JP2006136047A - スイッチング電源回路、プリンタ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 プリンタ装置において、印刷動作が停止となりプリント駆動機構部の動作が停止状態とされた場合での消費電力のさらなる削減を図る。
【解決手段】電源回路部１０ａはプリント駆動機構部１６における所定の駆動機構に対する電源を供給するようにされる。そして、強制制御回路４には、印刷動作を停止すべき状態となったとき（つまり電源回路部１０ａ側からみれば負荷側が無負荷とされるべき状態となるとき）にプリンタ装置１０の制御部１４が出力するＯＦＦ制御信号が供給され、これに応じて二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化を行う制御回路１の検出入力電圧レベルを引き上げるように動作する。これに伴っては二次側直流出力電圧Ｅｏがより低いレベルで安定化されるようになるので、その分電源回路部における消費電力の削減を図ることができる。
【選択図】図２
【解決手段】電源回路部１０ａはプリント駆動機構部１６における所定の駆動機構に対する電源を供給するようにされる。そして、強制制御回路４には、印刷動作を停止すべき状態となったとき（つまり電源回路部１０ａ側からみれば負荷側が無負荷とされるべき状態となるとき）にプリンタ装置１０の制御部１４が出力するＯＦＦ制御信号が供給され、これに応じて二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化を行う制御回路１の検出入力電圧レベルを引き上げるように動作する。これに伴っては二次側直流出力電圧Ｅｏがより低いレベルで安定化されるようになるので、その分電源回路部における消費電力の削減を図ることができる。
【選択図】図２
Description
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。また、スイッチング電源回路を電源として備えたプリンタ装置に関する。
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１１は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
図１１は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１１に示されるスイッチング電源回路としては、パーソナルコンピュータ等において扱われる文字データや画像データ等を印刷出力するようにされる、例えばインクジェット式プリンタ等のプリンタ装置の電源として備えられるものである。
そして、この電源回路によって生成される二次側直流出力電圧Ｅｏ（直流電源Ｅ１）は、プリンタ装置において印刷動作時にのみその動作が必要とされる、例えば印刷動作用モータ等の所定の駆動機構部の動作電源として供給するものとされる。
ここで、上記のような印刷動作用モータ等の、印刷動作時に必要な駆動機構部は、印刷動作が行われない状態では、（他の部位は動作状態となっていても）完全に動作を停止した状態となっており、よって負荷は解放状態となる。
つまり、この場合の電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷について、負荷電力が印刷動作時での最大負荷から、印刷動作停止時の無負荷までに対応して動作するものとされている。
なお、実際の負荷条件として、この図１１に示す電源回路では、例えば負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ（二次側直流出力電圧Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下）の条件に対応するものとされる。
そして、この電源回路によって生成される二次側直流出力電圧Ｅｏ（直流電源Ｅ１）は、プリンタ装置において印刷動作時にのみその動作が必要とされる、例えば印刷動作用モータ等の所定の駆動機構部の動作電源として供給するものとされる。
ここで、上記のような印刷動作用モータ等の、印刷動作時に必要な駆動機構部は、印刷動作が行われない状態では、（他の部位は動作状態となっていても）完全に動作を停止した状態となっており、よって負荷は解放状態となる。
つまり、この場合の電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷について、負荷電力が印刷動作時での最大負荷から、印刷動作停止時の無負荷までに対応して動作するものとされている。
なお、実際の負荷条件として、この図１１に示す電源回路では、例えば負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ（二次側直流出力電圧Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下）の条件に対応するものとされる。
先ず、この図１１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０以上の結合係数を得るようにしている。
実際には、ギャップＧ＝1.0mmとし、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数（ターン数）を一次巻線Ｎ１＝６５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝１４Ｔ（センタータップを境に７Ｔ＋７Ｔ）とすることで、結合係数ｋ＝０．８５程度を得るようにされている。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０以上の結合係数を得るようにしている。
実際には、ギャップＧ＝1.0mmとし、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数（ターン数）を一次巻線Ｎ１＝６５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝１４Ｔ（センタータップを境に７Ｔ＋７Ｔ）とすることで、結合係数ｋ＝０．８５程度を得るようにされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側アースに接続されるセンタータップを施すことで、図示するように二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割している。その上で、二次巻線Ｎ２の各端部には、整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo2を接続し、さらにこれら整流ダイオードによる整流出力を平滑化する平滑コンデンサＣoAを接続することで、両波整流回路が形成されている。
この両波整流回路により、平滑コンデンサＣoAの両端電圧として、各二次巻線部Ｎ2A、Ｎ2Bに誘起される交番電圧の等倍のレベルに対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、上述もしたようにプリンタ装置における所定の駆動機構部に対して供給されるべきものとなる。
この両波整流回路により、平滑コンデンサＣoAの両端電圧として、各二次巻線部Ｎ2A、Ｎ2Bに誘起される交番電圧の等倍のレベルに対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、上述もしたようにプリンタ装置における所定の駆動機構部に対して供給されるべきものとなる。
また、この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示するように制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
さらに、この図に示す電源回路には、プリンタ装置の電源として備えられる場合に対応して、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインに対して挿入された消費電力削減スイッチ回路２０と、平滑コンデンサＣｏBとが備えられている。
消費電力削減スイッチ回路２０は、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインとして、先に説明した平滑コンデンサＣｏAの正極端子と上記平滑コンデンサＣｏBの正極端子との間に挿入されたスイッチング素子Ｑ３を備える。この場合、スイッチング素子Ｑ３はＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。
このスイッチング素子Ｑ３のゲートに対しては、図示するように外部から供給されるＯＮ／ＯＦＦ制御信号に応じたゲート電圧が、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２によって検出されて印加される。
消費電力削減スイッチ回路２０は、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインとして、先に説明した平滑コンデンサＣｏAの正極端子と上記平滑コンデンサＣｏBの正極端子との間に挿入されたスイッチング素子Ｑ３を備える。この場合、スイッチング素子Ｑ３はＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。
このスイッチング素子Ｑ３のゲートに対しては、図示するように外部から供給されるＯＮ／ＯＦＦ制御信号に応じたゲート電圧が、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２によって検出されて印加される。
ここで、このＯＮ／ＯＦＦ制御信号は、図示されないプリンタ装置の全体制御を行う制御部から供給されるものである。
例えば、プリンタ装置において、印刷動作を実行すべきとされて、上記駆動機構部を動作させるべき状態にあっては、上記制御部位よりＯＮ制御信号が供給される。また、印刷動作を停止すべきとされて上記駆動機構部の動作を停止させるべき状態となることに応じては、ＯＦＦ制御信号が供給されるようになっている。
例えば、プリンタ装置において、印刷動作を実行すべきとされて、上記駆動機構部を動作させるべき状態にあっては、上記制御部位よりＯＮ制御信号が供給される。また、印刷動作を停止すべきとされて上記駆動機構部の動作を停止させるべき状態となることに応じては、ＯＦＦ制御信号が供給されるようになっている。
このようなＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されることで、上記駆動機構部を動作させるべき状態では、スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされて二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく直流電圧が平滑コンデンサＣｏBに得られ、これが直流電源Ｅ１として駆動機構部に対して供給される。
