａ〜３ｃには、第２の電圧源５からコンバータ４によって電力供給される。

各単相インバータ１ａ〜１ｃは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができる。例えば単相インバータ１ａにおいて、出力が正の時には、図１で示した半導体スイッチング素子ａ１、ａ４がオンし、出力が負の時には半導体スイッチング素子ａ２、ａ３がオンする。また出力が０の時には半導体スイッチング素子ａ１、ａ３（あるいはａ２、ａ４）がオンする。インバータユニット１００は、３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧を階調制御により出力する。
ここで、直流電圧源３ａ〜３ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を、Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝３Ｖ０、Ｖ３＝９Ｖ０とすると、各単相インバータ１ａ〜１ｃの階調制御における出力パターンとインバータユニット１００の出力電圧Ｖとの関係は、図２の通りとなる。なお、図中、各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンは、各単相インバータ１ａ〜１ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を正（＋）、負（−）あるいは０のいずれのモードで発生するかを示す。
このような電力変換装置は、３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧の総和により、絶対値レベルで０〜１３の１４階調の出力電圧が得られる。これにより、正弦波に近い極めて滑らかな出力電圧波形が得られる。

ところで、各単相インバータ１ａ〜１ｃが動作する時、各直流電圧源３ａ〜３ｃは、当該単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧と電流との積の極性が正の時には放電し、負の時には他の直流電圧源３ａ〜３ｃからの電荷により充電される。例えば、接続される負荷２が力率1の線形負荷とすると、インバータユニット１００の出力電圧が高い時には電流の波高値も大きくなる。このため、各単相インバータ１ａ〜１ｃの力行、回生時の瞬時電力もインバータユニット１００の出力電圧が高い時の方が大きくなり、そのときの各直流電圧源３ａ〜３ｃの充電量、放電量はそれぞれ大きいものとなる。

図３に、出力目標電圧６に対して出力電圧７を仮に最大１３階調レベル（１３Ｖ０）まで出力させる場合の、各単相インバータ１ａ〜１ｃおよびインバータユニット１００の出力電圧波形を示す。
出力目標電圧６に対して出力電圧７を最大１３階調レベルまで出力すると、各単相インバータ１ａ〜１ｃは、図３に示すような力行、回生の出力パターンで出力し、出力電圧７が高い領域で各直流電圧源３ａ〜３ｃを放電する力行状態となる。このため、接続される負荷２が力率1の線形負荷とすると、瞬時電力が大きい領域で直流電圧源３ａ〜３ｃのすべてについて放電量の方が格段と大きくなり、電力変換装置の運転とともに直流電圧源３ａ〜３ｃの電圧Ｖ１〜Ｖ３を低下させないためには、コンバータ４は各直流電圧源３ａ〜３ｃにそれぞれ大電力を供給する必要がある。

次に、直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を１：３：９の電圧比を保持した状態で図３で示した場合よりも高くし、出力目標電圧６に対し、出力電圧を最大１１階調レベルまで出力する場合について示す。
出力目標電圧６の波高値Ｖｍとすると、最大１３階調レベルで出力していた図３の場合では、Ｖ１（＝Ｖ０）が概（Ｖｍ／１３）であるが、この場合は最大１１階調レベルで出力するため、Ｖ１（＝Ｖ０）は概（Ｖｍ／１１）とする。
この場合の各単相インバータ１ａ〜１ｃおよびインバータユニット１００の出力電圧波形を図４に示す。８ａは、接続される負荷２が力率1の線形負荷の場合の負荷電流である。
力率1の線形負荷を用いた場合に、各単相インバータ１ａ〜１ｃを図４に示すような力行、回生の出力パターンで出力して、出力目標電圧６に近い出力電圧７ａを得ると、出力電圧が高い時、即ち瞬時電力が大きい時、２つの直流電圧源３ａ、３ｂは、各単相インバータ１ａ〜１ｃを介した充放電電力が、図３で示した場合に比べて小さくなる。このため、電圧Ｖ１、Ｖ２の変化は小さくなり、コンバータ４による直流電圧源３ａ〜３ｃ全体への供給電力を小さくできる。

