JP2006191798A - ＧａＮ半導体ベースの電圧変換デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】携帯型デバイス用の窒化ガリウムを用いた電源を提供する。
【解決手段】ＡＣ入力およびＤＣ出力を有する変換器を提供する。この変換器は、ＡＣ入力を受け取り、かつ整流器出力を提供する整流器と、前記整流器の出力の両端間に接続された直列接続された電流−磁界エネルギ蓄積デバイスおよび電流断続器と、前記直列接続された磁界エネルギ蓄積デバイスおよび電流断続器の中間点と前記整流器出力の端子との間に接続された直列接続された窒化ガリウム・ダイオードおよび出力電荷蓄積デバイスとを備え、前記変換器は過渡電圧抑制回路を必要としないことを特徴とする。
【選択図】図２

Description

本発明の分野は電源に関し、さらに特には、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体デバイスをベースにした電圧変換回路に関する。

携帯型電源は益々れわれの社会の重要な一部となってきている。携帯型電源が必要とされる例には、携帯型コンピュータ、セルラー式通信デバイス、およびビデオ・ゲームがある。

携帯型デバイス用の電源は典型的には、シリコン半導体（例えば、シリコン・ダイオード）から製造される。シリコン・ダイオードの使用が普及しているのは、そのようなデバイスを製造することのできる方法が安価であることに拠るところが大きい。

シリコン・ダイオードは安価であるが、多数の不利も被る。最も大きな不利の１つは電気雑音である。実際、シリコン・ダイオードは典型的には雑音抑制（スナバ）回路の使用を必要とする。しかし、スナバ回路を使用すると、電源の大きさおよび重量がかなり大きなものになってしまう。別の不利は、シリコン・デバイスにおいて逆方向回復時間が大きいことに起因するスイッチング損による、特に高周波での回路の効率である。

シリコン・カーバイド（ＳｉＣ）などの代替的材料が提唱されている。一般に入手可能な２７７０３ノースカロライナ州ダラム、シリコン通り４６００のＣｒｅｅ社から市販されているＣＲＥＥ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅ Ｎｏ．ＣＰＷＲ−ＡＮ０１ Ｒｅｖ．（著作権２００２年）は、ＳｉＣダイオードが電気的雑音を著しく低減させ、いくつかの電源においてスナバ回路を使用しなくてもよいことが想定されるであろうことを主張している。

しかし、ＳｉＣの使用には著しい不利がある。ＳｉＣを使用することの主な不利の１つはコストである。コストが比較的高いために、ＳｉＣダイオードを備えた電源の製造を市販的に受容できないものになっている。

一方で、ＳｉＣダイオードを使用すればその電源がより小型で軽量になる。他方では、ＳｉＰｉＮダイオードを使用すれば電源は非常に重くなり、より高い温度で動作するかもしれない。

また、ＳｉＣダイオードが記載されていない場合、その使用は制限されてきた。例えば、Ｙｕに付与された米国特許第６６５７８７４号は、スイッチング素子の逆阻止用のＳｉＣダイオードを使用する電圧インバータを記載している。ＹｕはＹｕがＡＣ出力の生成に導かれたという点で、本発明の主題とは異なっている。ＹｕはＹｕのインバータのスイッチング素子は比較的低い周波数（例えば、ＤＣ出力を提供する電源用には、６０Ｈｚ対数ｋＨｚ）で動作するという点でも異なったものである。
米国特許第６６５７８７４号 米国特許出願「ＧＡＬＬＩＵＭ ＮＩＴＲＩＤＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＤＥＶＩＣＥＳ」 米国特許出願「ＰＡＣＫＡＧＥ ＦＯＲ ＧＡＬＬＩＵＭ ＮＩＴＲＩＤＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＤＥＶＩＣＥＳ」

