JP2006158163A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】パソコンなどデジタル電子機器に使用されているＡＣアダプタなどのスイッチング電源は、変換効率が良い特徴である。この変換効率の向上のために、２次整流ダイオードを、半導体スイッチの電界効果トランジスタに置き換えることが増えている。この方式は同期整流回路と呼ばれている。しかし、従来の同期整流回路の制御方法では、トランスの２次巻線電流が停止してから、１次半導体スイッチを閉させる方法であった。一方、トランスの損失軽減のために、トランスの２次巻線電流が停止する前に、１次半導体スイッチを閉していた。トランスの損失軽減と同期整流による損失軽減を同時できなかった。
【解決手段】１次半導体スイッチと２次半導体スイッチの開閉信号を、それぞれ、閉遅延回路を備えることで、トランスの損失を軽減するとともに、２次整流損失の軽減を実現させる。
【効果】変換効率が、８４％から８９％に改善できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、パソコンなど電子機器に使用のＡＣアダプタなどスイッチング電源回路である。同期整流回路を改善したスイッチング電源回路に関する。

図２に、従来のスイッチング電源のブロック回路図を示す。交流電源１６の電圧を、整流回路１７と半導体スイッチ１９とトランス２０と電流検知回路２１と半導体スイッチ２２とコンデンサ２３と電圧検知回路２５と制御回路２６と電圧検知回路３０と誤差増幅回路２９と絶縁伝達回路２８と制御回路２７で構成するスイッチング電源回路で、直流電圧に変換して負荷２４に供給する。

交流電源１６の電圧を、ダイオードブリッジ構成の整流回路１７で整流平滑する。この直流電圧は、低周波リップルを含む脈動直流電圧である。この安定しない脈動直流電圧を半導体スイッチ１９の開閉動作で、２０ｋＨｚ以上の高周波電圧をトランス２０に供給する。トランス２０の２次巻線電圧を整流して、コンデンサ２３で平滑して、負荷２４に安定した直流電圧を供給する。トランス２０の２次巻線電圧をダイオードで整流すると、ダイオードの特性で順電圧損失が発生する。図２は、この順電圧特性のない電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の半導体スイッチ２２を採用している。フライバックコンバータ回路の構成の場合、電圧検地回路２５と電流検地回路２１の信号により、半導体スイッチ２２の開閉を判定している。

図５に、従来のスイッチング電源の回路図を示す。交流電源５９の電圧をダイオード６０、６１、６２、６３のダイオードブリッジ構成の交流端子に接続する。ダイオード６０、６１、６２、６３の直流端子間にコンデンサ６４を接続するとともに、トランス６８の１次巻線を経由して半導体スイッチ６６を接続する。トランス６８の２次巻線は電流トランス７０と半導体スイッチ７１を経由してコンデンサ７６に接続するとともに負荷７７に接続する。制御回路６９は電流トランス７０と半導体スイッチ７１の端子間電圧と、半導体スイッチ７１のゲート端子とソース端子に接続する。抵抗７４と抵抗７５はコンデンサ７６の端子間を直接接続する。抵抗７４と抵抗７５の接続点はシャントレギュレータ７２のリファレンス端子に接続する。シャントレギュレータ７２のアノード端子はコンデンサ７６の負端子に接続する。シャントレギュレータ７２のカソード端子は抵抗７３を経由して絶縁伝達回路６７に接続する。絶縁伝達回路６７は制御回路６５に接続する。絶縁伝達回路６７は、フォトカプラと呼ばれる電子部品で、電気信号を光信号に変換して伝達させるために電気的に絶縁できる。

図６を説明する。波形７８は半導体スイッチ６６のゲート電圧である。波形７９は半導体スイッチ６６のドレインとソース間電圧である。波形８０は半導体スイッチ６６のドレイン電流である。波形８１は電流トランス７０の電流であり、トランス６８の２次巻線でもある。波形８２は半導体スイッチ７１のゲート電圧である。波形８３は異常時の電流トランス７０の電流であり、半導体スイッチ７１の電流でもある。ただし、極性はソース端子からドレイン端子への電流を示している。波形８４は異常時の半導体スイッチ７１のゲート電圧である。波形８５は半導体スイッチ７１のドレインとソース間電圧である。