次に、非線形な負荷電流８ｂが流れる負荷２を接続した場合について、以下に説明する。
各単相インバータ１ａ〜１ｃを介する直流電圧源３ａ〜３ｃの充放電は電流が流れている時のみ行われる。この場合、ピーク付近での瞬時電力が大きくなり、各単相インバータ１ａ〜１ｃの最大１１階調レベルまで出力する図４で示したパターンを仮に用いたとすると、単相インバータ１ａの回生電力および単相インバータ１ｂの消費電力が大きくなる。即ち、直流電圧源３ａの充電電力および直流電圧源３ｂの放電電力が大きくなる。
このため、このような非線形な負荷電流８ｂが流れる負荷２を接続した場合では、図５で示すような出力パターンを用いて、出力目標電圧６に対し、出力電圧を最大１０階調レベルまで出力する。出力目標電圧６の波高値Ｖｍとすると、Ｖ１（＝Ｖ０）を概（Ｖｍ／１０）として電圧比が１：３：９となるように各電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定する。図５に示すように、最大１０階調レベルまで出力する出力パターンでは、最大１１階調レベルまで出力する図４で示した場合と比べて、単相インバータ１ａ、１ｂは１周期での授受電力が減少する。このため、２つの直流電圧源３ａ、３ｂは、各単相インバータ１ａ〜１ｃを介した充放電電力が小さくなるために電圧Ｖ１、Ｖ２の変化は小さくなる。これによりコンバータ４による直流電圧源３ａ〜３ｃ全体への供給電力を小さくできる。

この実施の形態では、直流電圧源３ａ〜３ｃの各直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を可変設定でき、電圧比を例えば１：３：９の一定に制御する。そして、接続される負荷２の出力電流波形８ａ、８ｂに応じて各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを、該各単相インバータ１ａ〜１ｃを介して直流電圧源３ａ〜３ｃが充放電する電力が小さくなるように決定する。例えば、力率1の線形負荷を用いた場合では、最大１１階調レベルまで出力する図４で示す出力パターンを用い、図５で示すような非線形な負荷電流８ｂの場合は、最大１０階調レベルまでの出力パターンを用いる。そして、このように決定される出力パターンに応じて、直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定する。即ち、出力目標電圧６の波高値Ｖｍを、決定された出力パターンにおける最大階調レベルの階調数Ｎで割った電圧（Ｖｍ／Ｎ）をＶ１とし、電圧比が１：３：９となるように各電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定する。
このように、負荷２に応じて各直流電圧Ｖ１〜Ｖ３の設定を適切に変化させることにより、コンバータ４による直流電圧源３ａ〜３ｃへの供給電力を小さくでき、コンバータ４を小型化、簡略化できる。また、小型で簡略なコンバータ４を用い、各直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定値に良好に保持して所望の出力を安定して得ることができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。
上記実施の形態１と同様に、複数の単相インバータ１ａ、１ｂ、１ｃの交流側を直列に接続してインバータユニット１００を構成し、各単相インバータ１ａ〜１ｃは、直流電圧源３ａ〜３ｃからの直流電力を交流電力に変換して出力する。３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧の総和により、多数階調の出力電圧を得て、接続された負荷２に電力供給する。直流電圧源３ａ〜３ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ異なり、その電圧比は一定、例えば１：３：９に制御されるが、各電圧Ｖ１〜Ｖ３は設定を可変とする。
そして、これら直流電圧源３ａ〜３ｃのうち、直流電圧源３ｂ、３ｃは第２の電圧源５からコンバータ４ａにより電力供給して各電圧Ｖ２、Ｖ３を設定電圧に制御し、直流電圧源３ａは初期充電回路９により初期充電する。