一般的に認知されていなかったダイオードを作製する１つの代替的材料は、窒化ガリウム（ＧａＮ）である。しかし、これまでのＧａＮの使用は発光ダイオード（ＬＥＤ）に限定されていた。携帯デバイスの重要性のために、ＳｉＣを用いたものと同じぐらい小型で軽量であるが、ＳｉＰｉＮダイオードを用いたものと同じぐらい安価な電源の必要性がある。

ＡＣ入力およびＤＣ出力を有する変換器を提供する。この変換器は、ＡＣ入力を受け取り、かつ整流器出力を提供する整流器と、前記整流器の出力の両端間に接続された直列接続された電流−磁界エネルギ（ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｏ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄ ｅｎｅｒｇｙ）蓄積デバイスおよび電流断続器と、前記直列接続された磁界エネルギ蓄積デバイスおよび電流断続器の中間点と前記整流器出力の端子との間に接続された直列接続された窒化ガリウム・ダイオードおよび出力電荷蓄積デバイスとを備え、前記変換器は過渡電圧抑制回路を必要としないことを特徴とする。

図２は本発明の一例示的実施形態に基づく電圧変換器１０を示している。整流器（例えば、ブリッジ整流器）１２、誘電子１４、スイッチング・デバイス１８、ダイオード１６、および出力電荷蓄積デバイス（例えば、コンデンサ）２０が電圧変換器１０内に含まれ得る。

整流器１２は入力電源（図示せず）から交流（ＡＣ）入力を受け取り、直流（ＤＣ）出力を提供し得る。直列接続された誘電子１４およびスイッチング・デバイス１８は整流器１２の出力の両端間に接続され得る。直列接続されたダイオード１６および出力コンデンサ２０は、直列接続されたの誘電子およびスイッチング・デバイスの中間点と整流器出力の端子との間に（すなわち、スイッチング・デバイスと並列に）接続され得る。

スイッチング・デバイス１８（図１ではＦＥＴとして示した）は逆導電型の任意のスイッチング素子であってよい。スイッチング素子の例には、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、パワー金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）、サイリスタ、ゲート・ターン・オフ（ＧＴＯ）サイリスタ、ゲート転流形（ｇａｔｅ ｃｏｍｍｕｔｅｄ）ターン・オフ（ＧＣＴ）サイリスタ等を含み得る。

ダイオード１６は窒化ガリウム（ＧａＮ）ダイオードであり得る。一般に、ＧａＮダイオードはシリコンで製造したダイオードよりも、（材料の単位長さ当たりの電気的崩壊に対してＧａＮダイオードにより高い抵抗を与える）高いバンド・ギャップ、低い順方向電圧降下、少量の逆方向回復電荷、高い熱安定性、および高い熱伝導性を有する。

図２の回路では、ＧａＮダイオード１６は２Ｖ未満の順方向電圧降下、５００Ｖを超える逆方向降伏電圧、および４Ａを超える、より好適には約８Ａの電流容量を有し得る。

ＧａＮダイオード１６を使用すれば、シリコン（Ｓｉ）ＰｉＮダイオードが代わりに使用される場合には不可能である数多くの用途において変換器１０を使用することが可能となる。例えば、変換器１０は連続伝導モード（ＣＣＭ）力率補正（ＰＦＣ）電源回路に適用でき得る。

コンピュータ・システムの雑音低減に向けられた法的要件が変わりつつあるために、ＣＣＭ ＰＦＣ電源は重要となっている。ＣＣＭ ＰＦＣ回路は低いＲＭＳ電流を提供し、軽負荷での動作時には安定しており、ＳＭＰＳ ＰＷＭ回路との良好な同期化を提供する。しかし、ＣＣＭ ＰＦＣ回路は超高速ダイオードを必要とする。この点で、ＳｉＰｉＮダイオードは順方向バイアス状態で大量の少数キャリヤを蓄積し易い。ＳｉＰｉＮダイオードをオフにできる前に、蓄積された電荷はキャリヤ再結合によって除去されなければならない。