図６を用いて、図５の動作を説明する。交流電源５９の電圧をダイオード６０、６１、６２，６３で全波整流して、その電圧をコンデンサ６４で平滑する。半導体スイッチ６６が閉すると、半導体スイッチ６６を経由して、コンデンサ６４の電圧はトランス６８の１次巻線に印加する。このとき、黒点を正とする電圧が、トランス６８の２次巻線にも発生するが、半導体スイッチ７１が開しているために阻止される。半導体スイッチ６６の閉している間は、トランス６８の１次巻線に励磁電流が流れてその値は時間に比例して上昇する。このとき、半導体スイッチ６６のドレイン電流は波形８０である。

電流トランス７０で半導体スイッチ７１のドレイン電流を検地している。この電流は波形８１であり、半導体スイッチ６６が開すると、トランス６８の励磁電流は流れ続けようと、黒点を負とする逆起電力が発生する。このとき、トランス６６の２次巻線から、半導体スイッチ７１の逆導通ダイオードと電流トランス７０を経由して、コンデンサ７６に電流が流れる。電流トランス７０に電流が流れた信号を受け制御回路６９は、半導体スイッチ７１のゲートに波形８２の電圧を印加させる。半導体スイッチ７１が閉することで、半導体スイッチ７１に波形８１の電流が流れる。

半導体スイッチ７１が閉することで逆導通ダイオードの順電圧損失は発生しない。電流トランス７０と半導体スイッチ７１を経由して、コンデンサ７６と負荷７７に流れている電流は時間に比例して、その値は降下する。波形８１の通り、半導体スイッチ６９の電流が停止してから、半導体スイッチ６６が閉すれば問題ないが、波形８３のように、半導体スイッチ７１の電流が停止する前に、半導体スイッチ６６が閉すれば、半導体スイッチ６７１は開していないために、２次巻線の黒点を正とする電圧が、半導体スイッチ７１を通して過大な異常電流が流れる。半導体スイッチ６６にも過大な異常電流が流れる。このため、従来の同期整流回路では、半導体スイッチ７１の電流が停止したことを確認してから半導体スイッチ６６を閉させる制御回路を採用していた。

従来、２次整流ダイオードの損失軽減の目的にダイオードの替わりに半導体スイッチであるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を、同期させて開閉させて整流する回路方式を採用していた。しかし、従来、２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる電源回路方式には、同期整流回路を採用できなかった。
フライバックコンバータの中でも、２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式は、トランスを小型にできる利点がある。その理由は、トランスの巻線に流れる電流波形により、平均電流値と実効電流値に差が発生することが知られている。２次巻線電流の平均電流値が負荷電流に比例する。

２次巻線電流の実効電流値でトランスの２次巻線損失が比例する。２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式は、２次巻線の電流が停止する後に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式に比較して、尖頭ピーク電流値低く、実効電流は低い値になる。１次巻線電流も同様に、２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式は、そうでない方式に比較して実効電流値が少なくなる。
トランスの銅損は、巻線に流れる実効電流値の２乗と巻線抵抗の積（Ｉ＾２＊Ｒ）になるため、実効電流値が４０％多いと損失が約２倍である。よって、従来の同期整流回路は、トランスが大型になる欠点があった。

２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式で、同期整流回路を採用するためには、１次側の半導体スイッチが閉する直前に、２次側の半導体スイッチを開する必要がある。しかし、１次側の半導体スイッチが閉する直前の開信号を作ることが容易でなく、現在までに、２次巻線の電流が停止する前に、１次側の半導体スイッチを閉させる方式で、同期整流回路を採用したスイッチング電源回路はなかった。本発明は、２次側の半導体スイッチを開する直後に、１次側の半導体スイッチが閉する方法で、１次側の半導体スイッチが閉する直前に、２次側の半導体スイッチを開できる回路である。よって、本発明は、トランスを大型にすることなく、同期整流回路の特徴である高効率のスイッチング電源回路を提供するものである。

