JP2006204087A - 電圧発生回路及びイオン発生器 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化及び低コスト化を実現することのできる電圧発生回路を提供することを目的とする。
【解決手段】トランス３と、トランス一次側の通電のオン／オフをスイッチングするスイッチ回路７と、電源１とトランス一次側との間に介在し、トランス３に供給する電荷を蓄える充放電回路２と、を備え、スイッチ回路７は、充放電回路２の蓄積電荷量に対応した電圧を受けるツェナーダイオード３３と、電源１とトランス一次側との間に介在し、ツェナーダイオード３３に流れる電流が規定値以上のときに、オンとなるサイリスタ１８と、を備えている。
【選択図】図５

Description

本発明は、電圧発生回路に関し、特にイオン発生器等に用いられる比較的高い電圧を発生する電圧発生回路に関する。また、本発明は、電圧発生回路を備えたイオン発生器に関する。

従来より、イオン発生器やイオン発生器を備えた空気清浄機や複写機等の様々な電気機器においては、数ｋＶ（キロボルト）の高電圧を出力できる電圧発生回路（高圧駆動回路）が搭載されている。

このような電気機器に対しては、特に小型化及び低コスト化の要望が高いため、それらに用いられる電圧発生回路の小型化及び低コスト化は、非常に重要である。

また、下記特許文献１には、被電圧検出部と接地線との間に接続され、かつ、該被電圧検出部に係る第１の電圧に基づいて第１の電圧より小さい第２の電圧を出力する電圧出力回路と、前記第２の電圧に基づいて該被電圧検出部に係る電圧検出信号を出力する信号検出回路とを具備し、少なくとも、前記被電圧検出部を含む第１の電圧の供給線に電流検出用ダミー電界効果トランジスタが接続されることを特徴とする電圧検出回路が、開示されている。

また、下記特許文献２には、イオン発生器の出力電圧を制御する制御回路が開示されている。

また、イオン発生器を（特に空気の汚れた環境下において）長時間使用すると、放電面に汚染物質が付着し、放電が弱まってイオン生成量が低下するという問題があるが、このような問題を解決するべく、清掃部材などの機械的手段によって放電面の清掃を行う手法が知られている（例えば、下記特許文献３参照）。

特開平５−２３４３８９号公報 特開２００２−２６０８２２号公報 特開平７−４３９９０号公報

上述したように、数ｋＶ（キロボルト）の高電圧を出力できる電圧発生回路を小型化すること及び低コスト化することは、非常に重要な課題である。

尚、上記特許文献１に記載の技術は、負荷回路を構成するトランジスタの耐圧に依存した電圧制御を行うこと等を目的とした技術であって、上記のような課題を解決する技術ではない。また、上記特許文献２において、出力電圧の制御回路はイオン量の増減等を行うことを目的とした回路であり、また、その具体的な制御手法は開示されていない。従って、特許文献２に記載の技術では、上記のような課題を解決することはできない。

また、上記特許文献３に記載されている技術のように、清掃部材などの機械的手段によって放電面の清掃を行う場合、部品点数が増加して、機器の大型化及びコストアップを招く。そのため、そのような技術は採用しがたい。

本発明は、上記の点に鑑み、小型化及び低コスト化を実現することのできる電圧発生回路を提供することを目的とする。また、本発明は、長期的に安定したイオン発生器の実現等を可能とする電圧発生回路を提供することを目的とする。また、本発明は、それらの電圧発生回路を備えたイオン発生器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る電圧発生回路は、トランスと、トランス一次側の通電のオン／オフをスイッチングするスイッチ回路と、電源とトランス一次側との間に介在し、トランスに供給する電荷を蓄える充放電回路と、を備え、前記スイッチ回路は、前記充放電回路の蓄積電荷量に対応した電圧を受けるツェナーダイオードと、電源とトランス一次側との間に介在し、前記ツェナーダイオードに流れる電流が規定値以上のときに、オンとなるサイリスタと、を備えていることを特徴とする。

電源から電荷の供給を受け充放電回路に所定の電荷が蓄えられると、ツェナーダイオードが導通してツェナーダイオードに流れる電流が規定値に達する。この時、電源とトランス一次側との間に介在するサイリスタがオンとなるため、トランス一次側に充放電回路に蓄えられた電荷分の電流が流れる。このように、充放電回路は、トランス一次側の通電がオフの時には電源からの電力を充電し、トランス一次側の通電がオンの時には充電した電力をトランスへ供給する。

充放電回路に蓄えられた電荷の放出が進行し、トランス一次側に流れる電流がサイリスタの保持電流を下回ると、サイリスタはオフとなって、再び充放電回路への電荷の蓄積が開始される。このような動作により、サイリスタがオンする周期と同じ周期で、トランス二次側に電圧が表れる。

従って、トランスの巻線比等を適切に設定すれば、サイリスタがオンする周期と同じ周期で、トランス二次側に高電圧（例えば、絶対値が１ｋＶ〜１０ｋＶの電圧）が表れる。

上記の電圧発生回路は、少ない部品点数で構成することができ、電圧発生回路の小型化及び低コスト化が図られる。

また、トランスの二次側に電極等を接続してイオン発生器を構成する場合、イオンの発生量は、高電圧が発生する周期と高電圧の値に依存することになる。一方において、電圧発生回路を上記のように構成した場合、ツェナーダイオードのツェナー電圧を変更すれば、ツェナーダイオードに流れる電流（ツェナー電流）が規定値に達するために必要な充放電回路の蓄積電荷量が変化するため、サイリスタがオンする周期（高電圧が発生する周期）が変化すると共に同時に二次側に発生する高電圧の値が変化する。

つまり、上記のように構成される電圧発生回路をイオン発生器に適用した場合、ツェナー電圧を変更することで容易にイオン発生量を変更することができる。

具体的には、例えば、前記スイッチ回路は、前記ツェナーダイオードとトリガ用抵抗とを直列接続して構成される直列回路を有し、前記ツェナーダイオードに流れる電流によって前記トリガ用抵抗に発生した電圧が前記サイリスタのゲートに供給される。

また、例えば、前記スイッチ回路は、更に前記ツェナーダイオードと直列接続された可変抵抗を有して構成されるようにしてもよい。

ツェナーダイオードと直列接続されるように可変抵抗を設ければ、可変抵抗の抵抗値を調整することでツェナー電流を調整することができ、サイリスタをオンとするために必要な充放電回路の蓄積電荷量を変化させることができる。他方、サイリスタがオンする周期と同じ周期でトランスの二次側に発生する電圧は、例えば、充放電回路の蓄積電荷量に依存している。

