JP2006238062A - 増幅回路 - Google Patents
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Abstract
【目的】スイッチング電源の誤差増幅器もしくは誤差増幅回路に適用できかつ集積回路に内蔵可能であって、直流安定点の精度を確保しつつ、集積回路のレイアウト面積が小さくても必要な時定数を確保することのできる誤差増幅回路を提供する。
【構成】直流安定点を定める抵抗R1,R2には抵抗値が比較的小さくて精度のよいものを用い、時定数を定める抵抗R0には抵抗値の精度は求めずに抵抗値が大きくそのレイアウト面積が小さいMOSFETを適用することにより、小さなレイアウト面積で必要な精度と時定数を実現できる増幅回路を提供することができる。
【選択図】 図1
【構成】直流安定点を定める抵抗R1,R2には抵抗値が比較的小さくて精度のよいものを用い、時定数を定める抵抗R0には抵抗値の精度は求めずに抵抗値が大きくそのレイアウト面積が小さいMOSFETを適用することにより、小さなレイアウト面積で必要な精度と時定数を実現できる増幅回路を提供することができる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、例えばスイッチング電源の誤差増幅器もしくは誤差増幅回路に適用できる、集積回路に内蔵可能な増幅回路に関する。
まず、図4によりスイッチング電源の構成例について説明する。図4は入力電圧Vinより出力電圧Voを生成して負荷Zに供給するPWM(パルス幅変調)方式の降圧型DC/DCコンバータである。このDC/DCコンバータは誤差増幅器1,三角波Voscを生成する発振器2,PWMコンパレータ3、スイッチング素子であるPチャネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)4,同期整流方式の転流素子としてのNチャネルMOSFET5,PWMコンパレータ3の出力に従いPチャネルMOSFET4およびNチャネルMOSFET5を駆動するドライブ回路6,インダクタ7,コンデンサC0,電圧設定用のフィードバック手段となる抵抗R1およびR2,基準電圧VREFを発生する基準電圧源8,並びに出力端子9を有している。10は電源供給ラインである。誤差増幅器1の非反転入力端子には基準電圧VREFが入力され、出力端子と反転入力端子の間には位相補償素子として抵抗R3およびコンデンサC1が接続されている。PWMコンパレータ3の非反転入力端子には誤差増幅器1の出力信号Verrが入力され、反転入力端子には三角波Voscが入力される。PWMコンパレータ3は誤差増幅器1の出力信号Verrと三角波Voscを比較し、三角波Voscの信号レベルの方が小さければH(ハイレベル)を、三角波Voscの信号レベルの方が大きければL(ローレベル)をPWM信号としてドライブ回路6に出力するものである。PチャネルMOSFET4およびNチャネルMOSFET5のドレインは互いに接続されるとともにインダクタ7の一端に接続されている。またPチャネルMOSFET4およびNチャネルMOSFET5のソースはそれぞれ電源供給ライン10および接地電位(GND)に接続されている。インダクタ7の他端は出力端子9に接続されている。出力端子9とGNDの間にはコンデンサC0および抵抗R1,R2の直列回路が並列に接続されている。抵抗R1とR2の接続点の電位はフィードバック信号VFBとして誤差増幅器1の反転入力端子へ入力される。またDC/DCコンバータの負荷として出力端子9には負荷11が接続されている。
以下、簡単にこのDC/DCコンバータの動作を説明する。誤差増幅器1は基準電圧VREFとフィードバック信号VFBの差を増幅した信号VerrをPWMコンパレータ3に入力する。PWMコンパレータ3はVerrと三角波Voscを比較することにより、周期は一定であるが1周期内のHとLの割合が誤差増幅器1の出力により変化する方形波パルス(PWM信号)をドライブ回路6を介してPチャネルMOSFET4のゲートに出力する。すなわち、(VREF−VFB)が大きい(小さい)ほど1周期内のPチャネルMOSFET4がオン(導通)する期間が長く(短く)なるような方形波パルスを発生し、インダクタ7に蓄積するエネルギを大きく(小さく)することにより出力電圧VOを一定に保つ。NチャネルMOSFET5のゲートにも同様に方形波パルスが出力される。基本的にはPチャネルMOSFET4とNチャネルMOSFET5のゲートに出力される方形波パルスは同相であるが、PチャネルMOSFET4とNチャネルMOSFET5が同時にオンして貫通電流が流れることがないように、両方オフの期間であるデッドタイムを設ける。