また、上記駆動機構部の動作を停止させるべき状態では、スイッチング素子Ｑ３はＯＦＦとされ、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷側への出力ラインを完全に遮断するようにされる。つまり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく直流電源Ｅ１の駆動機構部への供給が完全に停止されるものとなる。
また、上記駆動機構部の動作を停止させるべき状態では、スイッチング素子Ｑ３はＯＦＦとされ、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷側への出力ラインを完全に遮断するようにされる。つまり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく直流電源Ｅ１の駆動機構部への供給が完全に停止されるものとなる。
ここで、図１１に示したように、プリンタ装置の電源として備えられるスイッチング電源回路においては、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインに消費電力削減スイッチ回路２０を挿入するようにされ、メイン出力としての二次側直流出力電圧Ｅｏが動作電源として供給される駆動機構部の動作を停止すべき状態となった場合に、これをＯＦＦとして二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインと負荷側とを完全に遮断するようにしている。
このようにすることで、上記駆動機構部が動作停止状態とされ、負荷側が無負荷とされる状態となった場合での消費電力を、できるだけ削減できるようにされているものである。
このようにすることで、上記駆動機構部が動作停止状態とされ、負荷側が無負荷とされる状態となった場合での消費電力を、できるだけ削減できるようにされているものである。
しかしながら、二次側直流出力電圧Ｅｏと負荷側とを完全に遮断したとしても、電源回路側においては、この二次側直流出力電圧Ｅｏを所定レベルで安定化する動作は引き続き行われるものとなる。すなわち、動作状態にある電源回路側から見れば、負荷側が無負荷とされる状態で動作を継続するようにされるからである。
このことから、電源回路側においては、負荷側と遮断されたことによる消費電力の削減は上記の如く図られたとしても、なお相応の電力が消費されることになる。
このことから、電源回路側においては、負荷側と遮断されたことによる消費電力の削減は上記の如く図られたとしても、なお相応の電力が消費されることになる。
ここで、上記のようにしてメイン出力としての二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷側の動作が停止されるべき状態としては、負荷側への電力供給を行う必要がない状態であるといえる。従って、このように負荷側が無負荷となった場合の消費電力はできるだけ削減できることが好ましい。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスとを備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段を備えるようにしたものである。
つまり、先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスとを備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段を備えるようにしたものである。
また、本発明では、プリンタ装置として以下のように構成することとした。
すなわち、本発明のプリンタ装置は、以下の構成によるスイッチング電源回路を備えて構成される。
先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスとを備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して、プリンタ装置において印刷動作を行うにあたってその動作が必要とされる所定の駆動機構部に対して供給される二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
さらに、上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段を備えるものである。
すなわち、本発明のプリンタ装置は、以下の構成によるスイッチング電源回路を備えて構成される。
先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスとを備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して、プリンタ装置において印刷動作を行うにあたってその動作が必要とされる所定の駆動機構部に対して供給される二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
さらに、上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段を備えるものである。
上記のようにして本発明のスイッチング電源回路では、無負荷とされる状態が検出されることに応じ、二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させる制御を行うようにされている。つまり、これによって無負荷とされる状態となることに応じては、必要な交流入力電力が低減されて、消費電力をさらに削減することができる。
特にプリンタ装置では、例えば印刷動作用のモータ等の駆動機構部は、印刷動作が行われないときに全く動作の必要がなく、このような駆動機構部に対して電源を供給する電源回路側からみれば、上記のように負荷側が無負荷とされる状態となることがある。
従って、上記スイッチング電源回路を、このようなプリンタ装置の電源として備えるようにした本発明では、効果的にプリンタ装置の消費電力の削減を図ることができる。
特にプリンタ装置では、例えば印刷動作用のモータ等の駆動機構部は、印刷動作が行われないときに全く動作の必要がなく、このような駆動機構部に対して電源を供給する電源回路側からみれば、上記のように負荷側が無負荷とされる状態となることがある。
従って、上記スイッチング電源回路を、このようなプリンタ装置の電源として備えるようにした本発明では、効果的にプリンタ装置の消費電力の削減を図ることができる。
このようにして本発明のスイッチング電源回路によれば、当該スイッチング電源回路を電源として備える装置側において、二次側直流出力電圧が供給される負荷側が無負荷とされる状態となった場合に、さらなる消費電力の削減を図ることができる。すなわち、負荷側に電力供給を行う必要がない状態における消費電力のさらなる削減を図ることができる。
特に、プリンタ装置において、例えば印刷動作用のモータ等の駆動機構部は、印刷動作が行われないときに全く動作の必要がなく、よって動作中の電源回路側からみれば二次側直流出力電圧が供給される負荷側が上記のように無負荷とされる状態となることがあることから、上記スイッチング電源回路を、このようなプリンタ装置の電源として備えるようにした本発明では、効果的にプリンタ装置の印刷動作停止状態での消費電力の削減を図ることができる。
特に、プリンタ装置において、例えば印刷動作用のモータ等の駆動機構部は、印刷動作が行われないときに全く動作の必要がなく、よって動作中の電源回路側からみれば二次側直流出力電圧が供給される負荷側が上記のように無負荷とされる状態となることがあることから、上記スイッチング電源回路を、このようなプリンタ装置の電源として備えるようにした本発明では、効果的にプリンタ装置の印刷動作停止状態での消費電力の削減を図ることができる。
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）について説明していく。
先ず、図１のブロック図では、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路を電源として備える、実施の形態としてのプリンタ装置１０の内部構成を示す。
実施の形態のプリンタ装置１０としては、図示するＵＳＢ（Universal Serial Bus）インタフェース１１が備えられて、ＵＳＢケーブルを介して接続された例えばパーソナルコンピュータ等の外部機器とのデータ通信が可能とされる。そして、このようなＵＳＢインタフェース１１を介して入力された、例えば画像、絵、文字等のデータを、装填された所要の用紙に対して印刷することが可能に構成される。
先ず、図１のブロック図では、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路を電源として備える、実施の形態としてのプリンタ装置１０の内部構成を示す。
実施の形態のプリンタ装置１０としては、図示するＵＳＢ（Universal Serial Bus）インタフェース１１が備えられて、ＵＳＢケーブルを介して接続された例えばパーソナルコンピュータ等の外部機器とのデータ通信が可能とされる。そして、このようなＵＳＢインタフェース１１を介して入力された、例えば画像、絵、文字等のデータを、装填された所要の用紙に対して印刷することが可能に構成される。
先ず、上記ＵＳＢインタフェース１１を介して入力された外部機器からの画像等の印刷用データは、当該プリンタ装置１０の全体制御を行うようにされた制御部１４の制御に基づき、データ処理部１３に供給される。
データ処理部１３は、供給された印刷用データに基づき、図示するドライバ１５に供給すべき各種のドライブ信号を生成する。なお、このデータ処理部１３は、制御部１４からの指示に基づいて印刷用データに対する色補正等の処理も行うようにされる。
データ処理部１３は、供給された印刷用データに基づき、図示するドライバ１５に供給すべき各種のドライブ信号を生成する。なお、このデータ処理部１３は、制御部１４からの指示に基づいて印刷用データに対する色補正等の処理も行うようにされる。
プリント駆動機構部１６は、印刷動作を行うにあたって必要な駆動機構を包括的に示している。例えば、インクの排出を行うインクヘッドを駆動するためのヘッド駆動機構や、上記インクヘッドをスライドさせるスライド駆動モータ、用紙送りモータ等の各種モータを駆動するためのモータ駆動機構等を含むものとなる。
ドライバ１５は、これら駆動機構部１６内の各種駆動機構部を駆動するためのドライバを包括的に示している。このドライバ１５は、上記データ処理部１３から供給される各種ドライブ信号に基づいて各駆動機構部を駆動制御するようにされる。
