JP2006204083A - モータドライバ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、簡易かつ安価な構成で、モータの正転／逆転に依ることなく、常に適切な進角制御を行うことが可能なモータドライバ装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るモータドライバＩＣ１０は、外部分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳに応じてホール信号に所定の位相シフトを与える位相シフト回路１０５と；位相シフト回路１０５の出力信号に応じた三相入力信号を受けて、各相駆動信号を生成する出力駆動回路１０９と；モータ２０の逆転時、位相シフト回路１０５への入力信号となる各相のホール信号のうち、Ｖ相とＷ相を互いに入れ換えて出力する第１クロススイッチ１０４と；同じくモータ２０の逆転時、出力駆動回路１０９への三相入力信号のうち、Ｕ相とＷ相を互いに入れ換えて出力する第２クロススイッチ１０８と；を有して成る構成とされている。
【選択図】図１

Description

本発明は、レーザビームプリンタの紙送り用三相全波モータやファン用三相全波モータなど、大トルクが要求される三相モータの駆動制御を行うモータドライバ装置（プリドライバを含む）に関するものであり、特に各相信号の位相シフト制御に関するものである。

大トルクが要求されるモータの駆動制御を行うモータドライバ装置においては、モータコイルに与える出力信号の位相をホールセンサで検出されるホール信号の位相に対して意図的に進めることで、モータの出力トルクを増大させる制御（いわゆる進角制御）が一般に行われている。

より具体的に述べると、三相モータを制御対象とするモータドライバ装置は、モータコイルに生じる逆起電圧信号と同一位相で三相出力信号を供給することが基本であるが、上記した進角制御を実現すべく、通常、モータのホールセンサは、モータコイルに対して所定位相（一般には＋３０°）だけ進んだ位置に置かれていた。すなわち、モータドライバ装置には、モータコイルに生じる逆起電圧信号に対して、モータ正転時は３０°だけ進んだホール信号が入力され、モータドライバ装置は、当該ホール信号に基づいてモータコイルに与える出力信号を生成する構成とされていた。

ただし、モータの出力トルクが最大となる位相差（或いは、ユーザが要求するモータ特性を得るための位相差）は、モータ毎に千差万別である。そのため、従来のモータドライバ装置は、モータコイルに生じる逆起電圧信号とホールセンサで検出されるホール信号との間で所望の位相差が得られるように、ホールセンサの位置を適宜調整する構成とされていた（例えば、特許文献１を参照）。
特開２０００−１３４９７８号公報（特に、段落［００２０］など）

確かに、従来のモータドライバ装置でも、ホールセンサの配設位置を適宜調整しさえすれば、モータの正転時における出力トルクを最大とすることが可能である。

しかしながら、従来のモータドライバ装置では、モータを逆転駆動させて用いる場合、位相差がモータ正転時の逆方向になってしまい、却って出力トルクが小さくなってしまうという課題があった。

なお、特許文献１では、マイクロコンピュータを用いて進角制御を行う技術が開示・提案されているが、当該従来技術は、あくまで、モータ駆動中における進角制御の最適化を図るための技術に過ぎず、上記課題を解決し得るものではなかった。また、当該従来技術は、マイクロコンピュータを必要とする構成であるため、仮に当該構成を応用して上記課題の解決を図った場合には、不要なコストアップを招来するおそれもあった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、簡易かつ安価な構成で、制御対象であるモータの正転時／逆転時に依ることなく、常に適切な進角制御を行うことが可能なモータドライバ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係るモータドライバ装置は、三相モータから入力される各相のホール信号に基づいて、その駆動制御を行うモータドライバ装置において、前記ホール信号を各相毎、所定の制御信号に応じて各々の振幅が定められる第１、第２電流信号に変換分離し、異なる相同士の第１、第２電流信号を足し合わせて３系統の合成電流信号を生成する位相シフト回路と；前記合成電流信号に応じた三相入力信号を受けて、前記三相モータ各相毎の駆動信号を生成する出力駆動回路と；前記位相シフト回路よりも前段に設けられ、前記三相モータの逆転時、前記位相シフト回路への入力信号となる各相のホール信号のうち、いずれか二相を互いに入れ換えて出力する第１クロススイッチと；前記出力駆動回路よりも前段に設けられ、前記三相モータの逆転時、前記出力駆動回路への前記三相入力信号のうち、第１クロススイッチで入れ換え対象とされた二相との関係で定まる別対の二相を互いに入れ換えて出力する第２クロススイッチと；を有して成る構成（第１の構成）とされている。

具体的に述べると、上記第１の構成から成るモータドライバ装置において、前記位相シフト回路は、Ｖ相の第１電流信号とＷ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＵ相正弦波信号として出力し、Ｗ相の第１電流信号とＵ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＶ相正弦波信号として出力し、Ｕ相の第１電流信号とＶ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＷ相正弦波信号として出力するものであり、第１クロススイッチは、前記三相モータの逆転時、前記位相シフト回路への入力信号となる各相のホール信号のうち、Ｖ相とＷ相を互いに入れ換えて出力するものであり、第２クロススイッチは、前記三相モータの逆転時、前記出力駆動回路への前記三相入力信号のうち、Ｕ相とＷ相を互いに入れ換えて出力するものである構成（第２の構成）とされている。

このように、ホールセンサの位置調整ではなく、前記制御信号に応じた装置内部での信号処理を行うことで位相シフト量を制御する構成とすることにより、簡易かつ安価な構成で、制御対象であるモータの正転時／逆転時に依ることなく、常に適切な進角制御を行うことが可能となる。