抵抗R1,R2,R3,コンデンサC1,誤差増幅器1および基準電圧源8は誤差増幅回路を構成する。この部分を抜き出して図5に示す。図5に示す誤差増幅回路は、入力信号VINが入力され、出力信号VOUTを出力する一種の増幅回路である。なお、信号VIN,VOUTはそれぞれ図4のVo,Verrに相当する。図5の誤差増幅回路は、下式の条件を満たすとき直流的に安定する。
図5に示す誤差増幅回路を図4に示すような電圧モードのDC/DCコンバータに用いる場合、制御ループを安定に動作させるために比較的大きな時定数τ=R1・C1が要求される。なお、C1はコンデンサC1の容量値である。例えばτ=100μsを実現するためには、R1=1MΩとしてもコンデンサC1の容量値C1として100pFが必要となり、これは集積回路に内蔵する容量値としては大きな値であり、集積回路に占めるレイアウト面積も大きなものにならざるをえない。また、高シート抵抗のポリシリコンを利用できない集積回路の製造プロセスでは、抵抗R1の抵抗値を1MΩとすること自体が難しくなるため、コンデンサC1を集積回路に内蔵させることはさらに困難となる。コンデンサC1は誤差増幅器1の位相補償素子であるということや、集積回路の端子数や外付け回路を減らしたいという要求から、コンデンサC1は集積回路に内蔵させる必要があるが、上述のように従来の方式では集積回路の面積が大きく増加してしまうという問題がある。また、特許文献1にもレイアウト面積の増大に係るこの種の問題およびその解決については開示がない。
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は上記の課題を解決して、直流安定点の精度を確保しつつ、集積回路のレイアウト面積が小さくても必要な時定数を確保できる誤差増幅回路を提供することにある。
そこで、上記課題を解決するために、請求項1に係る発明は、入力端子と第1の基準電位の間に直列に接続された第1の抵抗素子および第2の抵抗素子、反転入力端子,非反転入力端子および出力端子を備える演算増幅器、前記非反転入力端子に接続され第2の基準電位を与える基準電圧源、前記反転入力端子と前記出力端子の間に接続された容量性負荷、並びに前記第1の抵抗素子および第2の抵抗素子の接続点と前記反転入力端子の間に接続された第3の抵抗素子を有する増幅回路であって、前記第3の抵抗素子がMOSFETであることを特徴とする。
請求項2に係る発明は、請求項1に係る発明のおいて、前記容量性負荷が直列に接続された第4の抵抗素子とコンデンサであることを特徴とする。
請求項3に係る発明は、請求項1または2に係る発明において、前記MOSFETのオン抵抗が前記第1の抵抗素子および第2の抵抗素子より大きくなるよう前記MOSFETのゲートが制御されていることを特徴とする。
請求項2に係る発明は、請求項1に係る発明のおいて、前記容量性負荷が直列に接続された第4の抵抗素子とコンデンサであることを特徴とする。
請求項3に係る発明は、請求項1または2に係る発明において、前記MOSFETのオン抵抗が前記第1の抵抗素子および第2の抵抗素子より大きくなるよう前記MOSFETのゲートが制御されていることを特徴とする。
請求項4に係る発明は、請求項3に係る発明のおいて、前記MOSFETと同型の第2のMOSFETを用いて該第2のMOSFETに微小電流を流す回路を構成し、前記MOSFETのゲートと前記第2のMOSFETのゲートを接続したことを特徴とする。
請求項5に係る発明は、請求項4に係る発明において、反転入力端子,非反転入力端子および出力端子を備える第2の演算増幅器、第3の基準電位と前記第2の演算増幅器の反転入力端子の間に並列に接続された第5の抵抗素子および前記第2のMOSFET、前記第2の演算増幅器の反転入力端子と前記第1の基準電位の間に接続された第6の抵抗素子、前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された第4の基準電位を与える第2の基準電圧源または前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された前記第1の基準電圧源によりゲート電圧制御回路を構成し、前記第2の演算増幅器の出力を前記MOSFETのゲートと前記第2のMOSFETのゲートに接続したことを特徴とする。