このようなデータ処理部１３、ドライバ１５、プリント駆動機構部１６の動作が得られることで、入力データに基づく画像、絵、文字等が印刷出力される。
ドライバ１５は、これら駆動機構部１６内の各種駆動機構部を駆動するためのドライバを包括的に示している。このドライバ１５は、上記データ処理部１３から供給される各種ドライブ信号に基づいて各駆動機構部を駆動制御するようにされる。
このようなデータ処理部１３、ドライバ１５、プリント駆動機構部１６の動作が得られることで、入力データに基づく画像、絵、文字等が印刷出力される。
また、電源回路部１０ａは、本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路である。
この電源回路部１０ａに対しては商用交流電源ＡＣが入力され、後述する構成によってこの商用交流電源ＡＣから直流電源Ｅ１を生成するようにされる。
ここで、電源回路部１０ａによって生成される上記直流電源Ｅ１は、電源回路部１０ａのメイン出力として、上記したプリント駆動機構部１６内の所要の駆動機構の動作電源として供給される。
つまり、電源回路部１０ａは、上記メイン出力としての直流電源Ｅ１を、プリント装置１０において印刷動作が行われる場合にのみ動作状態とされる所要の駆動機構に対して供給するようにされているものとなる。
この電源回路部１０ａに対しては商用交流電源ＡＣが入力され、後述する構成によってこの商用交流電源ＡＣから直流電源Ｅ１を生成するようにされる。
ここで、電源回路部１０ａによって生成される上記直流電源Ｅ１は、電源回路部１０ａのメイン出力として、上記したプリント駆動機構部１６内の所要の駆動機構の動作電源として供給される。
つまり、電源回路部１０ａは、上記メイン出力としての直流電源Ｅ１を、プリント装置１０において印刷動作が行われる場合にのみ動作状態とされる所要の駆動機構に対して供給するようにされているものとなる。
また、電源回路部１０ａに対しては、制御部１４からのＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給される。このＯＮ／ＯＦＦ制御信号は、後述もするが電源回路部１０ａからプリント駆動機構部１６への上記直流電源Ｅ１の供給をＯＮ／ＯＦＦするための信号である。
この場合、制御部１４は、印刷動作が行われるべき状態にあっては、電源回路部１０ａに対してＯＮ制御信号を供給し、プリント駆動機構部１６に対して直流電源Ｅ１を供給させる。また、印刷動作を停止させるべき状態となることに応じては、ＯＦＦ制御信号を供給し、プリント駆動機構部１６への直流電源Ｅ１の供給を停止させる。
これによって先の図１１にて説明した構成と同様に、印刷動作の停止状態では電源回路部１０ａ側と駆動機構部とを遮断し、これによって動作停止状態とされた場合での電源回路部１０ａ側での消費電力をできるだけ削減するように図られている。
この場合、制御部１４は、印刷動作が行われるべき状態にあっては、電源回路部１０ａに対してＯＮ制御信号を供給し、プリント駆動機構部１６に対して直流電源Ｅ１を供給させる。また、印刷動作を停止させるべき状態となることに応じては、ＯＦＦ制御信号を供給し、プリント駆動機構部１６への直流電源Ｅ１の供給を停止させる。
これによって先の図１１にて説明した構成と同様に、印刷動作の停止状態では電源回路部１０ａ側と駆動機構部とを遮断し、これによって動作停止状態とされた場合での電源回路部１０ａ側での消費電力をできるだけ削減するように図られている。
なお、このような制御部１４としての動作と、上記したデータ処理部１３の動作としては、実際には図中に破線により囲ったマイクロコンピュータ１２によるソフトウェア処理によって実現されるものである。
また、ここでは、電源回路部１０ａは、プリント駆動機構部１６内の所定の駆動機構に対してのみ電源を供給するものとしているが、もちろん多出力として共通の電源回路部１０ａからプリンタ装置１０内の各部へ動作電源を供給する構成とすることもできる。
但し、実施の形態としての動作は、このように所定の駆動機構部に対して供給するメイン出力に関するものとなることから、以下では電源回路部１０ａがこのようにメイン出力のみを生成するものとして説明を続ける。
また、ここでは、電源回路部１０ａは、プリント駆動機構部１６内の所定の駆動機構に対してのみ電源を供給するものとしているが、もちろん多出力として共通の電源回路部１０ａからプリンタ装置１０内の各部へ動作電源を供給する構成とすることもできる。
但し、実施の形態としての動作は、このように所定の駆動機構部に対して供給するメイン出力に関するものとなることから、以下では電源回路部１０ａがこのようにメイン出力のみを生成するものとして説明を続ける。
図２は、図１において電源回路部１０ａとして示した、実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この電源回路部１０ａとしては、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この電源回路部１０ａは、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
具体的には、この場合も先の図１１の回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗで、且つ二次側直流出力電圧Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下となる条件に対応した構成を採る。
この電源回路部１０ａとしては、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この電源回路部１０ａは、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
具体的には、この場合も先の図１１の回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗで、且つ二次側直流出力電圧Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下となる条件に対応した構成を採る。
先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2（この場合は二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2（この場合は二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.4mm程度を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
ちなみに、先の図１１に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして例えば1.0mm以下を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．８５程度を得るようにされていた。
このことから上記説明によれば、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について従来よりもさらに低い状態を設定していることになる。
後述もするが、実施の形態の電源回路においては、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について低い状態を設定していることで、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
このことから上記説明によれば、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について従来よりもさらに低い状態を設定していることになる。
後述もするが、実施の形態の電源回路においては、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について低い状態を設定していることで、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを巻装している。そして、これら二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対しては、先ず、各々の一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを接続している。
これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2A、また上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとによって、それぞれ二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
なお、この場合、上記二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとはそれぞれ同じターン数が設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとしても、それぞれ同じキャパシタンスが設定される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを巻装している。そして、これら二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対しては、先ず、各々の一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを接続している。
これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2A、また上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとによって、それぞれ二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
なお、この場合、上記二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとはそれぞれ同じターン数が設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとしても、それぞれ同じキャパシタンスが設定される。
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、多重共振形コンバータということにする。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、多重共振形コンバータということにする。