直流電圧源３ａは、初期充電回路９により直流電圧Ｖ１を所定値に初期充電した後、定常運転時には直流電圧Ｖ１がほぼ一定となるように制御する。即ち、該各単相インバータ１ａ〜１ｃを介した直流電圧源３ａの放電と充電とをバランスさせて充放電電力が略０となるように単相インバータ１ａの出力パターンを決定する。
この場合も、上記実施の形態１と同様に、接続される負荷２に応じて各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを、該各単相インバータ１ａ〜１ｃを介して直流電圧源３ａ〜３ｃが充放電する電力が小さくなるように決定するが、その際、特に、単相インバータ１ａの出力パターンを上述したように充放電電力が略０となるように決定する。そして、このように決定される出力パターンに応じて、直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定する。

これにより、コンバータ４ａに接続する直流電圧源３ｂ、３ｃの数を減らすことができると共に、コンバータ４ａによる供給電力を小さくでき、コンバータ４ａを小型化、簡略化できる。また、小型で簡略なコンバータ４ａを用い、各直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定値に良好に保持して所望の出力を安定して得ることができる。

なお、上記実施の形態では、直流電圧源３ａに初期充電回路９を設けて直流電圧Ｖ１がほぼ一定となるように各単相インバータ１ａ〜１ｃを制御したが、直流電圧源３ｂを初期充電して直流電圧Ｖ２がほぼ一定となるように制御しても良い。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
図７は、この発明の実施の形態３による電力変換装置を示す構成図である。
上記実施の形態１と同様に、複数の単相インバータ１ａ、１ｂ、１ｃの交流側を直列に接続してインバータユニット１００を構成し、各単相インバータ１ａ〜１ｃは、直流電圧源３ａ〜３ｃからの直流電力を交流電力に変換して出力する。３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧の総和により、多数階調の出力電圧を得て、接続された負荷２に電力供給する。直流電圧源３ａ〜３ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ異なり、その電圧比は一定、例えば１：３：９に制御されるが、各電圧Ｖ１〜Ｖ３は設定を可変とする。
そして、これら直流電圧源３ａ〜３ｃのうち、直流電圧源３ｃは第２の電圧源５からコンバータ４ｂにより電力供給して電圧Ｖ３を設定電圧に制御し、Ｖ１〜Ｖ３の電圧比を一定に調整する第２のコンバータとしての電圧比制御コンバータ１０を別途設ける。

Ｖ１〜Ｖ３の電圧比を一定に制御する電圧比制御コンバータ１０の構成例を図８に示す。図に示すように、電圧比制御コンバータ１０は、巻線比１：３：９の巻線１１ａ〜１１ｃで構成されるトランス１１とスイッチング素子１２ａ〜１２ｃとで構成され、各巻線１１ａ〜１１ｃおよびスイッチング素子１２ａ〜１２ｃを各直流電圧源３ａ〜３ｃに接続する。
この場合も、上記実施の形態１と同様に、接続される負荷２に応じて各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを、該各単相インバータ１ａ〜１ｃを介して直流電圧源３ａ〜３ｃが充放電する電力が小さくなるように決定する。そして、このように決定される出力パターンに応じて、直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定する。そして、コンバータ４ｂによって直流電圧源３ｃの電圧Ｖ３を設定電圧に制御し、電圧比制御コンバータ１０は各スイッチング素子１２ａ〜１２ｃを同時にオンオフさせて、Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝１：３：９となるように直流電圧源３ａ〜３ｃ間で電力の授受を行う。

これにより、コンバータ４ｂに接続して電圧制御する直流電圧源３ｃを１つにすることができ、制御を簡素化することができる。また、上記実施の形態１と同様に、コンバータ４ｂによる供給電力を小さくでき、小型で簡略なコンバータ４ｂを用い、各直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を設定値に良好に保持して所望の出力を安定して得ることができる。