請求項5に係る発明は、請求項4に係る発明において、反転入力端子,非反転入力端子および出力端子を備える第2の演算増幅器、第3の基準電位と前記第2の演算増幅器の反転入力端子の間に並列に接続された第5の抵抗素子および前記第2のMOSFET、前記第2の演算増幅器の反転入力端子と前記第1の基準電位の間に接続された第6の抵抗素子、前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された第4の基準電位を与える第2の基準電圧源または前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された前記第1の基準電圧源によりゲート電圧制御回路を構成し、前記第2の演算増幅器の出力を前記MOSFETのゲートと前記第2のMOSFETのゲートに接続したことを特徴とする。
請求項6に係る発明は、請求項1ないし5のいずれかに係る発明において、前記増幅回路はスイッチング電源の出力電圧と目標電圧の差を増幅する誤差増幅回路として適用されるものであることを特徴とする。
この発明は、直流安定点を定める抵抗には抵抗値が比較的小さくて精度のよいものを用い、時定数を定める抵抗には抵抗値の精度は求めずに抵抗値が大きくそのレイアウト面積が小さいものを用いることにより、小さなレイアウト面積で必要な精度と時定数を実現できる増幅回路を提供することができる。
本発明の実施の形態は、図6に示す誤差増幅回路に着目し、これを発展させて小さなレイアウト面積で必要な精度と時定数を実現するものであり、以下図面を用いて詳細を説明する。まず、図6に示す誤差増幅回路について解析する。なお、以下の知見は特許文献1に何ら記載も示唆もなく、本発明により初めて明らかになるものである。図6の誤差増幅回路は、下式の条件を満たすとき直流的に安定する。
図1に、以上の考察を基にしてなした本発明の実施の形態を示す。図6と同じ部位には同じ記号を付して詳細な説明を省略する。図1に示す回路は、図6の抵抗R0をMOSFET・M0に置き換えたものである。MOSFET・M0のゲートには制御信号VGが接続されて、MOSFET・M0が高いオン抵抗をもつようにしている。本実施の形態は、抵抗R1,R2はポリシリコンなど、比較的抵抗値の精度が確保できる材料を適用して直流安定点の精度を確保する一方、抵抗R0にレイアウト面積を小さくすることができるMOSFETを適用してレイアウト面積の増大を防ぐものである。
なお、MOSFET・M0のゲート電位であるVGは、そのMOSFETの製造プロセスに応じた固定値とするか、もしくはMOSFET・M0のオン抵抗が目標の抵抗値となるようなVGを生成する回路により制御すればよい。
約100μsの時定数τを実現するものについて、各素子の具体的なパラメータを付した増幅回路を図2に示す。なお、回路構成自体は図1と同じものである。MOSFET・M0のW/L比(W,LはそれぞれMOSFETのゲート幅とゲート長)は1/100であり、制御信号VGによりMOSFET・M0のオン抵抗は約5MΩとなっている。オン抵抗は約5MΩと大きいが、MOSFETであるのでレイアウト面積は小さい。抵抗R1,R2の抵抗値はそれぞれ100kΩでよく、集積回路内蔵に適した値となっている。分圧抵抗に流れる電流が問題でなければ、抵抗R1,R2の抵抗値はさらに小さくすることができる。コンデンサC1の容量値は10pFで、これも集積回路内蔵に適した値となっている。
約100μsの時定数τを実現するものについて、各素子の具体的なパラメータを付した増幅回路を図2に示す。なお、回路構成自体は図1と同じものである。MOSFET・M0のW/L比(W,LはそれぞれMOSFETのゲート幅とゲート長)は1/100であり、制御信号VGによりMOSFET・M0のオン抵抗は約5MΩとなっている。オン抵抗は約5MΩと大きいが、MOSFETであるのでレイアウト面積は小さい。抵抗R1,R2の抵抗値はそれぞれ100kΩでよく、集積回路内蔵に適した値となっている。分圧抵抗に流れる電流が問題でなければ、抵抗R1,R2の抵抗値はさらに小さくすることができる。コンデンサC1の容量値は10pFで、これも集積回路内蔵に適した値となっている。
制御信号VGについては、上述のように固定値(MOSFETの製造プロセスのパラメータに応じた固定値で、概ね2V程度)とする方法と、制御信号VGを生成する回路を設ける方法とがある。以下、図3により、制御信号VGを生成する制御回路について説明する。