上記それぞれの二次側直列共振回路（Ｌ2A−Ｃ2A、Ｌ2B−Ｃ2B）に対しては、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4A、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bを図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路による全波整流回路が接続される。そして、これらのブリッジ整流回路に対して、図のように共通となるようにして１組の平滑コンデンサＣoAが設けられることで、二次巻線Ｎ2A側のブリッジ整流回路とこの平滑コンデンサＣｏAとによる全波整流平滑回路と、二次巻線Ｎ2B側のブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏAとによる全波整流平滑回路が形成される。
これらの全波整流回路において、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期では、各ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoAに対して共通に整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoAに対して共通に整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣoAの両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）としては、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに励起される交番電圧レベルに対応したレベルが得られることになる。
これにより、平滑コンデンサＣoAの両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）としては、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに励起される交番電圧レベルに対応したレベルが得られることになる。
なお、この図２に示す電源回路部１０ａにおいては、上記のようにして二次巻線Ｎ２として二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bを巻装し、これら二次巻線Ｎ２のそれぞれの出力に基づいて共通の二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとしている。
このような構成としているのは、二次側の整流電流のピークレベルを低減して無効電力の削減を図るようにするためである。
例えば、仮に図２に示した回路において二次巻線Ｎ２を１つのみ巻装した場合を想定してみると、二次側の整流電流レベルは、同じ負荷をまかなうにあたっては、図２に示すままのの構成とした場合よりも増大させる必要がある。すなわち、これにより整流素子の導通損失が増大し、無効電力が増大する。
これに対し、上記のようにして二次巻線Ｎ２の複数を並列に設け、これらから共通に二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにすれば、各二次巻線Ｎ２側に流れる整流電流のピークレベルは低減でき、これによって整流素子の導通損を低減でき、その分の無効電力を削減できるものである。
このような構成としているのは、二次側の整流電流のピークレベルを低減して無効電力の削減を図るようにするためである。
例えば、仮に図２に示した回路において二次巻線Ｎ２を１つのみ巻装した場合を想定してみると、二次側の整流電流レベルは、同じ負荷をまかなうにあたっては、図２に示すままのの構成とした場合よりも増大させる必要がある。すなわち、これにより整流素子の導通損失が増大し、無効電力が増大する。
これに対し、上記のようにして二次巻線Ｎ２の複数を並列に設け、これらから共通に二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにすれば、各二次巻線Ｎ２側に流れる整流電流のピークレベルは低減でき、これによって整流素子の導通損を低減でき、その分の無効電力を削減できるものである。
上記のようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、先の図１に示したプリント駆動機構部１６における所定の駆動機構に対して、直流電源Ｅ１として供給されるべきものとなる。
ここで、図示するように二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインに対しては、後述する消費電力削減スイッチ回路３が挿入され、さらにこの消費電力削減スイッチ回路３の後段（商用交流電源ＡＣ側からみて）に対しては平滑コンデンサＣｏBが接続されている。
このような構成により、この場合は消費電力削減スイッチ回路３がＯＮとされることに応じて、平滑コンデンサＣｏBの両端に二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく両端電圧が得られ、これが直流電源Ｅ１としてプリント駆動機構部１６に供給されるようになっている。
ここで、図示するように二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインに対しては、後述する消費電力削減スイッチ回路３が挿入され、さらにこの消費電力削減スイッチ回路３の後段（商用交流電源ＡＣ側からみて）に対しては平滑コンデンサＣｏBが接続されている。
このような構成により、この場合は消費電力削減スイッチ回路３がＯＮとされることに応じて、平滑コンデンサＣｏBの両端に二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく両端電圧が得られ、これが直流電源Ｅ１としてプリント駆動機構部１６に供給されるようになっている。
また、上記二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
この制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられ、図示するようにシャントレギュレータＱ４、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、ツェナーダイオードＤｚ、及びフォトカプラＰＣを含んで構成される。
この制御回路１では、平滑コンデンサＣｏAと二次側アースとの間に直列に挿入された抵抗Ｒ８−抵抗Ｒ９の接続点において、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを検出するようにされ、この検出電圧がシャントレギュレータＱ４の制御端子に供給される。
シャントレギュレータＱ４は、アノードが二次側アースに接続され、カソードがフォトカプラＰＣにおけるフォトダイオードのカソードと接続されている。さらにこの場合、上記フォトダイオードのアノードは抵抗Ｒ１０の直列接続を介し、上記した平滑コンデンサＣｏAの正極端子と抵抗Ｒ８との接続点に対して接続されている。
これにより、シャントレギュレータＱ４と接続されたフォトダイオードには、このシャントレギュレータＱ４の制御端子に検出入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御電流が流される。
そして、この制御電流が一次側のフォトトランジスタに伝達され、図示するように発振・ドライブ回路２に対して供給される。
この制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられ、図示するようにシャントレギュレータＱ４、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、ツェナーダイオードＤｚ、及びフォトカプラＰＣを含んで構成される。
この制御回路１では、平滑コンデンサＣｏAと二次側アースとの間に直列に挿入された抵抗Ｒ８−抵抗Ｒ９の接続点において、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを検出するようにされ、この検出電圧がシャントレギュレータＱ４の制御端子に供給される。
シャントレギュレータＱ４は、アノードが二次側アースに接続され、カソードがフォトカプラＰＣにおけるフォトダイオードのカソードと接続されている。さらにこの場合、上記フォトダイオードのアノードは抵抗Ｒ１０の直列接続を介し、上記した平滑コンデンサＣｏAの正極端子と抵抗Ｒ８との接続点に対して接続されている。
これにより、シャントレギュレータＱ４と接続されたフォトダイオードには、このシャントレギュレータＱ４の制御端子に検出入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御電流が流される。
そして、この制御電流が一次側のフォトトランジスタに伝達され、図示するように発振・ドライブ回路２に対して供給される。
なお、この場合の制御回路１において、図示するように平滑コンデンサＣｏAの正極端子と二次側アースの間に直接に挿入された抵抗Ｒ７とツェナーダイオードＤｚとによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが所定以上に上昇した際に制御回路１による動作を停止するための保護回路が形成される。
発振・ドライブ回路２では、上記のように制御回路１側から供給される制御電流のレベルに応じて、スイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1、及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
また、実施の形態における電源回路部１０ａでは、上述もしたように、先の図１１に示した回路と同様の消費電力削減スイッチ回路３が設けられている。
この消費電力削減スイッチ回路３においては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３が備えられている。このスイッチング素子Ｑ３は、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインにおいて直列に挿入され、この場合はソースが整流ダイオードＤo1Aと整流ダイオードＤo3Aの接続点に対して接続され、ドレインが平滑コンデンサＣｏBの正極端子と接続されている。なお、このスイッチング素子Ｑ３に対しても、ドレイン−ソース間に対して並列に図示する方向によりダンパーダイオード（ボディダイオード）ＤD3が挿入される。