例えば、１００Ｖ交流電源を直流１２Ｖ５Ａ６０ＷのＡＣアダプタの場合に、従来、変換効率＝８４％であったが、本発明は、同じ大きさで、変換効率＝８９％に改善できた。
特許出願２００４−２４５９６５「高力率スイッチング電源回路」では、入力電流は正弦波に制御されているために、トランスの２次巻線電流は、０Ａを含め大きく変化している。よって、半導体スイッチの閉するときは、２次巻線の電流が停止前と停止後の状態が混在している。このため、従来の同期整流回路は採用できなかった。本発明では、２次巻線の電流の状態に関係なく安定動作できるため、本発明と組み合せることが可能であり、さらに、効率が改善できる。

図１に、本発明によるブロック回路図を示す。交流電源１の電圧を、整流回路２と半導体スイッチ４とトランス５と半導体スイッチ６とコンデンサ７と電圧検知回路１５と制御回路１２と誤差増幅回路１４と絶縁伝達回路１３と閉遅延回路９とトランス１０と閉遅延回路１１で構成するスイッチング電源回路で、直流電圧に変換して負荷８に供給する。
交流電源１を整流回路２で整流する。半導体スイッチ４の開閉により、トランス５に交流電力を送る。トランス５は絶縁トランスである。トランス５の２次巻線電圧を半導体スイッチ６で直流電圧に整流して、コンデンサ７で平滑して、負荷８へ電力を供給する。負荷８の電圧と同じコンデンサ７の電圧を電圧検知回路１５で検知して、誤差増幅回路１４で基準電圧と比較して、その誤差を増幅した信号をフォトカプラなどの絶縁伝達回路１３で絶縁して制御回路１２へ送る。制御回路１２の内部では、この誤差増幅信号をパルス幅信号に変換して、閉遅延回路９を通して、半導体スイッチ４を駆動するとともに、トランス１０と閉遅延回路１１を通して、半導体スイッチ６を駆動する。

図３に、本発明実施例の回路図を示す。交流電源３１は、ダイオード３２、３３、３４、３５で構成する全波整流回路の交流端子に接続する。ダイオード３２、３３、３４、３５はブリッジ回路に接続している。ダイオード３２のカソード端子とダイオード３４のカソード端子の接続点が正端子である。この正端子は、平滑用コンデンサ３６の正端子に接続するとともに、トランス４３の１次巻線を経由して、半導体スイッチ３９のドレイン端子に接続する。ダイオード３３のアノード端子とダイオード３５のアノード端子の接続点が負端子である。この負端子は、コンデンサ３６の負端子と、制御回路３７と閉遅延回路３８と、半導体スイッチ３９のソース端子に接続する。トランス４３の２次巻線は半導体スイッチ４５を経由して、コンデンサ５０と負荷５１に接続する。コンデンサ５０の両端を、抵抗４８と抵抗４９で分圧して、シャントレギュレータ４７のリファレンス端子に接続する。

シャントレギュレータ４７のアノード端子は、抵抗４９とコンデンサ５０と負荷５１に接続する。シャントレギュレータ４７のカソード端子は抵抗４６を経由して、絶縁伝達回路４２のカソード端子に接続する。絶縁伝達回路４２のアノード端子はコンデンサ５０の正端子に接続する。絶縁伝達回路４２のエミッタ端子とコレクタ端子をそれぞれ制御回路３７に接続する。制御回路３７のパルス幅信号出力端子は、閉遅延回路３８を経由して、半導体スイッチ３９のゲート端子に接続するとともに、コンデンサ４０を経由して、トランス４１の１次巻線に接続する。トランス４１の２次巻線は、閉遅延回路４４を経由して、半導体スイッチ４５のゲート端子に接続する。

本発明実施例の回路図の図３と本発明によるブロック回路図の図１を比較する。交流電源３１が交流電源１である。ダイオード３２、３３、３４、３５とコンデンサ３６が整流回路２である。制御回路３７が制御回路１２である。閉遅延回路３８が閉遅延回路９である。半導体スイッチ３９が半導体スイッチ４である。コンデンサ４０はトランス４１に信号を送るための直流分の除去用である。トランス４１がトランス１０である。絶縁伝達回路４２が絶縁伝達回路１３である。トランス４３がトランス５である。閉遅延回路４４が閉遅延回路１１である。半導体スイッチ４５が半導体スイッチ６である。抵抗４６とシャントレギュレータ４７が誤差増幅回路１４である。抵抗４８と抵抗４９が電圧検知回路１５である。コンデンサ５０がコンデンサ７である。負荷５１が負荷８である。