なお、上記第１または第２の構成から成るモータドライバ装置において、前記位相シフト回路は、生成した合成電流信号の振幅を所望値に合わせ込む手段を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、本発明の位相シフト処理に起因してモータのスピード制御に異常が生じることを未然に回避することが可能となる。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るモータドライバ装置は、前記制御信号を生成する手段として、所定の基準電圧を生成する基準電圧源と；前記基準電圧を分圧して前記制御信号を生成する外付けの抵抗分割回路と、を有して成る構成（第４の構成）にするとよい。このように、位相シフト回路の位相シフト量を調整するための制御信号として外付け抵抗による抵抗分割で得られた分圧電圧信号を用いる構成であれば、外付け抵抗の付け替え作業を行うだけで、容易に位相シフト回路の位相シフト量を調整することが可能となる。

或いは、上記第１〜第３いずれかの構成から成るモータドライバ装置は、前記制御信号を生成する手段として、外付け抵抗と、前記外付け抵抗に電流を供給する電流源の出力段として機能するトランジスタと、を有して成り、前記外付け抵抗の一端電圧を前記制御信号として引き出す構成（第５の構成）としてもよい。このような構成とすることにより、上記と同様、外付け抵抗の付け替え作業を行うだけで容易に位相シフト回路の位相シフト量を調整することが可能となる上、外付けの抵抗分割回路を用いた上記構成に比べて、外付け抵抗の選択幅を拡大し、さらには、外付け抵抗の製造ばらつきによる影響を低減することが可能となる。

上記したように、本発明に係るモータドライバ装置であれば、簡易かつ安価な構成で、制御対象であるモータの正転時／逆転時に依ることなく、常に適切な進角制御を行うことが可能となる。

図１は、本発明に係るモータドライバＩＣ［Integrated Circuit］の一実施形態を示すブロック図（一部に回路図を含む）である。本図に示すように、本実施形態のモータドライバＩＣ１０は、三相全波モータ２０の駆動制御を行う半導体集積回路装置であり、ホールアンプ１０１〜１０３と、第１クロススイッチ１０４と、位相シフト回路１０５と、三角波生成回路１０６と、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］コンパレータ１０７と、第２クロススイッチ１０８と、出力駆動回路１０９と、バンドギャップ電源回路１１０と、アンプ１１１と、を有して成る。

モータ２０を構成する各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータコイルには、各々ホールセンサが付加されている。なお、本実施形態にて制御対象とされているモータ２０は、最も一般的なブラシレスモータであり、各相のホールセンサは、モータの正転方向につき、モータコイルに対して所定位相（本実施形態では３０°）だけ進んだ位置に設けられている。各相ホールセンサで得られたホール信号は、ホールアンプ１０１〜１０３に各々差動入力されている。すなわち、本実施形態において、モータドライバＩＣ１０には、モータコイルに生じる逆起電圧信号に対して、モータ正転時は３０°進んだホール信号が入力され、モータ逆転時は３０°遅れたホール信号が入力されることになる。

ホールアンプ１０１は、入力されたＵ相ホール信号の振幅を増幅し、Ｕ相差動ホール信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｕｍを出力する。同様に、ホールアンプ１０２、１０３は、入力されたＶ相、Ｗ相ホール信号の振幅を増幅し、Ｖ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍ、及び、Ｗ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍを各々出力する。

第１クロススイッチ１０４は、モータ２０の正転／逆転を選択するＦＲ選択信号に応じて、ホールアンプ１０２、１０３から入力されるＶ相、Ｗ相の各差動ホール信号につき、相互間の出力入れ換え制御を行う。より具体的に述べると、モータ２０の正転時、第１クロススイッチ１０４は、Ｖ相、Ｗ相の各差動ホール信号を入れ換えることなく、位相シフト回路１０５のＶ相差動入力信号Ｖｐ、ＶｍとしてＶ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍを出力し、Ｗ相差動入力信号Ｗｐ、ＷｍとしてＷ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍを出力する。一方、モータ２０の逆転時、第１クロススイッチ１０４は、Ｖ相、Ｗ相の各差動ホール信号を相互に入れ換え、位相シフト回路１０５のＶ相差動入力信号Ｖｐ、ＶｍとしてＷ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍを出力し、Ｗ相差動入力信号Ｗｐ、ＷｍとしてＶ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍを出力する。なお、位相シフト回路１０５のＵ相差動入力信号Ｕｐ、Ｕｍとしては、モータ２０の正転／逆転に依ることなく、Ｕ相差動ホール信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｕｍが直接入力される。

位相シフト回路１０５は、各相の差動入力信号を受け、各々の位相を所定位相だけシフトさせた正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成する。なお、位相シフト回路１０５の回路構成並びに動作については、後ほど詳述する。

三角波生成回路１０６は、不図示のクロック信号に基づいて、ＰＷＭ信号の生成に必要な三角波信号（三角波形或いはスロープ波形）を生成する。

ＰＷＭコンパレータ１０７は、位相シフト回路１０５から入力される各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷと、三角波生成回路１０６から入力される三角波信号と、を比較して、各相のＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕ、ＰＷＭ＿Ｖ、ＰＷＭ＿Ｗを生成する。