ツェナーダイオードのツェナー電圧には、ある程度のばらつきがあるため、トランスの二次側に発生する電圧の値とその発生する周期は変動する。しかしながら、上記のように可変抵抗を設けることにより、トランスの二次側に発生する電圧と周期を調整することができ、ツェナー電圧のばらつきをキャンセルすることが可能となる。

また、例えば、前記スイッチ回路は、更に前記ツェナーダイオードと直列接続されたサーミスタを有して構成されるようにしてもよい。

より具体的には、例えば、前記充放電回路は、第１の温度よりも高い第２の温度における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサを備え、該コンデンサに前記電荷を蓄えるように構成されており、前記サーミスタは、正の温度特性のサーミスタである。

また、例えば、前記充放電回路は、第１の温度よりも低い第３の温度における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサを備え、該コンデンサに前記電荷を蓄えるように構成されており、前記サーミスタは、負の温度特性のサーミスタである。

上記のようなサーミスタを設けることにより、比較的高温時や比較的低温時に生じうる二次側に発生する電圧の値の減少を抑制することができる。

また、例えば、前記ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための前記充放電回路の蓄積電荷量が可変となるように、前記サイリスタがオンとなるタイミングを可変にするタイミング可変回路を更に備えるようにしてもよい。

ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための（即ち、サイリスタをオンとするための）充放電回路の蓄積電荷量が変化すれば、トランス二次側に発生する電圧の大きさも変化する。つまり、上記タイミング可変回路を設けることにより、トランス二次側に発生する電圧の大きさを変えることが可能となる。

例えば、トランス二次側にイオン発生用の高電圧を発生させる場合、上記タイミング可変回路を用いてトランス二次側に発生する高電圧を一時的に大きくすると、イオン発生用の放電面に付着した汚染物質を飛ばすことが可能になる。つまり、上記の電圧発生回路を用いることにより、長期的に安定したイオン発生器を構成することも可能となる。

具体的には例えば、前記スイッチ回路は、前記ツェナーダイオードとトリガ用抵抗とタイミング変更用抵抗とを直列接続して構成される直列回路を有し、前記ツェナーダイオードに流れる電流によって前記トリガ用抵抗に発生した電圧が前記サイリスタのゲートに供給され、前記直列回路と前記トランス一次側には、前記充放電回路の蓄積電荷量に対応した電圧が印加され、前記タイミング可変回路は、前記タイミング変更用抵抗に接続されたバイパス回路を備え、前記タイミング変更用抵抗と前記バイパス回路を介して流れるバイパス電流の電流量を制御することにより、前記サイリスタがオンとなるタイミングを変化させる。

上記バイパス電流の電流量を制御することにより、タイミング変更用抵抗に発生する電圧が変化する。そうすると、ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするために（即ち、サイリスタをオンするために）上記直列回路に印加すべき電圧も変化する。つまり、ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための充放電回路の蓄積電荷量が変化して、サイリスタがオンとなるタイミングも変化する。

また、例えば、前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧の供給を受けて動作し、該電源電圧の立ち上がり時の電源電圧値の変化を利用して、自動的に前記バイパス電流の電流量を制御する。

また、例えば、前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧を受けるローパスフィルタを備え、該電源電圧の立ち上がり時の前記ローパスフィルタの出力信号値に応じて前記バイパス回路を制御することにより、自動的に前記バイパス電流の電流量を制御するようにしてもよい。

上記のように構成すれば、タイミング可変回路を動作させるために別途の電源を設ける必要はなくなる。また、サイリスタがオンとなるタイミングを変化させるための制御を別途行う必要もなくなる。

また、例えば、前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧の立ち上がりごとに、所定期間における、前記ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための前記充放電回路の蓄積電荷量を、他の期間のそれと異ならせる。

これを利用してイオン発生器を構成した場合、例えば、通電ごとに放電面から汚染物質を飛ばすための高電圧を発生させる、といったことが可能となる。

また、例えば、前記タイミング可変回路は、外部からの信号に基づいて前記サイリスタがオンとなるタイミングを変化させる。

また、上記目的を達成するために本発明に係るイオン発生器は、上記の何れかに記載の電圧発生回路を備え、前記電圧発生回路の前記トランスの二次側に発生する電圧を利用してイオンを発生させることを特徴とする。

上述した通り、本発明によれば、電圧発生回路の小型化及び低コスト化を実現することができる。また、本発明によれば、長期的に安定したイオン発生器等を提供することが可能となる。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明に係る電圧発生回路を高圧駆動回路に適用した第１実施形態につき、図面を参照して説明する。後述する第２及び第３実施形態は、第１実施形態を改良したものに相当するため、第１実施形態に示される技術は、第２及び第３実施形態にとっての参考技術（関連技術）である、とも言える。

図１は、第１実施形態に係る高圧駆動回路（電圧発生回路）のブロック構成図である。本実施形態に係る高圧駆動回路は、電源１と、充放電回路（充放電部）２と、トランス（昇圧トランス）３と、タイミング発生回路（タイミング発生部）５と、スイッチ回路（スイッチ部）６と、を有し、トランス３に高電圧出力部（イオン発生部）４を接続して構成される。高電圧出力部４には、イオンを発生するための電極が配置されているため、図１に示す高圧駆動回路と高電圧出力部４は、イオン発生器を構成しているとも言える。

（構成の説明）
図２に、図１の高圧駆動回路と高電圧出力部４の回路構成例を示す。図２において、図１と同一の部分には、同一の符号を付す。

充放電回路２は、抵抗１１とコンデンサ１２とから成るローパスフィルタを備えている。高電圧出力部（イオン発生部）４は、電極４ａ及び電極４ｂを備えている。タイミング回路５は、分圧抵抗１３、分圧抵抗１４、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１６及びシャントレギュレータ１７を備えている。スイッチ回路６は、サイリスタ（ＳＣＲ；Silicon Controlled Rectifier）１８と、コンデンサ２０、抵抗２１及びダイオード２２を備えている。

電源１は、一定の直流電圧（例えば、１２Ｖ）を出力する直流電源である。電源１において、正電圧出力側は、抵抗１１の一端とバイポーラトランジスタ１６のエミッタに共通接続されていると共に、抵抗１５を介してバイポーラトランジスタ１６のベースに接続され、負電圧出力側は接地されている。