対照的に、ＧａＮダイオードは高温であっても非常に小さなゼロの逆方向回復電荷を保持し、故にスイッチング時間は非常に速い（５０ｎｓ（ナノ秒）未満）ことがわかっている。対照的に、類似するＳｉＰｉＮダイオードはオフにするのに少なくとも１００ｎｓを必要とし、６００Ｖの範囲では、オン状態電圧降下は比較的大きい。

可能であったとしても、ＣＣＭ ＰＦＣの変換器１０において類似するＳｉＰｉＮダイオードを使用すれば、スイッチング損およびデバイス温度は著しく増大してしまう。このスイッチング損およびデバイス温度の増大のために、冷却の強化またはデバイスの動作パラメータのディレーティングおよび、恐らくは、類似する様式で機能するより大きなダイオードが必要となろう。

ここで変換器１０を参照し、変換器１０の動作について説明する。一般に制御器（図示せず）がスイッチング・デバイス１８に接続される。この制御器は一定のスイッチング速度を提供し得るか、またはＤＣ ＯＵＴＰＵＴに接続された負荷に基づいて変動する一定のスイッチング速度を提供し得る。

使用中、スイッチング・デバイス１８が起動される度に、スイッチング・デバイス１８にわたる電圧は低いレベルにまで落ちて、その結果、整流器１２の出力電圧が誘電子１４の両端間に現れる。誘電子１４は電流−磁界エネルギ蓄積デバイスとして機能する。スイッチング・デバイス１８を起動すれば、誘電子１４は直ちにその磁界にエネルギを蓄積し始める。

ある時間間隔の後、スイッチ１８は停止される。スイッチ１８の停止によって瞬間の電圧パルスが誘電子の両端間に現れる。直列接続されたの整流器１２および誘電子の電圧の合計が直列接続されたのダイオード１６およびコンデンサ２０の両端間に加えられる。この期間の間、誘電子１４はＧａＮダイオード１６を介して出力コンデンサ２０にそのエネルギを電流のパルスの形態で放出する。その後、ダイオード１６はダイオード１６からの電流の別のパルスを保留しながら逆バイアスになり得る。

図３はＳｉＰｉＮダイオードを用いた従来技術の変換器を示している。図３に示すように、ＳｉＰｉＮダイオードが使用される場合、スナバ・ネットワーク２２がこのタイプの変換器によって必要となる。

図４は図３の変換器に性能が類似するＤＣ／ＤＣ変換器２４を示しているが、これはスナバ・ネットワーク２２を必要としない。図３および４のＤＣ／ＤＣ変換器は、図１および２においてそれぞれ使用され得るようなＤＣ／ＤＣ変換器の具体的な例であり得る。図４のダイオード３０、３２はＥｍｃｏｒｅ社から入手可能な型番Ｍ５３３８ＧａＮ５００Ｖダイオードである。これらのダイオードの詳細は本願明細書と同時出願された米国特許出願「ＧＡＬＬＩＵＭ ＮＩＴＲＩＤＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＤＥＶＩＣＥＳ」および「ＰＡＣＫＡＧＥ ＦＯＲ ＧＡＬＬＩＵＭ ＮＩＴＲＩＤＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＤＥＶＩＣＥＳ」に記載されている。

図５は図３および４の変換器の効率の比較を示している。注目され得るように、動作範囲の殆どにおいて、ＧａＮ変換器２４の効率曲線３４は図３のＳｉ変換器の対応する効率曲線３６よりも約１％高い。

図６は図３のＳｉＰｉＮ変換器および図４のＧａＮ変換器のトランジスタの電圧および電流のグラフである。図７は図３のＳｉＰｉＮ変換器のＳｉＰｉＮダイオードおよび図４の変換器２４のＧａＮダイオード３０、３２の電圧および電流のグラフである。

図６および７から注目され得るように、図３のＳｉＰｉＮ変換器においてスイッチング・デバイスの起動は、スイッチが起動され、ＳｉＰｉＮダイオードが逆バイアスになるときに、著しい電流スパイクが生じる。そのようなスパイクは、図４のＧａＮ変換器２４の電流／電圧曲線では一切見られない。