第２クロススイッチ１０８は、前記ＦＲ選択信号に応じて、ＰＷＭコンパレータ１０７から入力されるＵ相、Ｗ相の各ＰＷＭ信号につき、相互間の出力入れ換え制御を行う。具体的に述べると、モータ２０の正転時、第２クロススイッチ１０８は、Ｕ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を入れ換えることなく、出力駆動回路１０９のＵ相入力信号Ｄ＿ＵとしてＵ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕを出力し、Ｗ相入力信号Ｄ＿ＷとしてＷ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｗを出力する。一方、モータ２０の逆転時、第２クロススイッチ１０８は、Ｕ相、Ｗ相の各ＰＷＭ信号を相互に入れ換え、出力駆動回路１０９のＵ相入力信号Ｄ＿ＵとしてＷ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｗを出力し、Ｗ相入力信号Ｄ＿ＷとしてＵ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕを出力する。なお、出力駆動回路１０９のＶ相入力信号Ｄ＿Ｖとしては、モータ２０の正転／逆転に依ることなく、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｖが直接入力される。

出力駆動回路１０９は、ＰＷＭコンパレータ１０７から出力される各相のＰＷＭ信号を受け、モータコイルの駆動信号Ｕ、Ｖ、Ｗを生成する。

バンドギャップ電源回路１１０は、周囲温度に依存しない基準電圧源であり、その出力端は、アンプ１１１の非反転入力端（＋）に接続されている。アンプ１１１の出力端は、外付け抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介して接地される一方、内部抵抗Ｒ４、Ｒ５を介しても接地されている。なお、抵抗Ｒ４、Ｒ５の接続ノードは、アンプ１１１の反転入力端（−）に接続されている。すなわち、アンプ１１１（非反転アンプ）の出力端で適切な電圧が発生するようにすれば、後述する第１、第２分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳのバイアス電圧を動作範囲の適切な値に設定することができる。

一方、抵抗Ｒ２、Ｒ３の接続ノードは、位相シフト回路１０５の第１位相シフト量制御端に接続されており、該制御端には、バンドギャップ電圧の第１分圧電圧ＲＩＳが印加されている。また、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは、位相シフト回路１０５の第２位相シフト量制御端に接続されており、該制御端には、バンドギャップ電圧の第２分圧電圧ＲＯＳが印加されている。このように、位相シフト回路１０５の位相シフト量を調整するための制御信号として、外付け抵抗Ｒ１〜Ｒ３による抵抗分割で得られた第１、第２分圧電圧信号ＲＩＳ、ＲＯＳを用いる構成であれば、外付け抵抗Ｒ１〜Ｒ３の付け替え作業を行うだけで、容易に位相シフト回路１０５の位相シフト量を調整することが可能となる。

なお、本実施形態では、第１、第２分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳの電圧関係がＲＩＳ＜ＲＯＳである場合を例に挙げたが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、位相シフト回路１０５で得ようとする所望の位相シフト量に応じて、両者の電圧関係をＲＩＳ＞ＲＯＳとしてもよいし、位相シフトが不要であれば、ＲＩＳ＝ＲＯＳとしてもよい。

図２は、位相シフト回路１０５の一構成例を示す回路図である。本図に示す通り、位相シフト回路１０５は、その構成要素として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＮ１〜Ｎ１８と、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＰ１〜Ｐ２４と、定電流源Ｉ１〜Ｉ３と、を含んで成り、回路ブロックとしては、上記の構成要素から成るＮＰＮ型差動アンプ部Ａ１、Ｂ１、Ｃ１と、カレントミラー部（非反転側）Ａ２、Ｂ２、Ｃ２と、カレントミラー部（反転側）Ａ３、Ｂ３、Ｃ３と、ＰＮＰ型差動アンプ部（非反転側）Ａ４、Ｂ４、Ｃ４と、ＰＮＰ型差動アンプ部（反転側）Ａ５、Ｂ５、Ｃ５と、信号合成部Ｄ１と、を有して成る。

差動アンプ部Ａ１は、トランジスタＮ１、Ｎ２と定電流源Ｉ１で構成されている。トランジスタＮ１、Ｎ２のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、定電流源Ｉ１を介して接地されている。トランジスタＮ１のベースは、差動アンプ部Ａ１の一入力端（差動入力信号Ｕｐの印加端）に相当し、トランジスタＮ２のベースは、差動アンプ部Ａ１の他入力端（差動入力信号Ｕｍの印加端）に相当する。

同様に、差動アンプ部Ｂ１、Ｃ１は、トランジスタＮ３、Ｎ４と定電流源Ｉ２、及び、トランジスタＮ５、Ｎ６と定電流源Ｉ３で各々構成されている。なお、上記構成と異なる点として、トランジスタＮ３のベースには、差動入力信号Ｖｐが印加され、トランジスタＮ４のベースには、差動入力信号Ｖｍが印加される。また、トランジスタＮ５のベースには、差動入力信号Ｗｐが印加され、トランジスタＮ６のベースには、差動入力信号Ｗｍが印加される。

カレントミラー部Ａ２は、トランジスタＰ１、Ｐ２で構成されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、電源端に接続されている。トランジスタＰ２のコレクタは、トランジスタＮ１のコレクタに接続されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のベースは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ２のコレクタに接続されている。カレントミラー部Ａ３は、トランジスタＰ３、Ｐ４で構成されている。トランジスタＰ３、Ｐ４のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、電源端に接続されている。トランジスタＰ３のコレクタは、トランジスタＮ２のコレクタに接続されている。トランジスタＰ３、Ｐ４のベースは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ３のコレクタに接続されている。

同様に、カレントミラー部Ｂ２、Ｂ３は、トランジスタＰ５、Ｐ６、及び、トランジスタＰ７、Ｐ８で構成されており、カレントミラー部Ｃ２、Ｃ３は、トランジスタＰ９、Ｐ１０、及び、トランジスタＰ１１、Ｐ１２で構成されている。なお、上記構成と異なる点として、トランジスタＰ６、Ｐ７のコレクタは、トランジスタＮ３、Ｎ４のコレクタに接続されており、トランジスタＰ１０、Ｐ１１のコレクタは、トランジスタＮ５、Ｎ６のコレクタに接続されている。