抵抗１１の他端は、コンデンサ１２を介して接地されていると共に、分圧抵抗１３及び分圧抵抗１４から成る直列回路を介しても接地されている。トランス３の一次巻線３ａの一端は抵抗１１とコンデンサ１２との接続点に接続されており、一次巻線３ａの他端はサイリスタ１８のアノードに接続されている。また、サイリスタ１８のカソードは接地されている。

バイポーラトランジスタ１６のベースは、シャントレギュレータ１７のカソードに接続され、シャントレギュレータ１７のアノードは接地されている。分圧抵抗１３と分圧抵抗１４の接続点は、シャントレギュレータ１７の基準電圧を入力すべき端子に接続されている。

バイポーラトランジスタ１６のコレクタは、抵抗１９を介してコンデンサ２０の一端、抵抗２１の一端、ダイオード２２のカソード及びサイリスタ１８のゲートに共通接続されている。コンデンサ２０の他端、抵抗２１の他端及びダイオード２２のアノードは、それぞれ接地されている。

トランス３の二次巻線３ｂの一端には電極４ａが接続され、トランス３の二次巻線３ｂの他端には電極４ｂが接続されている。電極４ｂ側は、例えば接地されている（不図示）。電極４ａと電極４ｂは、電極４ａ−電極４ｂ間に高電圧（例えは、絶対値が１ｋＶ〜１０ｋＶの電圧）が印加されたとき、コロナ放電等によってそこからイオン（マイナスイオンとプラスイオンの少なくとも一方）が発生するように構成されている。例えば、電極４ａは針状の放電極であり、電極４ｂは電極４ａと対向するように配置された導電性の接地電極である。尚、電極４ａ及び電極４ｂは、一方が放電電極、他方が誘導電極となって、イオンを発生することが可能なように構成されておれば、どのような形状でもよく、必ずしも電極４ａ及び電極４ｂのいずれかを針状の放電極とする必要はない。電極４ａと電極４ｂに挟まれた領域には、空気を介在させても良いし、固体誘電体を介在させても良い。空気よりも高い絶縁抵抗を持ち且つ空気よりも高い誘電率を持つ固体誘電体を介在させることにより、電極間距離を狭くすることができ、また、イオンを発生させるための電極間の印加電圧を低く設定することができる。

（動作の説明）
次に、図２のように構成される高圧駆動回路と高電圧出力部４の動作について、図３を参照しながら説明する。図３は、図２に示される回路の各部の電圧波形を示したものである。図３において、電圧波形５０は、抵抗１１とコンデンサ１２との接続点の電圧（充放電回路２の出力電圧）Ｖａの波形であり、電圧波形５１は、分圧抵抗１３と分圧抵抗１４との接続点の電圧Ｖｂの波形であり、電圧波形５２は、サイリスタ１８のゲートに加わる電圧Ｖｃの波形である。電圧波形５３は、電極４ａと電極４ｂとの間に印加される電圧Ｖｄの波形である。

まず、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていない状態から、電源１より抵抗１１を介してコンデンサ１２に電荷が供給され、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていく（充放電回路２が充電されていく）。これに伴って、電圧Ｖａが徐々に上昇し、電圧Ｖｂの電圧も徐々に上昇する。

ここで、シャントレギュレータ１７は、電圧Ｖｂが予め定められた基準電圧Ｖｒｅｆより低い場合、カソード−アノード間が非導通になるように、且つ電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合にカソード−アノード間が導通するように構成されている。そして、電圧Ｖａと所定の電圧Ｖｏとが等しくなった時、電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、分圧抵抗１３と分圧抵抗１４の各抵抗値は定められている。また、サイリスタ１８は、ゲートに所定の正のゲートトリガ電圧Ｖｔ（例えば、０．７Ｖ）が加わった時に、自身のアノード−カソード間が導通（オン）するように構成されている。また、バイポーラトランジスタ１６がオンのとき、電圧Ｖｃが上記ゲートトリガ電圧Ｖｔ以上となるように、電源１の出力電圧と、抵抗１９及び抵抗２１の各抵抗値は定められている。

従って、電圧Ｖａが電圧Ｖｏより低いタイミングにおいては、バイポーラトランジスタ１６はオフとなるため、サイリスタ１８はオフ（アノード−カソード間が非導通）となり、トランス３の一次巻線３ａには電流が流れない（トランス３の一次側の通電がオフとなる）。

電圧Ｖａは、電源１の出力電圧と抵抗１１の抵抗値とコンデンサ１２の静電容量とで決定される時間をかけて電圧Ｖｏまで上昇してゆく。電圧Ｖａが電圧Ｖｏに達すると、電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆに達するため、シャントレギュレータ１７が抵抗１５を介して電源１から電流を引き込む。これによって、バイポーラトランジスタ１６がオンとなり、抵抗２１に生じる電圧に相当する電圧Ｖｃは、サイリスタ１８のゲートトリガ電圧Ｖｔに達する。

すると、サイリスタ１８はオンとなって（トランス３の一次側の通電がオンとなって）、トランス３の一次巻線３ａにコンデンサ１２の両端間に加わる電圧が印加され、コンデンサ１２に蓄えられた電荷（エネルギー）は、トランス３の一次巻線３ａとサイリスタ１８を介して放電される。この放電によって、コンデンサ１２の両端間に加わる電圧はゼロに戻ると共に、サイリスタ１８に流れる電流が保持電流（例えば、１０ｍＡ）を下回ってサイリスタ１８がオフとなる。

サイリスタ１８がオフとなった後は、再び電源１より抵抗１１を介してコンデンサ１２に電荷が供給され、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていく。このような充放電回路２による充放電（一次巻線３ａの通電のオン／オフ）が、電源１の出力電圧、抵抗１１の抵抗値及びコンデンサ１２の静電容量、分圧抵抗１３及び分圧抵抗１４の各抵抗値、ゲートトリガ電圧Ｖｔ並びに基準電圧Ｖｒｅｆによって定まる周期（時間Ｔの逆数）を持って、繰り返される。

上記の如く、サイリスタ１８がオン／オフを繰り返すことにより、１次側のエネルギーがトランス３の二次巻線３ｂに伝達され、電極４ａ−電極４ｂ間には、サイリスタ１８のオン／オフ切り換えのタイミングに同期する形で、インパルス状の電圧Ｖｄが発生する。