図６ａにおいて特に注目され得るように、図３のトランジスタのスイッチングは、トランジスタが停止された後、電圧レベルおよび電流レベルの相当の「リンギング」が生じ得る。このリンギングは実質的には、図３のＳｉＰｉＮダイオードおよびスイッチング・デバイスの接合容量の間のエネルギの交換によって生じる比較的高周波の発振である。注目され得るように、このリンギングはＳｉＰｉＮダイオードの伝達周期（ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｃｙｃｌｅ）の約５０％の両端間に持続し、新しく開発された多数の電力変換器（例えば、ＣＣＭ−ＰＦＣ変換器）において耐えることのできない雑音源を表している。

図６ａに示したリンギングは図３の変換器が比較的最新のスナバ回路２２を含んでいるという事実にもかかわらず発生することにも留意されたい。対照的に、図４の変換器が緩衝デバイスを何ら有していないという事実にもかかわらず、図６ｂは実質的にリンギングがないことを示している。

図５〜７から観察され得るように、ＧａＮダイオードを使用すれば、ＧａＮダイオードを用いた電圧変換器の効率および性能は著しく改善される。効率が改善されるだけでなく、ＧａＮダイオードを加えることによって、電圧変換器の回路が非常に単純化される。

例えば図５〜７はかなり複雑な従来のスナバ技術を用いても、シリコン・ダイオードを用いる電源は雑音低減に関して同じ性能を提供することはできないことを示している。さらに、シリコン・ダイオードの固有の「リンギング」は、変わり易いスイッチング速度と結合して電源の負荷に左右される雑音ピークを提供し得る雑音を生じる。ＧａＮダイオードから作られた電源はこのような問題を本質的に回避する。

また、ＧａＮダイオードには「リンギング」がないことによって、動作温度は低くなる。動作温度が低くなれば、ＧａＮダイオードベースの電源を冷却をあまり考慮せずに製造することができる。効率が高くなれば、携帯型デバイスの場合にバッテリの寿命が延びる。

本発明を製造し、作るための様式を説明するために、電圧変換器の具体的な実施形態を記載してきた。本発明の他の変更および変形の実施ならびにその種々の態様は当業者には明らかとなるであろう。また本発明は、記載の具体的な実施形態によって限定されるものではないことに留意されたい。したがって、本発明および本願明細書に開示および特許請求された基本的な元になる原理の正当な精神および範囲内にあるあらゆる変形、変更、または均等物を含むものであることが想起される。

スナブ・ネットワークを有する従来技術の電圧変換器を示す回路図である。 本発明の例示的実施形態に基づく電圧変換器を示す回路図である。 ＳｉＰｉＮダイオードを用いた従来技術の電圧変換器を示す回路図である。 本発明の例示的実施形態に基づく電圧変換器を示す回路図である。 図３および４の電圧変換器の効率を示すグラフである。 図３および４の電圧変換器のトランジスタの電圧／電流のトレースを示すグラフである。 図３および４の電圧変換器のトランジスタの電圧／電流のトレースを示すグラフである。 図３および４の電圧変換器のダイオードの電圧／電流のトレースを示すグラフである。 図３および４の電圧変換器のダイオードの電圧／電流のトレースを示すグラフである。

Claims (20)