上記したトランジスタＰ１〜Ｐ１２のエミッタには、回路の特性調整を図るべく、各々抵抗素子を付加しても構わない。

差動アンプ部Ａ４は、トランジスタＰ１３、Ｐ１４で構成されている。トランジスタＰ１３、Ｐ１４のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ１のコレクタに接続されている。トランジスタＰ１３のベースは、差動アンプ部Ａ４の一入力端（第１分圧信号ＲＩＳの印加端）に相当し、トランジスタＰ１４のベースは、差動アンプ部Ａ４の他入力端（第２分圧信号ＲＯＳの印加端）に相当する。差動アンプ部Ａ５は、トランジスタＰ１５、Ｐ１６で構成されている。トランジスタＰ１５、Ｐ１６のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ４のコレクタに接続されている。トランジスタＰ１５のベースは、差動アンプ部Ａ５の一入力端（第１分圧信号ＲＩＳの印加端）に相当し、トランジスタＰ１６のベースは、差動アンプ部Ａ５の他入力端（第２分圧信号ＲＯＳの印加端）に相当する。

同様に、差動アンプ部Ｂ４、Ｂ５は、トランジスタＰ１７、Ｐ１８、及び、トランジスタＰ１９、Ｐ２０で構成されており、差動アンプ部Ｃ４、Ｃ５は、トランジスタＰ２１、Ｐ２２、及び、トランジスタＰ２３、Ｐ２４で構成されている。なお、上記構成と異なる点として、トランジスタＰ１７、Ｐ１８のエミッタは、いずれもトランジスタＰ５のコレクタに接続されており、トランジスタＰ１９、Ｐ２０のエミッタは、いずれもトランジスタＰ８のコレクタに接続されている。また、トランジスタＰ２１、Ｐ２２のエミッタは、いずれもトランジスタＰ９のコレクタに接続されており、トランジスタＰ２３、Ｐ２４のエミッタは、いずれもトランジスタＰ１２のコレクタに接続されている。

上記した差動アンプ回路Ａ４、Ａ５、Ｂ４、Ｂ５、Ｃ４、Ｃ５については、回路の特性調整を図るべく、各トランジスタを２段構成としてもよいし、各トランジスタのベースにバイアス電流を流す構成としてもよい。

信号合成部Ｄ１は、トランジスタＮ７〜Ｎ１８で構成されている。トランジスタＮ７、Ｎ８のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは接地されている。トランジスタＮ７のコレクタは、トランジスタＰ１５のコレクタと接続されており（ノードａ）、トランジスタＮ８のコレクタは、トランジスタＰ１３のコレクタと接続されている。トランジスタＮ７、Ｎ８のベースは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ８のコレクタに接続されている。トランジスタＮ９、Ｎ１０のエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは接地されている。トランジスタＮ９のコレクタは、トランジスタＰ１４のコレクタと接続されており、トランジスタＮ１０のコレクタは、トランジスタＰ１６のコレクタと接続されている（ノードｂ）。トランジスタＮ９、Ｎ１０のベースは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ９のコレクタに接続されている。つまり、トランジスタＮ７、Ｎ８、及び、トランジスタＮ９、Ｎ１０は、各トランジスタ対毎にカレントミラー部を構成していると言える。

同様に、トランジスタＮ１１、Ｎ１２、トランジスタＮ１３、Ｎ１４、トランジスタＮ１５、Ｎ１６、及び、トランジスタＮ１７、Ｎ１８は、各トランジスタ対毎にカレントミラー部を構成している。なお、上記構成と異なる点として、トランジスタＮ１１のコレクタは、トランジスタＰ１９のコレクタに接続され（ノードｃ）、トランジスタＮ１２のコレクタは、トランジスタＰ１７のコレクタに接続されている。また、トランジスタＮ１３のコレクタは、トランジスタＰ１８のコレクタに接続され、トランジスタＮ１４のコレクタは、トランジスタＰ２０のコレクタに接続されている（ノードｄ）。また、トランジスタＮ１５のコレクタは、トランジスタＰ２３のコレクタに接続され（ノードｅ）、トランジスタＮ１６のコレクタは、トランジスタＰ２１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＮ１７のコレクタは、トランジスタＰ２２のコレクタに接続され、トランジスタＮ１８のコレクタは、トランジスタＰ２４のコレクタに接続されている（ノードｆ）。

さらに、信号合成部Ｄ１において、ノードｃ、ｆは、互いに接続されており、その接続ノードは、位相シフト回路１０５のＵ相出力端（Ｕ相正弦波信号ｓｉｎＵの出力端）に相当する。また、ノードｂ、ｅは、互いに接続されており、その接続ノードは、位相シフト回路１０５のＶ相出力端（Ｖ相正弦波信号ｓｉｎＶの出力端）に相当する。また、ノードａ、ｄは、互いに接続されており、その接続ノードは、位相シフト回路１０５のＷ相出力端（Ｗ相正弦波信号ｓｉｎＷの出力端）に相当する。

なお、上記トランジスタＮ７〜Ｎ１８のエミッタには、回路の特性調整を図るべく、各々抵抗素子を付加しても構わない。

続いて、上記構成から成るモータドライバＩＣ１０の動作につき、モータ２０の正転時と逆転時に分けて、詳細な説明を行う。

まず、モータ２０の正転時におけるモータドライバＩＣ１０の動作について、先出の図１、図２のほかに、図３を参照しながら詳細に説明する。図３は、モータ正転時におけるタイミングチャートである。なお、本図の丸付数字１〜１２で示した信号は、図２中の丸付数字１〜１２で示した電流信号を表わしている。