図４に、本発明の動作説明チャート図を示す。波形５２は制御回路３７のパルス幅信号電圧を示す。波形５３は半導体スイッチ３９のゲート電圧を示す。波形５４は半導体スイッチ４５のゲート電圧を示す。波形５５は半導体スイッチ３９のドレインとソース間電圧を示す。波形５６は半導体スイッチ３９のドレイン電流を示す。波形５７はトランス４３の２次巻線電流を示す。波形５８は半導体スイッチ４５のドレインとソース間電圧を示す。

本発明実施例の図３の動作を説明する。交流電源３１の電圧をダイオード３２、３３、３４、３５のブリッジ整流回路で整流する。この整流電圧をコンデンサ３６で平滑する。この平滑された電圧を半導体スイッチ３９でスイッチングしてトランス４３の１次巻線に印加する。半導体スイッチ３９が閉するとトランス４３に黒印が正の電圧が印加する。２次巻線電圧は半導体スイッチ４５が開であるため阻止される。１次巻線には時間に比例して増える励磁電流が流れる。半導体スイッチ３９が開すると、トランス４３の１次巻線に流れていた電流は流れ続けようと、黒印が負の逆起電力が発生するために、２次巻線から半導体スイッチ４５を通して、コンデンサ５０と負荷５１に電流を流す。このとき、半導体スイッチ４５のゲート電圧が閉信号電圧であり、半導体スイッチ４５の逆導通ダイオードの順電圧損失は発生しない。半導体スイッチ３９と半導体スイッチ４５は交互に開閉を繰り返している。

半導体スイッチ３９のゲート端子電圧は、波形５３の通り、波形５２のパルス幅信号より、遅れて閉信号（Ｈレベル）になる。半導体スイッチ４５のゲート端子電圧は、波形５４の通り、波形５２のパルス幅信号と、閉信号（Ｈレベル）と開信号（Ｌレベル）が逆で、かつ、波形５２のパルス幅信号の開信号（Ｌレベル）より、遅れて閉信号（Ｈレベル）になる。この閉遅延回路３８と閉遅延回路４４の働きで、半導体スイッチ３９と半導体スイッチ４５が同時に閉することはない。この回路構成であれば、トランス４３の２次巻線電流が停止する前でも、半導体スイッチ３９を閉する直前に半導体スイッチ４５を開できる。
コンデンサ５０の電圧を抵抗４８と抵抗４９で分圧検知の電圧とシャントレギュレータ４７の内部基準電圧を比較して、その誤差を増幅した信号を抵抗４６と絶縁伝達回路４２を経由して、制御回路３７へ送る。制御回路３７で、誤差増幅信号をパルス幅信号に変換する。この働きにより、負荷５１の電圧は安定制御できる。

本発明実施例の閉遅延回路図を図７に示す。制御回路３７のパルス幅信号８６は、閉遅延回路３８の内部のコンデンサ８７と抵抗８８の直列回路に接続する。コンデンサ８７の端子間電圧を抵抗８９と抵抗９０で分圧して、トランジスタ９３のベース端子に接続する。トランジスタ９３のコレクタ端子は抵抗９１を経由して、半導体スイッチ３９のゲート端子に接続する。半導体スイッチ３９のゲート端子にダイオード９２のアノードを接続する。ダイオード９２のカソ−ド端子はトランジスタ９３のエミッタ端子と抵抗８９とコンデンサ８７と制御回路３７のパルス幅信号端子に接続する。制御回路３７のパルス幅信号８６が閉信号（Ｈレベル）に変化したときは、その電圧がコンデンサ８７と抵抗８８の直列回路に印加する。