トランス３の一次巻線３ａと二次巻線３ｂの巻線比は、十分に大きく設定してあり、このインパルス状の電圧の正と負の波高値は、イオンの発生が行われる程度に高くなっている。例えば、電圧Ｖｄの正の波高値は、１〜１０ｋＶ（キロボルト）程度であり、電圧Ｖｄの負の波高値は、−１〜−１０ｋＶ（キロボルト）程度である。このようにして、高電圧が所定の周期（時間Ｔの逆数）で電極４ａ−電極４ｂ間に印加される。

図２の構成においては、主としてタイミング発生回路５がサイリスタ１８のオンするタイミングを決定する。そして、そのタイミングに合わせてスイッチ回路６が起動することで、トランス３の二次側に高電圧が発生する。つまり、高電圧を発生するために、タイミング発生回路５とスイッチ回路６が必要であり、部品点数が多くなると共に回路が複雑になる。

＜＜第２実施形態＞＞
そこで、第１実施形態を改良した第２実施形態について、以下説明する。第２実施形態も、本発明に係る電４１圧発生回路を高圧駆動回路に適用した実施形態に相当する。

図４は、第２実施形態に係る高圧駆動回路のブロック構成図である。図４において、図１と同一の部分には、同一の符号を付す。本実施形態に係る高圧駆動回路は、電源１と、充放電回路（充放電部）２と、トランス（昇圧トランス）３と、スイッチ回路（スイッチ部）７と、を有し、トランス３に高電圧出力部（イオン発生部）４を接続して構成される。高電圧出力部４には、イオンを発生するための電極が配置されているため、図４に示す高圧駆動回路と高電圧出力部４は、イオン発生器を構成しているとも言える。

（構成の説明）
図５に、図４の高圧駆動回路と高電圧出力部４の回路構成例を示す。図５において、図２及び図４と同一の部分には、同一の符号を付す。

充放電回路２は、抵抗１１とコンデンサ１２とから成るローパスフィルタを備えている。高電圧出力部（イオン発生部）４は、電極４ａ及び電極４ｂを備えている。スイッチ回路７は、サイリスタ（ＳＣＲ；Silicon Controlled Rectifier）１８と、コンデンサ３０、抵抗（トリガ用抵抗）３１、ダイオード３２及びツェナーダイオード３３を備えている。

電源１は、一定の直流電圧（例えば、１２Ｖ）を出力する直流電源である。電源１において、正電圧出力側は抵抗１１の一端に接続され、負電圧出力側は接地されている。

抵抗１１の他端は、コンデンサ１２を介して接地されていると共に、ツェナーダイオード３３のカソードに接続されている。トランス３の一次巻線３ａの一端は抵抗１１とコンデンサ１２との接続点に接続されており、一次巻線３ａの他端はサイリスタ１８のアノードに接続されている。また、サイリスタ１８のカソードは接地されている。

ツェナーダイオード３３のアノードは、コンデンサ３０の一端、抵抗３１の一端、ダイオード３２のカソード及びサイリスタ１８のゲートに共通接続されている。コンデンサ３０の他端、抵抗３１の他端及びダイオード３２のアノードは、それぞれ接地されている。

トランス３の二次巻線３ｂの一端には電極４ａが接続され、トランス３の二次巻線３ｂの他端には電極４ｂが接続されている。電極４ｂ側は、例えば接地されている（不図示）。電極４ａと電極４ｂは、電極４ａ−電極４ｂ間に高電圧（例えは、絶対値が１ｋＶ〜１０ｋＶの電圧）が印加されたとき、コロナ放電等によってそこからイオン（マイナスイオンとプラスイオンの少なくとも一方）が発生するように構成されている。例えば、電極４ａは針状の放電極であり、電極４ｂは電極４ａと対向するように配置された導電性の接地電極である。

（動作の説明）
次に、図５のように構成される高圧駆動回路と高電圧出力部４の動作について、図６を参照しながら説明する。図６は、図５に示される回路の各部の電圧波形を示したものである。図６において、電圧波形６０は、抵抗１１とコンデンサ１２との接続点の電圧（充放電回路２の出力電圧）Ｖ１の波形であり、電圧波形６２は、サイリスタ１８のゲートに加わる電圧Ｖ３の波形である。電圧波形６３は、電極４ａと電極４ｂとの間に印加される電圧Ｖ４の波形である。

まず、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていない状態から、電源１より抵抗１１を介してコンデンサ１２に電荷が供給され、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていく（充放電回路２が充電されていく）。これに伴って、電圧Ｖ１が徐々に上昇する。

ここで、サイリスタ１８は、ゲートに所定の正のゲートトリガ電圧Ｖｔ（例えば、０．７Ｖ）が加わった時に、自身のアノード−カソード間が導通（オン）するように構成されている。

従って、電圧Ｖ１が電圧Ｖｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ（但し、Ｖｚｄは、ツェナーダイオード３３のツェナー電圧）より低いタイミングにおいては、サイリスタ１８はオフ（アノード−カソード間が非導通）となり、トランス３の一次巻線３ａには電流が流れない（トランス３の一次側の通電がオフとなる）。

電圧Ｖ１は、電源１の出力電圧と抵抗１１の抵抗値とコンデンサ１２の静電容量とで決定される時間をかけて上昇してゆく。コンデンサ１２の両端子間電圧がゼロである状態から時間Ｔａが経過すると、電圧Ｖ１がツェナー電圧Ｖｚｄに到達し、抵抗３１に電流が流れ始めて電圧Ｖ３が上昇し始める。コンデンサ１２の両端子間電圧がゼロである状態から時間Ｔが経過すると、電圧Ｖ１が電圧Ｖｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔに到達し、抵抗３１に生じる電圧に相当する電圧Ｖ３は、サイリスタ１８のゲートトリガ電圧Ｖｔに達する。

すると、サイリスタ１８はオンとなって（トランス３の一次側の通電がオンとなって）、トランス３の一次巻線３ａにコンデンサ１２の両端間に加わる電圧が印加され、コンデンサ１２に蓄えられた電荷（エネルギー）は、トランス３の一次巻線３ａとサイリスタ１８を介して放電される。この放電によって、コンデンサ１２の両端間に加わる電圧はゼロに戻ると共に、サイリスタ１８に流れる電流が保持電流（例えば、１０ｍＡ）を下回ってサイリスタ１８がオフとなる。