1. ＡＣ入力およびＤＣ出力を有する変換器であって、
   ＡＣ入力を受け取り、かつ整流器出力を提供する整流器と、
   前記整流器出力の両端間に接続された直列接続された電流−磁界エネルギ蓄積デバイスおよび電流断続器と、
   前記直列接続された磁界エネルギ蓄積デバイスおよび電流断続器の中間点と前記整流器出力の端子との間に接続された直列接続された窒化ガリウム・ダイオードおよび出力電荷蓄積デバイスとを備え、前記変換器は過渡電圧抑制回路を必要としないことを特徴とする変換器。
2. 前記整流器はブリッジ整流器をさらに備える請求項１に記載の変換器。
3. 前記電流−磁界エネルギ蓄積デバイスは誘電子をさらに備える請求項１に記載の変換器。
4. 前記電流断続器は電界効果トランジスタをさらに備える請求項１に記載の変換器。
5. 前記出力電荷蓄積デバイスはコンデンサをさらに備える請求項１に記載の変換器。
6. 前記窒化ガリウム・ダイオードはショットキー・ダイオードをさらに備える請求項１に記載の変換器。
7. インバータ回路、変換回路、マトリックス変換回路、およびＡＣスイッチング回路のうちの１つである請求項１に記載の変換器。
8. 電源に埋め込まれた変換器であって、
   前記電源のパワー・ソースから変動する入力電圧を受け取り、かつ前記変動する入力電圧を整流して比較的一定の出力電圧を提供する窒化ガリウム・ダイオードと、
   前記窒化ガリウム・ダイオードに直接かつ直列に接続された前記比較的一定の出力電圧をフィルタリングするコンデンサであり、前記直列接続された窒化ガリウム・ダイオードおよびコンデンサは前記変動する入力電圧の両端間に結合されかつ前記比較的一定の出力電圧は前記コンデンサの両端間に提供される窒化ガリウム・ダイオードとを備え、前記窒化ガリウム・ダイオードは３Ｖ未満の順方向電圧降下、５００Ｖを超える逆方向降伏電圧、および４Ａを超える電流容量を有する変換器。
9. 前記変動する入力電圧は、前記直列接続されたコンデンサおよび窒化ガリウム・ダイオードと並列接続されたスイッチング素子の起動および停止によって提供される請求項８に記載の変換器。
10. 前記スイッチング素子は誘電子と直列接続され、かつ前記直列接続された誘電子およびスイッチング素子は前記電源のＤＣ出力の端子のセットの両端間に接続された請求項９に記載の変換器。
11. 前記ダイオードは前記スイッチング素子のアノード側およびカソード側の少なくとも一方に接続された請求項１０に記載の変換器。
12. 前記ダイオードはショットキー・ダイオードである請求項９に記載の変換器。
13. 前記スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）、パワーＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ・パワー・トランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（ゲート・ターン・オフ）サイリスタ、およびＧＣＴ（ゲート転流形ターン・オフ）サイリスタのうちの１つである請求項１０に記載の変換器。
14. 前記窒化ガリウム・ダイオードの電流容量は約８Ａをさらに含む請求項８に記載の変換器。
15. ＤＣ入力およびＤＣ出力を有する変換器であって、
    前記ＤＣ入力の端子のセットの両端間に接続された直列接続された誘電子およびスイッチと、
    前記スイッチの反対側の端子のセットに接続された直列接続された窒化ガリウム・ダイオードおよび出力コンデンサとを備え、前記変換器は過渡電圧抑制回路を必要としないことを特徴とする変換器。
16. 前記窒化ガリウム・ダイオードは３Ｖ未満の順方向電圧降下、５００Ｖを超える逆方向降伏電圧、および４Ａを超える電流容量を有する請求項１５に記載の変換器。
17. 前記ダイオードはショットキー・ダイオードである請求項１５に記載の半導体電力変換回路。
18. 前記ダイオードは前記スイッチのアノード側およびカソード側の少なくとも一方に接続された請求項１５に記載の半導体電力変換回路。
19. 前記スイッチはＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）、パワーＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ・パワー・トランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（ゲート・ターン・オフ）サイリスタ、およびＧＣＴ（ゲート転流形ターン・オフ）サイリスタのうちの１つである請求項１５に記載の半導体電力変換回路。
20. インバータ回路、変換回路、マトリックス変換回路、およびＡＣスイッチング回路のうちの１つである請求項１５に記載の半導体電力変換回路。
    

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