この消費電力削減スイッチ回路３においては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３が備えられている。このスイッチング素子Ｑ３は、二次側直流出力電圧Ｅｏの出力ラインにおいて直列に挿入され、この場合はソースが整流ダイオードＤo1Aと整流ダイオードＤo3Aの接続点に対して接続され、ドレインが平滑コンデンサＣｏBの正極端子と接続されている。なお、このスイッチング素子Ｑ３に対しても、ドレイン−ソース間に対して並列に図示する方向によりダンパーダイオード（ボディダイオード）ＤD3が挿入される。
そして、この消費電力削減スイッチ回路３に対しては、先の図１に示した制御部１４から出力されたＯＮ／ＯＦＦ制御信号が、図示する抵抗Ｒ３を介して入力される。そして、このＯＮ／ＯＦＦ制御信号に応じたゲート電圧が、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とによって検出されスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加される。
このとき、上記抵抗Ｒ１〜抵抗Ｒ３の抵抗値の設定により、ＯＮ制御信号の供給に応じてはスイッチング素子Ｑ３をＯＮとするための、またＯＦＦ制御信号の供給に応じてはスイッチング素子Ｑ３をＯＦＦとするするためのゲート電圧が得られるようにされている。そして、これにより、図１に示した制御部１４からのＯＮ制御信号に応じては、スイッチング素子Ｑ３がＯＮとなることで平滑コンデンサＣｏBに二次側直流出力電圧Ｅｏに応じた直流電圧Ｅ１が得られ、これが図１に示したプリント駆動機構部１６内の所定の駆動機構の動作電源として供給されるようになる。
また、ＯＦＦ制御信号の供給に応じては、スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦとされて、二次側直流電圧Ｅｏと負荷側とが完全に遮断される。
このとき、上記抵抗Ｒ１〜抵抗Ｒ３の抵抗値の設定により、ＯＮ制御信号の供給に応じてはスイッチング素子Ｑ３をＯＮとするための、またＯＦＦ制御信号の供給に応じてはスイッチング素子Ｑ３をＯＦＦとするするためのゲート電圧が得られるようにされている。そして、これにより、図１に示した制御部１４からのＯＮ制御信号に応じては、スイッチング素子Ｑ３がＯＮとなることで平滑コンデンサＣｏBに二次側直流出力電圧Ｅｏに応じた直流電圧Ｅ１が得られ、これが図１に示したプリント駆動機構部１６内の所定の駆動機構の動作電源として供給されるようになる。
また、ＯＦＦ制御信号の供給に応じては、スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦとされて、二次側直流電圧Ｅｏと負荷側とが完全に遮断される。
このような動作により、図１に示したプリント駆動機構部１６が動作状態である場合（すなわち印刷動作が行われる場合）には、直流電源Ｅ１としての必要な動作電源を供給できる。
また、印刷動作が停止されてプリント駆動機構部１６が動作停止状態となった場合、すなわち電源回路部１０ａ側から見れば負荷側への電源供給が不要となった場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく直流電源Ｅ１の供給が完全に停止されるものとなり、これによって図１１の回路の場合と同様に、印刷動作が停止状態とされた場合での消費電力をできるだけ削減することができる。
また、印刷動作が停止されてプリント駆動機構部１６が動作停止状態となった場合、すなわち電源回路部１０ａ側から見れば負荷側への電源供給が不要となった場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏに基づく直流電源Ｅ１の供給が完全に停止されるものとなり、これによって図１１の回路の場合と同様に、印刷動作が停止状態とされた場合での消費電力をできるだけ削減することができる。
また、さらに実施の形態の電源回路部１０ａに対しては、このような消費電力削減スイッチ回路３と共に、図示する強制制御回路４が備えられる。
この強制制御回路４内には、図示するようにして抵抗Ｒ４−抵抗Ｒ５による直列接続回路と、トランジスタＱ５、抵抗Ｒ６が備えられている。
先ず、抵抗Ｒ４−抵抗Ｒ５による直列接続回路は、抵抗Ｒ４側が上記した消費電力削減スイッチ回路３内に備えられた抵抗Ｒ１と、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号の供給ラインに対して挿入された抵抗Ｒ３との接続点に対して接続され、抵抗Ｒ５側が二次側アースに接続される。これによってこの直列接続回路には、上記抵抗Ｒ３を介したＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されるようになっている。
この強制制御回路４内には、図示するようにして抵抗Ｒ４−抵抗Ｒ５による直列接続回路と、トランジスタＱ５、抵抗Ｒ６が備えられている。
先ず、抵抗Ｒ４−抵抗Ｒ５による直列接続回路は、抵抗Ｒ４側が上記した消費電力削減スイッチ回路３内に備えられた抵抗Ｒ１と、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号の供給ラインに対して挿入された抵抗Ｒ３との接続点に対して接続され、抵抗Ｒ５側が二次側アースに接続される。これによってこの直列接続回路には、上記抵抗Ｒ３を介したＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されるようになっている。
そして、これら抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点に対しては、トランジスタＱ５のベースが接続されている。
このトランジスタＱ５のエミッタは、制御回路１内にて保護回路を形成する抵抗Ｒ７とツェナーダイオードＤｚとの接続点に対して接続される。そして、コレクタは、図示するように抵抗Ｒ６の直列接続を介し、制御回路１内の抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点に対して接続されている。すなわち、トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ６を介して制御回路１内における二次側直流出力電圧Ｅｏの検出点に対して接続されている。
このトランジスタＱ５のエミッタは、制御回路１内にて保護回路を形成する抵抗Ｒ７とツェナーダイオードＤｚとの接続点に対して接続される。そして、コレクタは、図示するように抵抗Ｒ６の直列接続を介し、制御回路１内の抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点に対して接続されている。すなわち、トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ６を介して制御回路１内における二次側直流出力電圧Ｅｏの検出点に対して接続されている。
このような強制制御回路４においては、上記した抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５の抵抗値の設定により、ＯＮ制御信号の供給に応じてはトランジスタＱ５がＯＦＦとなり、ＯＦＦ制御信号の供給に応じてはトランジスタＱ５がＯＮするようにされている。
トランジスタＱ５がＯＮとなることによっては、このトランジスタＱ５にコレクタ電流が流れる。この際、トランジスタＱ５のコレクタは、上記のようにして抵抗Ｒ６を介して二次側直流出力電圧Ｅｏの検出点に対して接続されていることから、このようにトランジスタＱ５のコレクタ電流が流れることによっては、制御回路１内の検出入力電圧レベルが上昇された状態が得られる。
つまり、これによって、制御部１４からのＯＦＦ制御信号の供給に応じては、制御回路１及び発振・ドライブ回路２を含む定電圧制御ループからみて、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが強制的に上昇された状態が得られることになる。
トランジスタＱ５がＯＮとなることによっては、このトランジスタＱ５にコレクタ電流が流れる。この際、トランジスタＱ５のコレクタは、上記のようにして抵抗Ｒ６を介して二次側直流出力電圧Ｅｏの検出点に対して接続されていることから、このようにトランジスタＱ５のコレクタ電流が流れることによっては、制御回路１内の検出入力電圧レベルが上昇された状態が得られる。
つまり、これによって、制御部１４からのＯＦＦ制御信号の供給に応じては、制御回路１及び発振・ドライブ回路２を含む定電圧制御ループからみて、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが強制的に上昇された状態が得られることになる。
ここで、先にも説明したように、制御回路１及び発振・ドライブ回路２による定電圧制御系の動作としては、検出される二次側直流出力電圧Ｅｏレベルの上昇に対しては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を上昇させる制御を行うようにされ、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを低下させる。つまり、制御部１４からのＯＦＦ制御信号が供給された場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを強制的に低下させる制御が行われるものである。
ここで、これまでの説明から理解されるように、上記ＯＦＦ制御信号が供給される場合としては、印刷動作が停止されるべき状態となって、プリント駆動機構部１６の動作が停止されるべき状態となった場合である。
従って、上記のようにしてこのＯＦＦ制御信号に応じ、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが強制的に低下されるということは、電源回路部１０ａの負荷側が動作停止状態となった場合に、より低いレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにされるということとなる。
そして、このような動作によれば、負荷側（駆動機構部）が動作停止状態となった場合での電源回路部１０ａにおける消費電力は、元の二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを維持し続けるとされた場合よりも低減することができる。すなわち、これよって電源回路部１０ａの負荷側が動作停止状態とされた場合での消費電力は、さらに削減することができる。
従って、上記のようにしてこのＯＦＦ制御信号に応じ、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが強制的に低下されるということは、電源回路部１０ａの負荷側が動作停止状態となった場合に、より低いレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにされるということとなる。