サイリスタ１８がオフとなった後は、再び電源１より抵抗１１を介してコンデンサ１２に電荷が供給され、コンデンサ１２に電荷が蓄えられていく。このような充放電回路２による充放電（一次巻線３ａの通電のオン／オフ）が、電源１の出力電圧、抵抗１１の抵抗値及びコンデンサ１２の静電容量、ツェナー電圧Ｖｚｄ、抵抗３１の抵抗値並びにゲートトリガ電圧Ｖｔによって定まる周期（時間Ｔの逆数）を持って、繰り返される。

上記の如く、サイリスタ１８がオン／オフを繰り返すことにより、１次側のエネルギーがトランス３の二次巻線３ｂに伝達され、電極４ａ−電極４ｂ間には、サイリスタ１８のオン／オフ切り換えのタイミングに同期する形で、インパルス状の電圧Ｖｄが発生する。

トランス３の一次巻線３ａと二次巻線３ｂの巻線比は、十分に大きく設定してあり、このインパルス状の電圧の正と負の波高値は、イオンの発生が行われる程度に高くなっている。例えば、電圧Ｖｄの正の波高値は、１〜１０ｋＶ（キロボルト）程度であり、電圧Ｖｄの負の波高値は、−１〜−１０ｋＶ（キロボルト）程度である。このようにして、高電圧が所定の周期（時間Ｔの逆数）で電極４ａ−電極４ｂ間に印加される。

図２の回路構成と図５の回路構成との比較から分かるように、図５に示す高圧駆動回路は、部品点数が少なく極めて簡素な回路構成となっている。つまり、高圧駆動回路の小型化及び低コスト化が実現される。

また、第１実施形態の構成（図２）においては、主としてタイミング発生回路５がサイリスタ１８のオンするタイミングを決定する。そして、そのタイミングに合わせてスイッチ回路６が起動することで、トランス３の二次側に高電圧が発生する。一方、第２実施形態の構成（図５）においては、主としてツェナーダイオード３３と抵抗３１との直列回路がサイリスタ１８のオンするタイミングを決定し、抵抗３１の両端子間電圧がスイッチ回路６を起動させる（サイリスタ１８をオンする）。つまり、第２実施形態の構成は、第１実施形態におけるものより動作が簡素化されており、安定した動作が実現できる。

また、ツェナーダイオード３３のツェナー電圧Ｖｚｄを変更すれば、時間Ｔａ及び時間Ｔが変わる。また、電圧Ｖｏ（＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ）も変わるため、二次側に出力される高電圧の値（波高値）も変わる。つまり、ツェナー電圧Ｖｚｄを変更することで、高電圧が発生する周期（時間Ｔの逆数）と高電圧の値を同時に変更することができる。

電極４ａ及び電極４ｂで発生するイオンの量は、高電圧が発生する周期と高電圧の値に依存するため、ツェナー電圧Ｖｚｄを変更することで容易にイオン発生量を変更することができる。

例えば、ツェナー電圧Ｖｚｄを小さくすれば時間Ｔａが短くなると共に時間Ｔが短くなり、同時に電圧Ｖｏが小さくなることで、二次側に出力される高電圧の値（波高値）も小さくなる。

（図７；可変抵抗追加）
また、図５に示す回路を図７のように変形してもよい。つまり、抵抗１１とコンデンサ１２とトランス３の一次巻線３ａの一端との接続点と、ツェナーダイオード３３のカソードとの間に、可変抵抗ＶＲを挿入するのである。可変抵抗ＶＲは、ツェナーダイオード３３と直列に接続される。図７において、図５と同一の部分には同一の符号を付し、その構成及び動作の説明を省略する。スイッチ回路７ａは、スイッチ回路７に可変抵抗ＶＲを追加した構成となっている。

ツェナーダイオード３３のツェナー電圧Ｖｚｄには、ある程度のばらつきがあるため、トランス３の二次側に発生する高電圧の値とその高電圧の発生する周期が変動する。具体的な一例として、ツェナー電圧Ｖｚｄは中心値から約±２．５〜３．０％でばらつく。ツェナー電圧Ｖｚｄが中心値から２．５％だけ小さいとき、周期は１０％大きくなると共に高電圧の値は２％小さくなる。ツェナー電圧Ｖｚｄが中心値から２．５％だけ大きいとき、周期は１０％小さくなると共に高電圧の値は２％大きくなる。しかし、図７のように可変抵抗ＶＲを設ければ、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調整することで電圧Ｖ１がツェナー電圧Ｖｚｄ以上となっているときのツェナー電流を調整することができ、電圧Ｖｏの値、ひいては二次側に発生する高電圧の値を調整することができると共に、高電圧の発生する周期を調整することができるようになる。つまり、ツェナー電圧Ｖｚｄのばらつきを吸収して、所望の高電圧を二次側で得ることができ、また所望の周期を得ることができる。但し、図７の構成においては、電圧Ｖｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ＋Ｖ_VRとなっている。Ｖ_VRは、抵抗３１の両端子間電圧がゲートトリガ電圧Ｖｔを等しくなっているときに、可変抵抗ＶＲに加わる電圧である。

例えば、可変抵抗ＶＲの抵抗値を大きくすれば、電圧Ｖ１がツェナー電圧Ｖｚｄ以上となっているときのツェナー電流が減少し、サイリスタ１８がオンするまでの時間Ｔが大きくなる。これによって、電圧Ｖｏが大きくなり、二次側に発生する高電圧の値（波高値）も大きくなると共に高電圧が発生する周期も変更される（小さくなる）。

また、ツェナーダイオード３３のアノードと、サイリスタ１８のゲートと抵抗３１との接続点との間に可変抵抗ＶＲを直列に挿入するようにしても構わない。

（図８；サーミスタ追加）
また、図５に示す回路を図８のように変形してもよい。つまり、抵抗１１とコンデンサ１２とトランス３の一次巻線３ａの一端との接続点と、ツェナーダイオード３３のカソードとの間に、サーミスタＴＨを挿入するのである。サーミスタＴＨは、ツェナーダイオード３３と直列に接続される。図８において、図５と同一の部分には同一の符号を付し、その構成及び動作の説明を省略する。スイッチ回路７ｂは、スイッチ回路７にサーミスタＴＨを追加した構成となっている。