本図に示すように、モータ２０の正転時、モータドライバＩＣ１０には、モータコイルに生じる各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の逆起電圧信号に対して、各々３０°進んだホール信号が各相毎に入力される。ホールアンプ１０１〜１０３は、入力されたホール信号の振幅を増幅し、各相の差動ホール信号（本図では、非反転信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｗｐのみを描写）を出力する。このとき、第１クロススイッチ１０４は、ＦＲ選択信号に応じて、Ｖ相、Ｗ相の各差動ホール信号を入れ換えることなく、位相シフト回路１０５のＶ相差動入力信号Ｖｐ、ＶｍとしてＶ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍを出力し、Ｗ相差動入力信号Ｗｐ、ＷｍとしてＷ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍを出力する。また、位相シフト回路１０５のＵ相差動入力信号Ｕｐ、Ｕｍとしては、Ｕ相差動ホール信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｕｍが直接入力される。

位相シフト回路１０５において、差動アンプ部Ａ１は、与えられたＵ相差動入力信号Ｕｐ、Ｕｍに応じてＵ相差動電流信号（すなわちコレクタ電流信号）を生成する。カレントミラー部Ａ２は、非反転側のＵ相差動電流信号に応じて変動する第１のＵ相ミラー電流信号を生成し、差動アンプ部Ａ４に供給する。同様に、カレントミラー部Ａ３は、反転側のＵ相差動電流信号に応じて変動する第２のＵ相ミラー電流信号を生成し、差動アンプ部Ａ５に供給する。差動アンプ部Ａ４は、第１、第２分圧信号ＲＩＳ、ＲＯＳに応じて、第１のＵ相ミラー電流信号を二手に分ける。同様に、差動アンプ部Ａ５は、第１、第２分圧信号ＲＩＳ、ＲＯＳに応じて、第２のＵ相ミラー電流信号を二手に分ける。なお、Ｖ相の差動入力信号Ｖｐ、Ｖｍについても、差動アンプ部Ｂ１、カレントミラー部Ｂ２、Ｂ３、及び、差動アンプ部Ｂ４により、上記と同様の信号処理が行われる。また、Ｗ相の差動入力信号Ｗｐ、Ｗｍについても、差動アンプ部Ｃ１、カレントミラー部Ｃ２、Ｃ３、及び、差動アンプ部Ｃ４により、上記と同様の信号処理が行われる。

信号合成部Ｄ１は、上記信号処理で生成された電流信号を合成して各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成する。具体的に述べると、Ｕ相の正弦波信号ｓｉｎＵは、ノードｃで得られるＲＩＳ印加側のＶ相電流信号（［３］ＲＩＳ＿ＩＶｐ＋［４］ＲＩＳ＿ＩＶｍ）と、ノードｆで得られるＲＯＳ印加側のＷ相電流信号（［１１］ＲＯＳ＿ＩＷｐ＋［１２］ＲＯＳ＿ＩＷｍ）と、を合算することで得られる。これと同様に、Ｖ相の正弦波信号ｓｉｎＶは、ノードｅで得られるＲＩＳ印加側のＷ相電流信号（［５］ＲＩＳ＿ＩＷｐ＋［６］ＲＩＳ＿ＩＷｍ）と、ノードｂで得られるＲＯＳ印加側のＵ相電流信号（［７］ＲＯＳ＿ＩＵｐ＋［８］ＲＯＳ＿ＩＵｍ）と、を合算することで得られ、Ｗ相の正弦波信号ｓｉｎＷは、ノードａで得られるＲＩＳ印加側のＵ相電流信号（［１］ＲＩＳ＿ＩＵｐ＋［２］ＲＩＳ＿ＩＵｍ）と、ノードｄで得られるＲＯＳ印加側のＶ相電流信号（［９］ＲＯＳ＿ＩＶｐ＋［１０］ＲＯＳ＿ＩＶｍ）と、を合算することで得られる。

ここで、ＲＩＳ印加側の各相電流信号（［１］〜［６］）の振幅Ｘと、ＲＯＳ印加側の各相電流信号（［７］〜［１２］）の振幅Ｙとの間には、以下の（１）式で示される相関関係が成立する。なお、式中のパラメータについては、ΔＶ＝ＲＩＳ−ＲＯＳ、Ｖ_T＝ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：単位電荷量）、Ｘ＋Ｙ＝１とする。

上式からも分かるように、振幅Ｘ、Ｙは、第１、第２分圧信号ＲＩＳ、ＲＯＳに依存して変動する。より具体的に述べると、ＲＩＳ＜ＲＯＳ（本実施形態の場合）であれば、ＲＩＳ側の振幅Ｘの方がＲＯＳ側の振幅Ｙよりも大きくなり、逆に、ＲＩＳ＞ＲＯＳであれば、振幅Ｘの方が振幅Ｙよりも小さくなる。また、ＲＩＳ＝ＲＯＳであれば、振幅Ｘと振幅Ｙは一致する。

従って、位相シフト回路１０５で得られる各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、差動ホール信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｗｐに対して、第１、第２分圧信号ＲＩＳ、ＲＯＳに応じた所定位相だけシフトされた信号となる。

上記した信号合成部Ｄ１での位相シフト原理について、ＲＩＳ印加側の電流信号をＸｓｉｎθ、ＲＯＳ印加側の電流信号をＹｓｉｎ｛θ＋（２／３）π｝としたモデル演算（互いに１２０°位相がずれた正弦波信号の合成演算）を行うことにより、詳細に説明する。