そして、このような動作によれば、負荷側（駆動機構部）が動作停止状態となった場合での電源回路部１０ａにおける消費電力は、元の二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを維持し続けるとされた場合よりも低減することができる。すなわち、これよって電源回路部１０ａの負荷側が動作停止状態とされた場合での消費電力は、さらに削減することができる。
次の図４、図５には、図２に示される電源回路部１０ａから、上記した強制制御回路４を省略した場合での動作波形図を示す。ここで、図２に示した電源回路部１０ａとしては、上述もしたようにワイドレンジ対応の構成が採られる。これに対応して、図４では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での、また図５では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での動作波形をそれぞれ示す。
また、これらの図を参照してわかるように、この場合、図４、図５の各図では、さらに負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時（最大負荷時）と、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時（無負荷時）との動作波形をそれぞれ示す。
また、これらの図を参照してわかるように、この場合、図４、図５の各図では、さらに負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時（最大負荷時）と、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時（無負荷時）との動作波形をそれぞれ示す。
先ず、これら図４、図５において、矩形波状の電圧ＶQ2は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。この電圧ＶQ2は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧ＶQ2、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相をシフトした波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧ＶQ2、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相をシフトした波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図４に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、Ｐｏ＝０Ｗ時で共に３．４Ａｐ程度となる結果が得られている。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図５に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時では３．３Ａｐ程度、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時では３．０Ａｐ程度となる結果が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図５に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時では３．３Ａｐ程度、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時では３．０Ａｐ程度となる結果が得られた。
このことを踏まえた上で、次の図６では、図２に示したように強制制御回路４を備え、制御部１４からＯＦＦ制御信号が供給されて強制制御動作が行われた場合における動作波形を示す。
この場合、電圧ＶQ2としては、図４、図５の場合と同様に整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされた波形が得られる。
そして、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルは、図示するようにして１．０Ａｐ程度となる結果が得られた。
この場合、電圧ＶQ2としては、図４、図５の場合と同様に整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされた波形が得られる。
そして、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルは、図示するようにして１．０Ａｐ程度となる結果が得られた。
上記した図４、図５とこの図６の結果とを比較してわかるように、同じ負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作として、図６に示す強制制御回路４の強制制御動作が行われた場合は、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが低下するようにされる。これは、つまり、交流入力電力が低減されていることが示されているものであり、従ってこのときの消費電力は低減されているものである。
このようなことからも、強制制御回路４を設けた実施の形態の電源回路部１０ａによっては、上記のようなＯＦＦ制御信号が供給される場合としての、プリンタ装置１０での印刷動作が停止状態とされた場合での消費電力が削減されることが理解できる。
このようなことからも、強制制御回路４を設けた実施の形態の電源回路部１０ａによっては、上記のようなＯＦＦ制御信号が供給される場合としての、プリンタ装置１０での印刷動作が停止状態とされた場合での消費電力が削減されることが理解できる。
なお、これまでの説明のようにして、実施の形態の電源回路部１０ａとしては、負荷側が動作停止状態となった場合に、電源回路部１０ａと負荷側とを完全に遮断することで消費電力の削減を図る消費電力削減スイッチ回路３が設けられる構成を例示した。
そして、このような構成が採られる場合に対応させて、強制制御回路４としても、このスイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのＯＮ／ＯＦＦ制御信号の供給に応じ、上記した強制制御動作を実行するように構成した。
しかしながら、このような消費電力削減スイッチ回路３が設けられず、電源回路部１０ａ側にＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されない構成が採られる場合としても、上記した強制制御回路４としての動作は同様に行うことができる。
そして、このような構成が採られる場合に対応させて、強制制御回路４としても、このスイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのＯＮ／ＯＦＦ制御信号の供給に応じ、上記した強制制御動作を実行するように構成した。
しかしながら、このような消費電力削減スイッチ回路３が設けられず、電源回路部１０ａ側にＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されない構成が採られる場合としても、上記した強制制御回路４としての動作は同様に行うことができる。
ここで、本発明の要旨としては、負荷側が動作停止状態（無負荷とされる状態）とされ、負荷側への電力の供給が必要でない場合において、定電圧制御される出力電圧の生成レベルを低下させ、これを以て消費電力の削減を図ることにある。
つまり、本発明の強制制御動作としては、負荷側が動作停止状態とされた、すなわち無負荷とされる状態となることに応じて行われればその効果を得ることができるものである。従って、上記のようなＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されない場合であっても、無負荷とされる状態を直接的に検出することで、同様の効果を得ることができるものである。
このように無負荷とされる状態を直接的に検出する場合の具多的構成としては、例えば負荷電流レベルを検出するための構成を追加し、なお且つこのときの強制制御回路４としては、検出される上記負荷電流レベルが無負荷とされる所定レベル以下となることに応じて、強制制御動作を行うように構成すればよい。
つまり、本発明の強制制御動作としては、負荷側が動作停止状態とされた、すなわち無負荷とされる状態となることに応じて行われればその効果を得ることができるものである。従って、上記のようなＯＮ／ＯＦＦ制御信号が供給されない場合であっても、無負荷とされる状態を直接的に検出することで、同様の効果を得ることができるものである。
このように無負荷とされる状態を直接的に検出する場合の具多的構成としては、例えば負荷電流レベルを検出するための構成を追加し、なお且つこのときの強制制御回路４としては、検出される上記負荷電流レベルが無負荷とされる所定レベル以下となることに応じて、強制制御動作を行うように構成すればよい。
ところで、これまでの説明からも理解されるように、図２に示した電源回路部１０ａは、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採るものである。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、一般的に安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。そして、このように二次側直流出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
このことについて、次の図１２を参照して説明する。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、一般的に安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。そして、このように二次側直流出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
このことについて、次の図１２を参照して説明する。
図１２は、先の図１１に示した先行技術としての電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
先ず、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１２において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
先ず、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１２において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図１１に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