コンデンサ８７の端子電圧は、すぐに上昇しないために、トランジスタ９３は開状態であり、半導体スイッチ３９は、すぐに閉しない。抵抗８８からコンデンサ８７に充電電流が流れて、コンデンサ８７の電圧は上昇する。このコンデンサ８７の電圧は、抵抗８９と抵抗９０で分圧されて、トランジスタ９３のベース端子に印加される。抵抗８９の電圧が、トランジスタ９３のベースとエミッタ間の順電圧（約０．６Ｖ）に達すると、トランジスタ９３のベースに電流が流れて、トランジスタ９３は閉する。この動作で、半導体スイッチ３９はパルス幅信号８６より遅れて閉する。パルス幅信号８６が開に変化したときは、ダイオード９２を経由して、すぐに、開信号が半導体スイッチ３９に送られる。コンデンサ８７の電圧に関係なく、半導体スイッチ３９はパルス幅信号８６と同時にすぐに開する。図３の閉遅延回路４４も、この閉遅延回路３８と同じ回路構成で目的の動作ができる。

本発明実施例のフォアードコンバータ回路図を図８に示す。交流電源９４は、ダイオード９５、９６、９７，９８で構成する全波整流回路の交流端子に接続する。ダイオード９５、９６、９７，９８はブリッジ回路に接続している。ダイオード９５のカソード端子とダイオード９７のカソード端子の接続点が正端子である。この正端子は、平滑用コンデンサ９９の正端子に接続するとともに、トランス１０６の１次巻線を経由して、半導体スイッチ１０２のドレイン端子に接続する。ダイオード９６のアノード端子とダイオード９８のアノード端子の接続点が負端子である。この負端子は、コンデンサ９９の負端子と、制御回路１００と閉遅延回路１０１と、半導体スイッチ１０２のソース端子に接続する。トランス１０６の２次巻線は半導体スイッチ１０７を経由して半導体スイッチ１０８に接続するとともに、インダクタ１１１を経由して、コンデンサ１１６と負荷１１７に接続する。

負荷１１７と同じ電圧のコンデンサ１１６の電圧を、抵抗１１４と抵抗１１５で分圧して、シャントレギュレータ１１２のリファレンス端子に接続する。シャントレギュレータ１１２のアノード端子は、抵抗１１５とコンデンサ１１６の負端子に接続する。シャントレギュレータ１１２のカソード端子は抵抗１１３を経由して、絶縁伝達回路１０５のカソード端子に接続する。絶縁伝達回路１０５のアノード端子はコンデンサ１１６の正端子に接続する。絶縁伝達回路１０５のエミッタとコレクタをそれぞれ制御回路１００に接続する。制御回路１００のパルス幅信号出力端子は、閉遅延回路１０１を経由して、半導体スイッチ１０２のゲート端子に接続するとともに、コンデンサ１０３を経由して、トランス１０４の１次巻線に接続する。トランス１０４の一方の２次巻線は、閉遅延回路１０９を経由して、半導体スイッチ１０７のゲート端子に接続する。トランス１０４のもう一方の２次巻線は、閉遅延回路１１０を経由して、半導体スイッチ１０８のゲート端子に接続する。

図８の動作を説明する。交流電源９４は、ダイオード９５、９６、９７，９８で、全波整流して、コンデンサ９９で平滑する。半導体スイッチ１０２が閉のとき、コンデンサ９９の電圧は、トランス１０６の１次巻線に印加する。このとき、半導体スイッチ１０７は閉して、半導体スイッチ１０８は開しているので、トランス１０６の２次巻線電圧はインダクタ１１１とコンデンサ１１６に分圧印加する。インダクタ１１１の黒点が正電圧である。インダクタ１１１の電流は時間に比例して上昇する。半導体スイッチ１０２が開のとき、半導体スイッチ１０７は開して、半導体スイッチ１０８は閉しているので、インダクタ１１１の電流は、流れ続けようと、半導体スイッチ１０８を経由して、コンデンサ１１６へ転流する。この逆起電力は黒点が負電圧である。インダクタ１１１の逆起電力により転流中であっても、閉遅延回路１０１と閉遅延回路１０９の働きで、半導体スイッチ１１０が開した直後に、半導体スイッチ１０２と半導体スイッチ１０７が閉する。半導体スイッチ１０２と半導体スイッチ１０８が同時に閉することはない。図３と同様に、抵抗１１４と抵抗１１５とシャントレギュレータ１１２と抵抗１１３と絶縁伝達回路１０５と制御回路１００の働きにより、負荷１１７の電圧は安定制御できる。