第１の温度（例えば、３０℃）よりも高い第２の温度（例えば、５０℃）における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサ、例えば、温度が上昇に伴って静電容量が低下する特性を有するコンデンサ（例えば、セラミックコンデンサ）を、充放電回路２のコンデンサ１２として用いると、比較的高温時にコンデンサＣ１２に蓄えられる電荷が減少する。つまり、コンデンサ１２の両端子間電圧に相当する電圧Ｖ１が電圧Ｖｏであるときにおいてコンデンサ１２に蓄えられる電荷が、高温になるにつれて低減する。この結果、比較的高温時においては、サイリスタ１８がオンしたときにトランス３の一次巻線３ａに流れる電流量も低減し、二次側に発生する高電圧の値も減少してしまう。

このような場合は、サーミスタＴＨとして、正の温度特性を有するサーミスタ（ＰＴＣ ；positive temperature coefficient）を採用すればよい。正の温度特性を有するサーミスタは、温度の上昇につれて自身の抵抗値が上昇するため、高温時にツェナー電流を抑制する方向に働く。この結果、比較的高温時に、サイリスタ１８のゲートにゲートトリガ電圧Ｖｔが加わる電圧Ｖ１の値、即ち電圧Ｖｏが大きくなり、二次側に発生する高電圧の値の減少が抑制される。但し、図８の構成においては、電圧Ｖｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ＋Ｖ_THとなっている。Ｖ_THは、抵抗３１の両端子間電圧がゲートトリガ電圧Ｖｔを等しくなっているときに、サーミスタＴＨに加わる電圧である。

第１の温度（例えば、３０℃）よりも低い第３の温度（例えば、１０℃）における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサ、例えば、温度が低下に伴って静電容量が低下する特性を有するコンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）を、充放電回路２のコンデンサ１２として用いると、比較的低温時にコンデンサＣ１２に蓄えられる電荷が減少する。つまり、コンデンサ１２の両端子間電圧に相当する電圧Ｖ１が電圧Ｖｏであるときにおいてコンデンサ１２に蓄えられる電荷が、低温になるにつれて低減する。この結果、比較的低温時においては、サイリスタ１８がオンしたときにトランス３の一次巻線３ａに流れる電流量も低減し、二次側に発生する高電圧の値も減少してしまう。

このような場合は、サーミスタＴＨとして、負の温度特性を有するサーミスタ（ＮＴＣ；negative temperature coefficient）を採用すればよい。負の温度特性を有するサーミスタは、温度の低下につれて自身の抵抗値が上昇するため、低温時にツェナー電流を抑制する方向に働く。この結果、比較的低温時に、サイリスタ１８のゲートにゲートトリガ電圧Ｖｔが加わる電圧Ｖ１の値、即ち電圧Ｖｏが大きくなり、二次側に発生する高電圧の値の減少が抑制される。

また、ツェナーダイオード３３のアノードと、サイリスタ１８のゲートと抵抗３１との接続点との間にサーミスタＴＨを直列に挿入するようにしても構わない。

上記のようにサーミスタＴＨを挿入することで、比較的高温時や比較的低温時に生じうる二次側に発生する高電圧の値の減少を抑制することができる。

尚、図７の構成と図８の構成は、自由に組合せ可能である。例えば、可変抵抗ＶＲとサーミスタＴＨの双方を、抵抗１１とコンデンサ１２とトランス３の一次巻線３ａの一端との接続点と、ツェナーダイオード３３のカソードとの間や、ツェナーダイオード３３のアノードと、サイリスタ１８のゲートと抵抗３１との接続点との間に挿入するようにしても構わない。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、第２実施形態を変形した第３実施形態について説明する。

図９は、第３実施形態に係る高圧駆動回路のブロック構成図である。図９において、図１及び図４と同一の部分には、同一の符号を付す。本実施形態に係る高圧駆動回路は、電源１と、充放電回路（充放電部）２と、トランス（昇圧トランス）３と、スイッチ回路（スイッチ部）７ｃと、タイミング可変回路８と、を有し、トランス３に高電圧出力部（イオン発生部）４を接続して構成される。高電圧出力部４には、イオンを発生するための電極が配置されているため、図９に示す高圧駆動回路と高電圧出力部４は、イオン発生器を構成しているとも言える。

図１０に、図９の高圧駆動回路と高電圧出力部４の回路構成例を示す。図１０において、図５と同一の部分には同一の符号を付す。図１０の高圧駆動回路は、図５の高圧駆動回路におけるスイッチ回路７がスイッチ回路７ｃに置換されている点と、タイミング可変回路８が新たに設けられている点とを除けば、図５の高圧駆動回路と一致しており、一致する部分の重複する説明を省略する。

スイッチ回路７ｃは、スイッチ回路７に抵抗（タイミング変更用抵抗）４１を追加した構成となっている。スイッチ回路７ｃの回路構成は、抵抗１１とコンデンサ１２とトランス３の一次巻線３ａの一端との接続点と、ツェナーダイオード３３のカソードとの間に、抵抗４１を挿入している点以外、図５のスイッチ回路７の回路構成と一致している。

タイミング可変回路８は、抵抗４２、４４、４５、４６及び４７、コンデンサ４３、並びにＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるトランジスタＴＲ１及びＴＲ２を有して構成される。

電源１と抵抗１１との接続点（即ち、電源１の正電圧出力側）は、抵抗４４を介してトランジスタＴＲ１のコレクタに接続されていると共に、抵抗４２を介してトランジスタＴＲ１のベースに接続されている。また、トランジスタＴＲ１のベースは、コンデンサ４３を介して接地されており、トランジスタＴＲ１のエミッタは、そのまま配線を介して接地されている。

トランジスタＴＲ１のコレクタは、抵抗４５を介してトランジスタＴＲ２のベースに接続されており、トランジスタＴＲ２のベースは、抵抗４６を介してトランジスタＴＲ２のエミッタに接続されている。トランジスタＴＲ２のエミッタは接地されている。トランジスタＴＲ２のコレクタは、抵抗４７を介してツェナーダイオード３３のカソードと抵抗４１との接続点に接続されている。

今、抵抗４１に発生する電圧をＶｒで表す。勿論、電圧Ｖｒは、抵抗４１に流れる電流量に応じて変化する。そして、他の実施形態と同じように、サイリスタ１８のゲートトリガ電圧をＶｔ、ツェナーダイオード３３のツェナー電圧をＶｚｄ、とすると、電圧Ｖ１がＶｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ＋Ｖｒより低いタイミングにおいては、サイリスタ１８はオフとなる。電圧Ｖ１がＶｏ＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ＋Ｖｒに到達すると、サイリスタ１８はオンとなって、コンデンサ１２に蓄えられた電荷（エネルギー）は、トランス３の一次巻線３ａとサイリスタ１８を介して放電される。