図１１に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、例えば二次側直流出力電圧Ｅo＝２５Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
この場合、図１１に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
この場合、図１１に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
ここで、ワイドレンジ対応では、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば上記のようなＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。
このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図１１に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図１１に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
このようにして、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の構成が困難であることから、従来において、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採るものとされていた。
１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では生じなかった新たな問題が生じる。
そこで、実施の形態の電源回路部１０ａとしては、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでワイドレンジ対応の構成を実現するために、図２においても説明したように、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。また、これと共に、図３にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、一次側と二次側との結合係数を所定以下に設定するものとしている。
以下、このような構成を採ることで、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応化が図られることについて説明していく。
以下、このような構成を採ることで、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応化が図られることについて説明していく。
先ず、図７の回路図では、図２に示した電源回路部１０ａについて、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図２と同一部分には同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
この図７に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
上記した接続態様となる図７の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
ここで、図７に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図２に示す電源回路部１０ａにおける二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について、次の図８を参照して説明する。
図８は、図７の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
なお、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図８の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
で表され、
周波数ｆ２は、
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
により表される。
ここで、周波数ｆ１は、
周波数ｆ２は、
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図８に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図８の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
ここで、上記図８に示す単峰特性と、先に図１２に示した先行技術の電源回路（図１１）の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図８に対して図１２に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
図１１に示した電源回路では、上記のようにして図１２に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
これに対し、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図８の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図９に示すものとなる。
図９においては、図２に示す電源回路部１０ａについての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
図９においては、図２に示す電源回路部１０ａについての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
この図９から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１２に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１２に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１２に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１２に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１２に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
ここで、図２に示す電源回路部１０ａにおける実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、実施の形態の電源回路部１０ａでは、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、電源回路部１０ａが、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによって、ワイドレンジ対応を実現できるものである。
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
なお、一般的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
これまでで説明してきたようにして、図２に示した本実施の形態の電源回路としては、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサのみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
また、先の説明のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、ワイドレンジ対応の場合と単レンジ対応の場合とに関わらず、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。特に、実施の形態の場合のプリント装置１０において、プリント駆動機構部１６への動作電源を供給するような場合には、印刷動作の実行時と停止時とでは、このようなスイッチング負荷としての動作が行われることになる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図１２に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対し本実施の形態では、必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能は大幅に向上でいるものである。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。特に、実施の形態の場合のプリント装置１０において、プリント駆動機構部１６への動作電源を供給するような場合には、印刷動作の実行時と停止時とでは、このようなスイッチング負荷としての動作が行われることになる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図１２に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対し本実施の形態では、必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能は大幅に向上でいるものである。
図１０は、これまでに説明してきた実施の形態の電源回路部１０ａについての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、二次側直流出力電圧Ｅｏ、交流入力電力Ｐin、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DCの各特性について示した特性図である。
この図１０においては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動範囲に対する各特性を示している。
また、特にスイッチング周波数ｆｓ、二次側直流出力電圧Ｅｏ、交流入力電力Ｐinについては、図中に「Ｑ５オン」「Ｑ５オフ」と示したように、図２に示した強制制御回路４が動作する場合の特性についても示している。
この図１０においては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動範囲に対する各特性を示している。