図3が制御信号VGの生成するゲート電圧制御回路の例であり、基準電圧VREF2(1.1V)を発生する基準電圧源12、基準電圧VREF2と接地電位(GND)の間に直列に接続された抵抗R4(25kオーム),R5(100kΩ)、抵抗R4と並列に接続された参照用MOSFET・M1、基準電圧VREF(1.0V)を発生する基準電圧源8および演算増幅器OPにより構成されている。演算増幅器OPの反転入力端子は、抵抗R4,R5およびMOSFET・M1の接続点に接続され、非反転入力端子には基準電圧VREFが入力されている。また、演算増幅器OPの出力はMOSFET・M1のゲートに接続されるとともに、制御信号VGとしてMOSFET・M0のゲートに接続される。また、基準電圧源8は図1,2に示す基準電圧源8と同じものであるが、別の基準電圧源としてVREFとは異なる基準電圧を適用させるようにしてもよい。
図3が制御信号VGの生成するゲート電圧制御回路の例であり、基準電圧VREF2(1.1V)を発生する基準電圧源12、基準電圧VREF2と接地電位(GND)の間に直列に接続された抵抗R4(25kオーム),R5(100kΩ)、抵抗R4と並列に接続された参照用MOSFET・M1、基準電圧VREF(1.0V)を発生する基準電圧源8および演算増幅器OPにより構成されている。演算増幅器OPの反転入力端子は、抵抗R4,R5およびMOSFET・M1の接続点に接続され、非反転入力端子には基準電圧VREFが入力されている。また、演算増幅器OPの出力はMOSFET・M1のゲートに接続されるとともに、制御信号VGとしてMOSFET・M0のゲートに接続される。また、基準電圧源8は図1,2に示す基準電圧源8と同じものであるが、別の基準電圧源としてVREFとは異なる基準電圧を適用させるようにしてもよい。
この回路の動作を説明する。抵抗R4とR5の接続点はVREFすなわち1.0Vにイマジナリショートされているため、抵抗R2の両端電圧は0.1Vになる。演算増幅器OPは、抵抗R3に流れる電流(1.0V/200kΩ=5μA)と抵抗R2とMOSFET・M1の合成抵抗に流れる電流が等しくなるように動作する(そうでなければイマジナリショートを維持できない)。抵抗R2に流れる電流は0.1V/25kΩ=4μAであるから、MOSFET・M1に1μA流れるような制御信号VGが発生することになる。MOSFET・M1のソース・ドレイン間に印加されている電圧は0.1Vであるから、MOSFET・M1のオン抵抗は100kΩ(=0.1V/1μA)となる。
制御信号VGをMOSFET・M1のゲートに接続すれば、MOSFET・M0とMOSFET・M1は一種のミラー回路を構成することになる。ミラー回路により写される電流の元の電流に対する電流比はミラー回路を構成するトランジスタのサイズ比により定まり、MOSFET・M1のW/L比は1/2で、MOSFET・M0のミラー比の1/50であるから、MOSFET・M0のオン抵抗は5MΩ(100kΩ×50)に相当することになる。
制御信号VGをMOSFET・M1のゲートに接続すれば、MOSFET・M0とMOSFET・M1は一種のミラー回路を構成することになる。ミラー回路により写される電流の元の電流に対する電流比はミラー回路を構成するトランジスタのサイズ比により定まり、MOSFET・M1のW/L比は1/2で、MOSFET・M0のミラー比の1/50であるから、MOSFET・M0のオン抵抗は5MΩ(100kΩ×50)に相当することになる。
1 誤差増幅器
8,12 基準電圧源
C1 コンデンサ
M0,M1 MOSFET
OP 演算増幅器
VIN 入力信号
VOUT 出力信号
VG 制御信号
R0,R1,R2,R3,R4,R5 抵抗
8,12 基準電圧源
C1 コンデンサ
M0,M1 MOSFET
OP 演算増幅器
VIN 入力信号
VOUT 出力信号
VG 制御信号
R0,R1,R2,R3,R4,R5 抵抗
Claims (6)
- 入力端子と第1の基準電位の間に直列に接続された第1の抵抗素子および第2の抵抗素子、反転入力端子,非反転入力端子および出力端子を備える演算増幅器、前記非反転入力端子に接続され第2の基準電位を与える基準電圧源、前記反転入力端子と前記出力端子の間に接続された容量性負荷、並びに前記第1の抵抗素子および第2の抵抗素子の接続点と前記反転入力端子の間に接続された第3の抵抗素子を有する増幅回路であって、前記第3の抵抗素子がMOSFETであることを特徴とする増幅回路。
- 前記容量性負荷が直列に接続された第4の抵抗素子とコンデンサであることを特徴とする請求項1に記載の増幅回路。
- 前記MOSFETのオン抵抗が前記第1の抵抗素子および第2の抵抗素子より大きくなるよう前記MOSFETのゲートが制御されていることを特徴とする請求項1または2に記載の増幅回路。