ＲＩＳ印加側の電流信号Ｘｓｉｎθと、ＲＯＳ印加側の電流信号Ｙｓｉｎ｛θ＋（２／３）π｝とを足し合わせた合成電流信号（すなわち、位相シフト回路１０５の出力信号）は、以下の（２）式で表わされる。

ここで、Ｘ＝Ｙ（すなわちＲＩＳ＝ＲＯＳ）とした状態が位相シフト量Δα＝０°となる状態であるところ、上記（２）式から、Ｘ＝Ｙの場合は、α＝６０°となることが分かる。従って、位相シフト量Δαは、Δα＝α−６０°という演算で求めることができる。これに従うと、Ｘ＝１（Ｙ＝０）のときには、位相シフト量Δα＝−６０°となり、Ｘ＝０（Ｙ＝１）のときには、位相シフト量Δα＝＋６０°となる。すなわち、位相シフト回路１０５における位相シフト量Δαの可変範囲は、−６０°〜＋６０°であり、モータコイルに生じる逆起電圧信号を基準にすると、本実施形態の場合、ホールセンサの位置ずれに起因する位相シフト量（＋３０°）を加味して、トータル的には−３０°〜＋９０°の可変範囲を有することになる（図４を参照）。

なお、本実施形態のモータドライバＩＣ１０では、振幅Ｘ、Ｙの比が（Ｙ／Ｘ）＝０．７３２となるように、第１、第２分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳの電圧値（すなわち外付け抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値）が適宜調節されている。その結果、位相シフト回路１０５で得られる各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、位相シフト１０５に入力された差動ホール信号に対して１５°だけ遅れた信号となり、トータル的には、モータコイルに生じる逆起電圧信号に対して１５°だけ進んだ信号となっている。

なお、先出の（２）式でも示したように、位相シフト回路１０５で得られる正弦波信号の振幅は、所望の位相シフト量に応じて一義的に定まるため、必ずしも所望の振幅値とならない場合がある。そのため、位相シフト回路１０５で生成される各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの振幅を所望値に合わせ込むべく、差動アンプ部Ａ１、Ｂ１、Ｃ１を構成する定電流源Ｉ１〜Ｉ３については、不図示の振幅サーボにより、その定電流値の可変制御を行う構成にするとよい。このような構成とすることにより、上記の位相シフト処理に起因してモータ２０のスピード制御に異常が生じることを未然に回避することが可能となる。

位相シフト回路１０５での位相シフト処理後、正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、ＰＷＭコンパレータ１０７でＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕ、ＰＷＭ＿Ｖ、ＰＷＭ＿Ｗに変換される。このとき、第２クロススイッチ１０８は、ＦＲ選択信号に応じて、Ｕ相、Ｗ相の各ＰＷＭ信号を入れ換えることなく、出力駆動回路１０９のＵ相入力信号Ｄ＿ＵとしてＵ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕを出力し、Ｗ相入力信号Ｄ＿ＷとしてＷ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｗを出力する。また、出力駆動回路１０９のＶ相入力信号Ｄ＿Ｖとしては、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｖが直接入力される。出力駆動回路１０９は、ＰＷＭコンパレータ１０７から出力される各相のＰＷＭ信号を受け、モータコイルの駆動信号Ｕ、Ｖ、Ｗを生成する。

次に、モータ２０の逆転時におけるモータドライバＩＣ１０の動作について、先出の図１、図２のほかに、図５、図６を参照しながら詳細に説明する。図５は、モータ逆転時におけるタイミングチャートである。また、図６は、モータ逆転時における位相シフト経過を模式的に示す図である。

図５、図６に示す通り、モータ２０の逆転時、モータドライバＩＣ１０には、正転時と逆に、モータコイルに生じる各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の逆起電圧信号に対して、各々３０°遅れたホール信号が各相毎に入力される。ホールアンプ１０１〜１０３は、入力されたホール信号の振幅を増幅し、各相の差動ホール信号（図５では、非反転信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｗｐのみを描写）を出力する。

このとき、第１クロススイッチ１０４は、ＦＲ選択信号に応じて、Ｖ相、Ｗ相の各差動ホール信号を入れ換え、位相シフト回路１０５のＶ相差動入力信号Ｖｐ、ＶｍとしてＷ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍを出力し、Ｗ相差動入力信号Ｗｐ、ＷｍとしてＶ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍを出力する。一方、位相シフト回路１０５のＵ相差動入力信号Ｕｐ、Ｕｍとしては、正転時と同様、Ｕ相差動ホール信号Ｈ＿Ｕｐ、Ｈ＿Ｕｍが直接入力される。

すなわち、第１クロススイッチ１０４におけるＶ相、Ｗ相の出力反転処理は、Ｖ相差動ホール信号Ｈ＿Ｖｐ、Ｈ＿Ｖｍの位相を１２０°だけ遅らせてＶ相差動入力信号Ｖｐ、Ｖｍとし、また、Ｗ相差動ホール信号Ｈ＿Ｗｐ、Ｈ＿Ｗｍの位相を１２０°だけ進めてＷ相差動入力信号Ｗｐ、Ｗｍとしたのと等価であると言える。

位相シフト回路１０５では、先述の信号合成処理により、各相の正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成する。なお、正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、図５、図６に示すように、モータ２０の正転時と同様、位相シフト１０５への差動入力信号に対して１５°だけ遅れた信号となる。その後、位相シフト回路１０５で生成された正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、ＰＷＭコンパレータ１０７でＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕ、ＰＷＭ＿Ｖ、ＰＷＭ＿Ｗに変換される。