サイリスタ１８をオンにする電圧Ｖｏの成分のうち、（Ｖｚｄ＋Ｖｔ）は略一定となっているが、電圧Ｖｒは、タイミング発生回路８の制御によって変化する。このタイミング発生回路８の動作を説明する。

電源１が起動し、電源１の出力電圧（電源１からの上記直流電圧）が規定電圧値にまで立ち上がると、抵抗１１と抵抗４４との接続点の電圧値は、０Ｖから該規定電圧値に上昇する。この電源１の出力電圧の立ち上がり時点を、以下、タイミングＴ０と呼ぶ。

タイミングＴ０では、トランジスタＴＲ１はオフとなっており、電源１からの電流が抵抗４４、４５及び４６を介して流れることにより、トランジスタＴＲ２がオンする。タイミングＴ０にて上記規定電圧値が加わると、抵抗４２の抵抗値とコンデンサ４３の静電容量とによって定まる時定数に従って、トランジスタＴＲ１のベース電圧は徐々に上昇していく。そして、該ベース電圧が約０．７Ｖに達すると、トランジスタＴＲ１がオンとなって、トランジスタＴＲ２のベース電圧が低下し、トランジスタＴＲ２はオフとなる。トランジスタＴＲ２がオフとなるタイミングを、タイミングＴ１と呼ぶ。

図１１に、タイミングＴ０−Ｔ１間（タイミングＴ０とＴ１との間）の期間を含む、電圧Ｖ１及びＶ４の電圧波形を示す。タイミングＴ０以降は、第１及び第２実施形態で説明したのと同様にサイリスタ１８のオン／オフが繰り返されるが、同一の電圧Ｖ１に対する電圧Ｖｒは、タイミングＴ１以前の方がタイミングＴ１以降よりも大きくなる。タイミングＴ１以前においては、抵抗４１に流れる電流の一部または全部が、トランジスタＴＲ２を介してグランドライン（接地）に流れるからである。

このため、サイリスタ１８をオンするためにコンデンサ１２に蓄えるべき電荷量は、タイミングＴ１以前の方がタイミングＴ１以降よりも大きくなる。換言すると、サイリスタ１８をオンするために必要な電圧Ｖ１（＝Ｖｚｄ＋Ｖｔ＋Ｖｒ）は、トランジスタＴＲ２にバイパスされる電流量分だけ、タイミングＴ１以前の方がタイミングＴ１以降よりも大きい。

この結果、図１１に示す如く、タイミングＴ１以前では、タイミングＴ１以降よりも、トランス３の二次側に発生する高電圧の電圧値（波高値）が大きくなると共に高電圧の発生周期が長くなる。タイミング発生回路８は、サイリスタ１８がオンとなるタイミング（周期）を変化させる手段として機能する。

イオン発生器を（特に空気の汚れた環境下において）長時間使用すると、放電面に汚染物質が付着し、放電が弱まってイオン生成量が低下するが、タイミングＴ０−Ｔ１間における比較的大きな高電圧が上記汚染物質を放電面から飛ばす。このため、本実施形態によれば、長期的に安定したイオン発生器を構成することが可能である。また、最初に放電を行うときの（放電１回目の）放電開始電圧（放電を開始するために必要な最低電圧）は、それ以降における放電開始電圧よりも通常高いことが知られているが、上記の如く、通電初期に放電面に与える電圧を一時的に高くすることで、通電初期における放電のスムーズ化が図られる。また、放電開始電圧は、放電面に対する汚染物質の付着によっても増加するが、通電初期における比較的大きな高電圧が該汚染物質を飛ばすように作用するため、これによっても放電のスムーズ化が図られる。

また、例えばイオン発生器の電源がオフとなって電源１がオフとなると、電源１の出力電圧は０Ｖとなる。そして、次回に、そのイオン発生器の電源をオンとすると、電源１がオンとなって電源１の出力電圧は０Ｖから上記規定電圧値まで上昇し、上述のタイミングＴ０以降の動作が繰り返される。つまり、イオン発生器の電源のオンごとに（電源１の出力電圧の立ち上がりことに）、上記のタイミングＴ０−Ｔ１間の動作が自動的に行われる。

尚、図１１にも表されているが、タイミングＴ０−Ｔ１間の期間の長さは、サイリスタ１８のオン／オフの周期の逆数（サイリスタ１８がオンとなってから次にオンとなるまでの期間の長さ）よりも長く、例えば、それの数倍〜数１０００倍とされる。また、図１１では、タイミングＴ１とサイリスタ１８のオンのタイミングが一致しているが、それらの一致または不一致は任意である。

抵抗４２とコンデンサ４３は、電源１の出力電圧（電源電圧とも呼べる）を入力信号とするローパスフィルタを構成しており、該ローパスフィルタの出力信号値によって、トランジスタＴＲ２を含んで構成されるバイパス回路に流れる電流量が自動的に制御される。つまり、図１０のタイミング可変回路８は、電源１の出力電圧の立ち上がり時における、電源１からの電圧の電圧値変化（即ち、０Ｖから規定電圧値までの変化）を利用して、上記バイパス回路に流れる電流量を自動的に制御する回路である。

図１０に示したタイミング可変回路８の回路構成は一例であり、「所定期間、サイリスタ１８がオンとなるタイミング（周期）を変化させてトランス３の二次側の高電圧を変化させる」という機能を損なわない限り、様々な変形が可能である。

例えば、図示されないマイクロコンピュータ等からの信号を用いてトランジスタＴＲ２のオン／オフを制御することにより、タイミングＴ１以降の任意のタイミングＴ２において、トランジスタＴＲ２をオンするようにしてもよい。そして、タイミングＴ２以降の任意のタイミングＴ３において、再度トランジスタＴＲ２をオフにする。

具体的には、図１２のように高圧駆動回路を構成する。図１２において、他の図と同一の部分には同一の符号を付してある。図１２の回路では、抵抗４２及び４４、コンデンサ４３並びにトランジスタＴＲ１が省略されている代わりに、マイクロコンピュータ等からの外部信号を受ける端子５０が設けられている。端子５０は、抵抗４５を介してトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。このように構成することにより、任意のタイミングで、任意の長さだけ、トランジスタＴＲ２をオンとして、サイリスタ１８のオンとするタイミング（周期）を変化させることが可能となる。