- 前記MOSFETと同型の第2のMOSFETを用いて該第2のMOSFETに微小電流を流す回路を構成し、前記MOSFETのゲートと前記第2のMOSFETのゲートを接続したことを特徴とする請求項3に記載の増幅回路。
- 反転入力端子,非反転入力端子および出力端子を備える第2の演算増幅器、第3の基準電位と前記第2の演算増幅器の反転入力端子の間に並列に接続された第5の抵抗素子および前記第2のMOSFET、前記第2の演算増幅器の反転入力端子と前記第1の基準電位の間に接続された第6の抵抗素子、前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された第4の基準電位を与える第2の基準電圧源または前記第2の演算増幅器の非反転入力端子に接続された前記第1の基準電圧源によりゲート電圧制御回路を構成し、前記第2の演算増幅器の出力を前記MOSFETのゲートと前記第2のMOSFETのゲートに接続したことを特徴とする請求項4に記載の増幅回路。
- 前記増幅回路はスイッチング電源の出力電圧と目標電圧の差を増幅する誤差増幅回路として適用されるものであることを特徴とする請求項1ないし5のいずれかに記載の増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2005049872A JP2006238062A (ja) | 2005-02-25 | 2005-02-25 | 増幅回路 |
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010219964A (ja) * | 2009-03-17 | 2010-09-30 | Toshiba Corp | バイアス生成回路及び電圧制御発振器 |
US8519695B2 (en) | 2009-10-27 | 2013-08-27 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit having error amplifier |
US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
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US9178419B2 (en) | 2010-04-16 | 2015-11-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit including transistor with oxide semiconductor |
US9793801B2 (en) | 2010-05-21 | 2017-10-17 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and display device |
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2005
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US8519695B2 (en) | 2009-10-27 | 2013-08-27 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit having error amplifier |
US9178419B2 (en) | 2010-04-16 | 2015-11-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit including transistor with oxide semiconductor |
US8816662B2 (en) | 2010-05-21 | 2014-08-26 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | DC-DC converter, semiconductor device and display device |
US9793801B2 (en) | 2010-05-21 | 2017-10-17 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and display device |
US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
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