実施の形態４．
次に、負荷条件が不定であったり、運転中に変化する場合について説明する。
図９は、この発明の実施の形態４による電力変換装置を示す構成図である。
上記実施の形態１と同様に、複数の単相インバータ１ａ、１ｂ、１ｃの交流側を直列に接続してインバータユニット１００を構成し、各単相インバータ１ａ〜１ｃは、直流電圧源３ａ〜３ｃからの直流電力を交流電力に変換して出力する。３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧の総和により、多数階調の出力電圧を得て、接続された負荷２に電力供給する。直流電圧源３ａ〜３ｃには、第２の電圧源５からコンバータ４によって電力供給され、直流電圧源３ａ〜３ｃの直流電圧Ｖ１〜Ｖ３は、後述する電圧決定手段にて演算される電圧指令値により電圧比を一定、例えば１：３：９に制御される。

電圧決定手段は、各直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を検出する電圧センサ２０ａ〜２０ｃと、電圧センサ２０ａからの所定の直流電圧源３ａの電圧検出値と基準電圧２２との偏差を演算する比較器２１と、該偏差を小さくするためのフィードバック信号を出力するＰＩ制御器２３と、出力電圧の各階調レベルの閾値を演算する閾値演算部２４と、インバータユニット１００の出力目標２５を絶対値変換する絶対値演算部２６と、出力パターン判定部２７と、出力パターン判定部２７の出力と上記フィードバック信号とから出力パターンを決定して各電圧Ｖ１〜Ｖ３の指令値を出力する電圧決定部２８とを備える。

ＰＩ制御器２３は、電圧Ｖ１の基準電圧からの偏差を小さくするために、電圧Ｖ１を増大させるか減少させるか、あるいは偏差が略０の場合には電圧Ｖ１を保持させる指令をフィードバック信号として出力する。
閾値演算部２４では、各電圧Ｖ１〜Ｖ３の電圧検出値に基づいて、階調制御における出力階調切り替えのための各閾値、この場合０〜１３の１４階調の閾値を演算して出力する。出力パターン判定部２７では、出力目標２５の絶対値と閾値演算部２４からの各閾値とを入力として、各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを判定する。例えば、出力目標２５の電圧を出力するには最大１０階調レベルの出力パターンを用いることが判定されたとする。また、このとき出力目標２５の波高値と１０階調の閾値との大小関係も判定しておく。

電圧決定部２８では、出力パターン判定部２７の出力とＰＩ制御器２３からのフィードバック信号とを入力するが、例えば、最大１０階調レベルの出力パターンで電圧Ｖ１を増大させる指令が入力されたとする。図４で示した出力パターンから判るように、階調レベルが１０階調の出力パターンでは直流電圧源３ａは放電するパターンとなっているため、電圧Ｖ１を増大させるためには、充電するパターンか充放電なしのパターンに変更する。この場合、出力目標２５の波高値に近い側の最大１１階調レベル（あるいは最大９階調レベル）のいずれかを採用し、波高値を最大階調数１１（あるいは９）で割ってＶ１の指令値を演算し、電圧比が１：３：９となるように他の電圧Ｖ２、Ｖ３の指令値を決定する。

そして、電圧決定部２８からの各電圧Ｖ１〜Ｖ３の指令値がコンバータ４に入力され、各直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３は指令値の電圧に調整される。
また、出力パターン判定部２７で判定された各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンは、ゲート駆動信号生成部３０にも入力される。インバータユニット１００の出力目標２５は極性判定部２９にて極性判定され、ゲート駆動信号生成部３０では、各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンと極性判定部２９からの極性とを入力として、各単相インバータ１ａ〜１ｃの半導体スイッチング素子を駆動するゲート駆動信号ｇ１１〜ｇ４４が生成され、各単相インバータ１ａ〜１ｃが駆動される。

この実施の形態では、直流電圧源３ａの電圧検出値と基準電圧２２との偏差を小さくするためのフィードバック信号により各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを変更して電圧変更する。各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンは、該各単相インバータ１ａ〜１ｃを介する直流電圧源３ａの充放電を調整して電圧Ｖ１の増減を調整するように決定する。そして、このように決定される出力パターンに応じて、直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３の指令値を決定する。
このように、予め負荷２がわからない場合や運転中に負荷条件が変化する場合にも、コンバータ４からの電力供給を小さくするように直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３を調整することができ、コンバータ４を小型化、簡略化できる。また、小型で簡略なコンバータ４を用いて所望の出力を安定して得ることができる。