本発明は、例えば、図３の場合、待機時など、負荷電流が少ないときは、トランス４３の逆起電力の転流が停止後も、半導体スイッチ３９の開のときに、半導体スイッチ４５が閉している時間がある。このとき、コンデンサ５０の電圧は、半導体スイッチ４５を経由して、トランス４３の２次巻線に印加する。このため、転流後に励磁電流が逆流する。その後、半導体スイッチ４５が開すると、トランス４３の電流は半導体スイッチ３９を経由して、コンデンサ３６へ回生する。このため、待機時などの軽負荷のときに消費電力が多い欠点がある。この欠点は、誤差増幅信号の値を検知するなどで、軽負荷であることを、判別して、トランス４１の１次巻線の電圧を停止できる回路を追加すれば解決できる。

本発明によるブロック回路図である。 従来のブロック回路図である。 本発明実施例の回路図である。 本発明の動作説明チャート図である。 従来の回路図である。 従来の動作説明チャート図である。 本発明実施例の閉遅延回路図である。 本発明実施例のフォアードコンバータ回路図である。

符号の説明

１：交流電源 ２：整流回路
４：半導体スイッチ ５：トランス
６：半導体スイッチ ７：コンデンサ
８：負荷 ９：閉遅延回路
１０：トランス １１：閉遅延回路
１２：制御回路 １３：絶縁伝達回路
１４：誤差増幅回路 １５：電圧検知回路
１６：交流電源 １７：整流回路
１９：半導体スイッチ ２０：トランス
２１：電流検知回路 ２２：半導体スイッチ
２３：コンデンサ ２４：負荷
２５：電圧検知回路 ２６：制御回路
２７：制御回路 ２８：絶縁伝達回路
２９：誤差増幅回路 ３０：電圧検知回路
３１：交流電源 ３２〜３５：ダイオード
３６：コンデンサ ３７：制御回路
３８：閉遅延回路 ３９：半導体スイッチ
４０：コンデンサ ４１：トランス
４２：絶縁伝達回路 ４３：トランス
４４：閉遅延回路 ４５：半導体スイッチ
４６、４８、４９：抵抗 ４７：シャントレギュレータ
５０：コンデンサ ５１：負荷
５２〜５８：波形 ５９：交流電源
６０〜６３：ダイオード ６４：コンデンサ
６５：制御回路 ６６：半導体スイッチ
６７：絶縁伝達回路 ６８：トランス
６９：制御回路 ７０：電流トランス
７１：半導体スイッチ ７２：シャントレギュレータ
７３〜７５：抵抗 ７６：コンデンサ
７７：負荷 ７８〜８５：波形
８６：パルス幅信号 ８７：コンデンサ
８８〜９１：抵抗 ９２：ダイオード
９３：トランジスタ ９４：交流電源
９５〜９８：ダイオード ９９：コンデンサ
１００：制御回路 １０１：閉遅延回路
１０２：半導体スイッチ １０３：コンデンサ
１０４：トランス １０５：絶縁伝達回路
１０６：トランス １０７、１０８：半導体スイッチ
１０９、１１０：閉遅延回路 １１１：インダクタ
１１２：シャントレギュレータ １１３〜１１５：抵抗
１１６：コンデンサ １１７：負荷

Claims (2)

1. 交流電源を直流電圧に変換する電源回路において、整流回路とと１次半導体スイッチと主トランスと２次半導体スイッチと２次平滑コンデンサと電圧検知回路と誤差増幅回路と絶縁伝達回路と制御回路と１次半導体スイッチ用遅延回路と駆動トランスを備えて、１次半導体スイッチと２次半導体スイッチの開閉は同期して、かつ閉時間をそれぞれ遅延させることを特徴としたスイッチング電源回路。
2. 軽負荷判別回路を備えて、負荷が軽いときは２次半導体スイッチを開閉させないことを特徴とする請求項１のスイッチング電源回路。

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