また、図１０及び図１２において、可変抵抗またはサーミスタを抵抗４１として採用しても良い。また、図１０及び図１２において、抵抗４１とツェナーダイオード３３との間に直列に可変抵抗またはサーミスタを別途挿入するようにしてもよい。

第１〜第３実施形態に係る高圧駆動回路をイオン発生器に適用したものを例示しているが、本発明に係る高圧駆動回路は、空気清浄機、静電プリンタ、複写機、オゾナ（オゾン）発生装置、除電装置（静電気除去装置）等、様々な機器に適用可能である。また、第１〜第３実施形態に係る高圧駆動回路を備えたイオン発生器は、小型化及び低コスト化が図られているため、空気調和機、除湿器、加湿器、空気清浄機、冷蔵庫、ファンヒータ、電子レンジ、洗濯乾燥機、掃除機、殺菌装置などの様々な電気機器に好適である。

本発明の第１実施形態に係る高圧駆動回路及びイオン発生器のブロック構成図である。 図１の高圧駆動回路及びイオン発生器の回路構成を示す図である。 図２の回路の各部の電圧波形を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る高圧駆動回路及びイオン発生器のブロック構成図である。 図４の高圧駆動回路及びイオン発生器の回路構成を示す図である。 図５の回路の各部の電圧波形を示す図である。 図５に示す回路の変形例を示す図である。 図５に示す回路の他の変形例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る高圧駆動回路及びイオン発生器のブロック構成図である。 図９の高圧駆動回路及びイオン発生器の回路構成を示す図である。 図１０の回路の各部の電圧波形を示す図である。 図１０に示す回路の変形例を示す図である。

符号の説明

１ 電源
２ 充放電回路
３ トランス
３ａ 一次巻線
３ｂ 二次巻線
４ 高電圧出力部
４ａ、４ｂ 電極
５ タイミング発生回路
６、７、７ａ、７ｂ、７ｃ スイッチ回路
８ タイミング可変回路
１１ 抵抗
３１ 抵抗（トリガ用抵抗）
１２ コンデンサ
１８ サイリスタ
３３ ツェナーダイオード
ＶＲ 可変抵抗
ＴＨ サーミスタ
４１ 抵抗（タイミング変更用抵抗）
ＴＲ１、ＴＲ２ トランジスタ

Claims (13)

1. トランスと、
   トランス一次側の通電のオン／オフをスイッチングするスイッチ回路と、
   電源とトランス一次側との間に介在し、トランスに供給する電荷を蓄える充放電回路と、
   を備え、前記スイッチ回路は、
   前記充放電回路の蓄積電荷量に対応した電圧を受けるツェナーダイオードと、
   電源とトランス一次側との間に介在し、前記ツェナーダイオードに流れる電流が規定値以上のときに、オンとなるサイリスタと、を備えている
   ことを特徴とする電圧発生回路。
2. 前記スイッチ回路は、前記ツェナーダイオードとトリガ用抵抗とを直列接続して構成される直列回路を有し、
   前記ツェナーダイオードに流れる電流によって前記トリガ用抵抗に発生した電圧が前記サイリスタのゲートに供給される
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
3. 前記スイッチ回路は、更に前記ツェナーダイオードと直列接続された可変抵抗を有して構成される
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧発生回路。
4. 前記スイッチ回路は、更に前記ツェナーダイオードと直列接続されたサーミスタを有して構成される
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧発生回路。
5. 前記充放電回路は、第１の温度よりも高い第２の温度における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサを備え、該コンデンサに前記電荷を蓄えるように構成されており、
   前記サーミスタは、正の温度特性のサーミスタである
   ことを特徴とする請求項４に記載の電圧発生回路。
6. 前記充放電回路は、第１の温度よりも低い第３の温度における静電容量が、第１の温度における静電容量よりも小さくなる特性を有するコンデンサを備え、該コンデンサに前記電荷を蓄えるように構成されており、
   前記サーミスタは、負の温度特性のサーミスタである
   ことを特徴とする請求項４に記載の電圧発生回路。
7. 前記ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための前記充放電回路の蓄積電荷量が可変となるように、前記サイリスタがオンとなるタイミングを可変にするタイミング可変回路を更に備えている
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
8. 前記スイッチ回路は、前記ツェナーダイオードとトリガ用抵抗とタイミング変更用抵抗とを直列接続して構成される直列回路を有し、
   前記ツェナーダイオードに流れる電流によって前記トリガ用抵抗に発生した電圧が前記サイリスタのゲートに供給され、
   前記直列回路と前記トランス一次側には、前記充放電回路の蓄積電荷量に対応した電圧が印加され、
   前記タイミング可変回路は、前記タイミング変更用抵抗に接続されたバイパス回路を備え、前記タイミング変更用抵抗と前記バイパス回路を介して流れるバイパス電流の電流量を制御することにより、前記サイリスタがオンとなるタイミングを変化させる
   ことを特徴とする請求項７に記載の電圧発生回路。
9. 前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧の供給を受けて動作し、該電源電圧の立ち上がり時の電源電圧値の変化を利用して、自動的に前記バイパス電流の電流量を制御する
   ことを特徴とする請求項８に記載の電圧発生回路。
10. 前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧を受けるローパスフィルタを備え、該電源電圧の立ち上がり時の前記ローパスフィルタの出力信号値に応じて前記バイパス回路を制御することにより、自動的に前記バイパス電流の電流量を制御する
    ことを特徴とする請求項８に記載の電圧発生回路。
11. 前記タイミング可変回路は、前記電源からの電源電圧の立ち上がりごとに、
    所定期間における、前記ツェナーダイオードに流れる電流を規定値以上とするための前記充放電回路の蓄積電荷量を、他の期間のそれと異ならせる
    ことを特徴とする請求項７〜請求項１０の何れかに記載の電圧発生回路。
12. 前記タイミング可変回路は、外部からの信号に基づいて前記サイリスタがオンとなるタイミングを変化させる
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の電圧発生回路。
13. 請求項１〜請求項１２の何れかに記載の電圧発生回路を備え、
    前記電圧発生回路の前記トランスの二次側に発生する電圧を利用してイオンを発生させる
    ことを特徴とするイオン発生器。

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