なお、上記実施の形態４で用いた基準電圧２２は、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３の最大電圧Ｖ３の電圧検出値を９で割った値を用いると、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３の電圧比を１：３：９に精度良く制御でき、コンバータ４からの電力供給を小さくするように各電圧Ｖ１〜Ｖ３を安定して調整できる。

また、上記実施の形態４では、直流電圧源３ａの電圧Ｖ１について、電圧検出値と基準電圧２２との偏差を小さくするように各単相インバータ１ａ〜１ｃの出力パターンを変更して電圧Ｖ１の指令値を決定したが、直流電圧源３ｂの電圧Ｖ２について同様に指令値を決定しても良い。その場合、直流電圧Ｖ３の電圧検出値を３で割った値を基準電圧２２に用いると、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３の電圧比を１：３：９に精度良く制御でき、コンバータ４からの電力供給を小さくするように各電圧Ｖ１〜Ｖ３を安定して調整できる。

また、このように直流電圧源３ａ〜３ｃの各電圧Ｖ１〜Ｖ３の指令値を決定して制御する手法は、上記実施の形態２、３の図６、図７で示した電力変換装置に適用することもでき、同様の効果が得られる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力パターンと出力電圧Ｖとの関係を示す図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータおよびインバータユニットの出力電圧波形の比較例を示す図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータおよびインバータユニットの出力電圧波形の一例を示す図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータおよびインバータユニットの出力電圧波形の別例を示す図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置を示す構成図である。この発明の実施の形態３による電圧比制御コンバータを示す構成図である。この発明の実施の形態４による電力変換装置を示す構成図である。

符号の説明

１ａ〜１ｃ単相インバータ、２負荷、３ａ〜３ｃ直流電圧源、
４，４ａ，４ｂコンバータ、５第２の電圧源、６目標電圧、
７，７ａ，７ｃ出力電圧、８ａ，８ｂ負荷電流、
１０第２のコンバータとしての電圧比制御コンバータ、２０ａ〜２０ｃ電圧センサ、
２１比較器、２２基準電圧、２７出力パターン判定部、２８電圧決定部、
１００インバータユニット。

Claims

直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、コンバータを介して第２の電源から生成され、該各直流電源の電圧比を略一定に保ちつつ各電圧を可変としたことを特徴とする電力変換装置。
上記各直流電源の電圧は、上記負荷により変化する出力電流波形に応じて決定されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記各直流電源の上記各単相インバータを介した充放電電力に基づいて、所望の出力電圧に要する階調制御での階調数を決定し、該決定された階調数に応じて上記各直流電源の電圧を決定することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
上記複数の直流電源の内、所定の直流電源について、上記各単相インバータを介した放電と充電との組み合わせを、該充電と放電とがバランスするように制御し、上記他の直流電源の電圧は、上記コンバータにより所定の電圧に制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
上記コンバータは上記複数の直流電源の内、基準となる１つの直流電源の電圧のみを所定の電圧に制御し、当該電圧を基準として各直流電源の電圧比が略一定となるように該各直流電源間の電力授受を制御する第２のコンバータを備えて、他の直流電源の電圧を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
上記複数の直流電源の内、所定の直流電源の電圧を、該電圧検出値と基準電圧との偏差が小さくなるように決定する電圧決定手段を備え、該電圧決定手段は、上記所定の直流電源の上記各単相インバータを介した充放電を調整するように該各単相インバータの階調制御における出力パターンを決定し、上記所定の直流電源の電圧を該出力パターンに基づいて決定することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
上記電圧決定手段は、電圧が最大である直流電源の電圧検出値と所定の電圧比関係になる電圧を演算して上記基準電圧としたことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。