このとき、第２クロススイッチ１０８は、ＦＲ選択信号に応じてＵ相、Ｗ相の各ＰＷＭ信号を入れ換え、出力駆動回路１０９のＵ相入力信号Ｄ＿ＵとしてＷ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕを出力し、Ｗ相入力信号Ｄ＿ＷとしてＵ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕを出力する。一方、出力駆動回路１０９のＶ相入力信号Ｄ＿Ｖとしては、正転時と同様、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｖが直接入力される。出力駆動回路１０９は、ＰＷＭコンパレータ１０７から出力される各相のＰＷＭ信号を受け、モータコイルの駆動信号Ｕ、Ｖ、Ｗを生成する。

すなわち、第２クロススイッチ１０８におけるＵ相、Ｗ相の出力反転処理は、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｕの位相を１２０°だけ遅らせて出力駆動回路１０９のＵ相入力信号Ｄ＿Ｕとし、また、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷＭ＿Ｗの位相を１２０°だけ進めて出力駆動回路１０９のＷ相入力信号Ｄ＿Ｗとしたのと等価であると言える。

上記した位相シフト回路１０５での位相シフト処理、並びに、第１、第２クロススイッチ１０４、１０８での出力入換処理により、出力駆動回路１０９の各相入力信号Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗは、モータコイルに生じる逆起電圧信号の反転位相（すなわち、位相−１８０°）に対し、正転時と同様、トータル的に１５°だけ進んだ信号となっている。

なお、位相シフト回路１０５における位相シフト量Δαの可変範囲は、正転時と同様、−６０°〜＋６０°である。従って、本実施形態のモータドライバＩＣ１０は、逆起電圧信号の反転位相を基準にすると、ホールセンサの位置ずれに起因する位相シフト量を加味して、正転時と同様、トータル的に−３０°〜＋９０°の可変範囲を有することになる。

上記のように、本発明に係るモータドライバＩＣ１０は、ホールセンサの位置調整ではなく、外部制御信号である第１、第２分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳに応じた装置内部での信号処理を行うことで、位相シフト量を制御する構成とされている。このような構成とすることにより、簡易かつ安価な構成で、制御対象であるモータの正転時／逆転時に依ることなく、常に適切な進角制御を行うことが可能となる。

なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、第１、第２クロススイッチ１０４、１０８での相入れ換え対象は、所望の位相シフト量を得ることができさえすれば、本実施形態に限定されるものではなく、第１クロススイッチ１０４は、モータ２０の逆転時、位相シフト回路１０５への入力信号となる各相のホール信号のうち、いずれか二相を互いに入れ換えて出力するものであればよいし、また、第２クロススイッチ１０８は、同じくモータ２０の逆転時、出力駆動回路１０９への各相ＰＷＭ信号のうち、第１クロススイッチ１０４で入れ換え対象とされた二相との関係で定まる別対の二相を互いに入れ換えて出力するものであればよい。

また、位相シフト回路１０５の位相シフト量を調整するための制御信号（上記実施形態では、第１、第２分圧電圧ＲＩＳ、ＲＯＳ）の生成手段としては、先述した外付け抵抗Ｒ１〜Ｒ３から成る抵抗分割回路を用いる構成に代えて、図７の構成を採用してもよい。

図７は、制御信号生成手段の一例を示す回路図である。本図に示す通り、本構成例の制御信号生成手段は、外付け抵抗Ｒ６、Ｒ７と、内部抵抗Ｒ８、Ｒ９と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ３と、定電流源Ｉ４と、を有して成る。

トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のコレクタは、いずれも電源ライン（Ｖｃｃ）に接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、外付け抵抗Ｒ６を介して接地される一方、第１制御信号ＲＩＳの引出端として、位相シフト回路１０５の第１位相シフト量制御端（不図示）に接続されている。また、トランジスタＴｒ２のエミッタは、外付け抵抗Ｒ７を介して接地される一方、第２制御信号ＲＯＳの引出端として、位相シフト回路１０５の第２位相シフト量制御端（不図示）に接続されている。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースは、いずれもトランジスタＴｒ３のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ３のエミッタは、定電流源Ｉ４を介して、電源ラインに接続されている。トランジスタＴｒ３のコレクタは接地されている。トランジスタＴｒ３のベースは、内部抵抗Ｒ８を介して電源ラインに接続される一方、内部抵抗Ｒ９を介して接地もされている。

すなわち、本構成例の制御信号生成手段は、外付け抵抗Ｒ６〜Ｒ７と、当該外付け抵抗Ｒ６、Ｒ７に電流を供給する電流源の出力段として機能するトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、を有して成り、外付け抵抗Ｒ６〜Ｒ７の一端電圧を第１、第２制御信号ＲＩＳ、ＲＯＳとして引き出す構成とされている。

上記構成から成る制御信号生成手段において、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に流れる電流ｉ１、ｉ２の大きさ（延いては、第１、第２制御電圧ＲＩＳ、ＲＯＳの大きさ）は、電源電圧Ｖｃｃ、トランジスタＴｒ３のベース電圧Ｖ１（延いては、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベース電流）、定電流源Ｉ４で生成される定電流値、及び、外付け抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値、に基づいて決定される。

このような構成であれば、外付けの抵抗分割回路を用いた構成と同様、外付け抵抗Ｒ６〜Ｒ７の付け替え作業を行うだけで、容易に位相シフト回路１０５の位相シフト量を調整することが可能となる。

また、本構成例の制御信号生成手段では、第１、第２制御電圧ＲＩＳ、ＲＯＳの差分電圧ΔＶが、以下に示す演算から導出される。

まず、ＲＩＳ側を考えると、以下の（３）式が成立する。また、ＲＯＳ側を考えると、以下の（４）式が成立する。なお、式中のパラメータについて、Ｖ２はトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベース電圧を示している。

従って、ΔＶ（＝ＲＩＳ−ＲＯＳ）は、以下の（５）式で表されることになる。

ここで、上記（３）、（４）式より、Ｉ１、Ｉ２は、以下の（３’）、（４’）式に変形することができる。

従って、上記（５）式に上記（３’）、（４’）式を代入することにより、ΔＶとして以下の（６）式を導くことができる。

上記（６）式から分かるように、本構成例の制御信号生成手段であれば、外付けの抵抗分割回路を用いた構成と異なり、外付け抵抗の抵抗値がΔＶに直接影響を及ぼすことはなく、対数関数の真数として間接的に現れる形となる。従って、本構成例の制御信号生成手段であれば、外付けの抵抗分割回路を用いた構成と比べて、外付け抵抗Ｒ６〜Ｒ７の選択幅を拡大することができ、さらには、外付け抵抗Ｒ６〜Ｒ７の製造ばらつきによる影響を低減することも可能となる。

本発明は、レーザビームプリンタの紙送り用三相全波モータや、ファン用三相全波モータなど、大トルクが必要となるモータの駆動制御を最適化する上で有用な技術である。

は、本発明に係るモータドライバＩＣの一実施形態を示すブロック図である。 は、位相シフト回路１０５の一構成例を示す回路図である。 は、モータ正転時におけるタイミングチャートである。 は、位相シフト量の可変範囲を模式的に示す図である。 は、モータ逆転時におけるタイミングチャートである。 は、モータ逆転時における位相シフト経過を模式的に示す図である。 は、外部制御信号生成手段の一例を示す回路図である。

符号の説明

１０ モータドライバＩＣ
１０１〜１０３ ホールアンプ
１０４ 第１クロススイッチ
１０５ 位相シフト回路
１０６ 三角波生成回路
１０７ ＰＷＭコンパレータ
１０８ 第２クロススイッチ
１０９ 出力駆動回路
１１０ バンドギャップ電源回路
１１１ アンプ
２０ 三相全波モータ
Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ６、Ｒ７ 外付け抵抗
Ｒ４、Ｒ５、Ｒ８、Ｒ９ 内部抵抗
Ａ１、Ｂ１、Ｃ１ ＮＰＮ型差動アンプ部
Ａ２、Ｂ２、Ｃ２ カレントミラー部（非反転側）
Ａ３、Ｂ３、Ｃ３ カレントミラー部（反転側）
Ａ４、Ｂ４、Ｃ４ ＰＮＰ型差動アンプ部（非反転側）
Ａ５、Ｂ５、Ｃ５ ＰＮＰ型差動アンプ部（反転側）
Ｄ１ 信号合成部
Ｎ１〜Ｎ１８ ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
Ｐ１〜Ｐ２４ ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
Ｔｒ１、Ｔｒ２ ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
Ｔｒ３ ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
Ｉ１〜Ｉ３、Ｉ４ 定電流源

Claims (5)

1. 三相モータから入力される各相のホール信号に基づいて、その駆動制御を行うモータドライバ装置において、
   前記ホール信号を各相毎、所定の制御信号に応じて各々の振幅が定められる第１、第２電流信号に変換分離し、異なる相同士の第１、第２電流信号を足し合わせて３系統の合成電流信号を生成する位相シフト回路と；前記合成電流信号に応じた三相入力信号を受けて前記三相モータ各相毎の駆動信号を生成する出力駆動回路と；前記位相シフト回路よりも前段に設けられ、前記三相モータの逆転時、前記位相シフト回路への入力信号となる各相のホール信号のうち、いずれか二相を互いに入れ換えて出力する第１クロススイッチと；前記出力駆動回路よりも前段に設けられ、前記三相モータの逆転時、前記出力駆動回路への前記三相入力信号のうち、第１クロススイッチで入れ換え対象とされた二相との関係で定まる別対の二相を互いに入れ換えて出力する第２クロススイッチと；を有して成ることを特徴とするモータドライバ装置。
2. 前記位相シフト回路は、Ｖ相の第１電流信号とＷ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＵ相正弦波信号として出力し、Ｗ相の第１電流信号とＵ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＶ相正弦波信号として出力し、Ｕ相の第１電流信号とＶ相の第２電流信号を足し合わせて得られる合成電流信号をＷ相正弦波信号として出力するものであり、第１クロススイッチは、前記三相モータの逆転時、前記位相シフト回路への入力信号となる各相のホール信号のうち、Ｖ相とＷ相を互いに入れ換えて出力するものであり、第２クロススイッチは、前記三相モータの逆転時、前記出力駆動回路への前記三相入力信号のうち、Ｕ相とＷ相を互いに入れ換えて出力するものであることを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ装置。
3. 前記位相シフト回路は、生成した合成電流信号の振幅を所望値に合わせ込む手段を有して成ることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータドライバ装置。
4. 前記制御信号を生成する手段として、所定の基準電圧を生成する基準電圧源と；前記基準電圧を分圧して前記制御信号を生成する外付けの抵抗分割回路と、を有して成ることを請求項１〜請求項３のいずれかに記載のモータドライバ装置。
5. 前記制御信号を生成する手段として、外付け抵抗と、前記外付け抵抗に電流を供給する電流源の出力段として機能するトランジスタと、を有して成り、前記外付け抵抗の一端電圧を前記制御信号として引き出すことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のモータドライバ装置。

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