また、特にスイッチング周波数ｆｓ、二次側直流出力電圧Ｅｏ、交流入力電力Ｐinについては、図中に「Ｑ５オン」「Ｑ５オフ」と示したように、図２に示した強制制御回路４が動作する場合の特性についても示している。
なお、この図１０に示す結果を得るにあたっては、図２に示した電源回路部１０ａの要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長を2.4mmとし、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝３７Ｔ、Ｎ2A＝Ｎ2B＝７Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしてｋ＝０．６５程度を得ている。
また、一次側直列共振回路、各二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝１．２μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長を2.4mmとし、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝３７Ｔ、Ｎ2A＝Ｎ2B＝７Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしてｋ＝０．６５程度を得ている。
また、一次側直列共振回路、各二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝１．２μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
先ず、図中に「Ｑ５オフ」と示される、強制制御回路４の非動作時において、スイッチング周波数ｆｓについては、重負荷の条件となるに従って低下する傾向となるが、図示されているようにその変動幅としては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対してｆｓ＝７０ｋHz程度〜８０ｋHz程度に収まるものとなっている。この実験結果からも、図２の構成によればスイッチング周波数の必要制御範囲は大幅に縮小されていることが理解できる。
また、同様に強制制御回路４の非動作時において、二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化制御のため負荷変動に対しても一定レベルで維持され、また、交流入力電力Ｐinは、負荷電力Ｐｏの低下に伴って同様に低下する特性が得られる。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時には、ηAC→DC＝８９．０％となる結果が得られた。
また、図示されていなが、同じ負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの場合では、ηAC→DC＝８９．５％となる結果が得られている。
ちなみに、先に先行技術として示した図１１の回路では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの最大負荷時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件ではηAC→DC＝８７．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖとした場合ではηAC→DC＝８８．２％となる結果が得られている。
この結果との比較より、実施の形態の電源回路部１０ａによれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時で共に、先の図１１の電源回路よりも電力変換効率の向上が図られることが理解できる。
また、図示されていなが、同じ負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの場合では、ηAC→DC＝８９．５％となる結果が得られている。
ちなみに、先に先行技術として示した図１１の回路では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの最大負荷時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件ではηAC→DC＝８７．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖとした場合ではηAC→DC＝８８．２％となる結果が得られている。
この結果との比較より、実施の形態の電源回路部１０ａによれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時で共に、先の図１１の電源回路よりも電力変換効率の向上が図られることが理解できる。
そして、この図１０において、「Ｑ５オン」と示される強制制御回路４が動作を開始した場合では、先ずスイッチング周波数ｆｓが、「Ｑ５オフ」での負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のｆｓ＝７０ｋHz付近から１５０ｋHz程度にまで上昇することが示されている。
そして、これに伴い、二次側直流出力電圧Ｅｏとしても低下するようにされ、さらに、これに応じ交流入力電力Ｐinとしても、「Ｑ５オフ」での負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時よりもさらに低下することが示されている。
そして、これに伴い、二次側直流出力電圧Ｅｏとしても低下するようにされ、さらに、これに応じ交流入力電力Ｐinとしても、「Ｑ５オフ」での負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時よりもさらに低下することが示されている。
実験によると、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、強制制御回路４を非動作（Ｑ５オフ）とした場合の負荷電力Ｐｏ＝０Ｗでの交流入力電力Ｐinは１２．６Ｗであった。
また、図示はしていないが、同様に強制制御回路４を非動作とした交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinは１３．２Ｗであった。
これに対し、図示するＱ５オンとしての負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinとしては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、及びＶAC＝１００Ｖ時で共に、Ｐin＝１．１Ｗ程度となる結果が得られている。
このような結果からも、実施の形態の電源回路部１０ａでは、負荷側が動作停止状態とされた場合には、制御部１４からＯＦＦ制御信号が供給されて強制制御回路４が動作を開始することで、消費電力のさらなる削減が図られることが理解できる。
また、図示はしていないが、同様に強制制御回路４を非動作とした交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinは１３．２Ｗであった。
これに対し、図示するＱ５オンとしての負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinとしては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、及びＶAC＝１００Ｖ時で共に、Ｐin＝１．１Ｗ程度となる結果が得られている。
このような結果からも、実施の形態の電源回路部１０ａでは、負荷側が動作停止状態とされた場合には、制御部１４からＯＦＦ制御信号が供給されて強制制御回路４が動作を開始することで、消費電力のさらなる削減が図られることが理解できる。
ちなみに、ここでは図２に示した構成における強制制御回路４の動作／非動作の比較により、消費電力削減効果について説明したが、先の図１１に示した電源回路との比較では、以下のようなことが言える。
先ず、先の図１１の回路において、交流入力電力Ｐinについて実験を行ったところ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐin＝３．５Ｗとなる結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐin＝４．１Ｗであった。
従って、これらの比較より、強制制御回路４を備えた実施の形態によれば、図１１に示した回路の場合よりも負荷側が動作停止状態となった場合の消費電力を２〜３Ｗ程度削減できるものとなる。
先ず、先の図１１の回路において、交流入力電力Ｐinについて実験を行ったところ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐin＝３．５Ｗとなる結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐin＝４．１Ｗであった。
従って、これらの比較より、強制制御回路４を備えた実施の形態によれば、図１１に示した回路の場合よりも負荷側が動作停止状態となった場合の消費電力を２〜３Ｗ程度削減できるものとなる。
ここで、確認のために述べると、図１１の回路における負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時とは、実施の形態の電源回路部１０ａにおいては、強制制御回路４を非動作とした場合のＰｏ＝０Ｗの条件となるものである。
これを踏まえ、上記した負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時での交流入力電力Ｐinについて、実施の形態の場合と図１１の回路の場合とでの実験結果を比較してみると、実施の形態の場合の強制制御回路４の非動作時でのＰｏ＝０Ｗ時と、図１１の回路での負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinとしては、図１１の回路の方が相当に低い数値となっており、従って消費電力がより抑えられていることがわかる。
つまり、この比較から、実施の形態の電源回路部１０ａの方が、単にＰｏ＝０Ｗの条件とした場合での消費電力をより多く要するものとされている。
これを踏まえ、上記した負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時での交流入力電力Ｐinについて、実施の形態の場合と図１１の回路の場合とでの実験結果を比較してみると、実施の形態の場合の強制制御回路４の非動作時でのＰｏ＝０Ｗ時と、図１１の回路での負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の交流入力電力Ｐinとしては、図１１の回路の方が相当に低い数値となっており、従って消費電力がより抑えられていることがわかる。
つまり、この比較から、実施の形態の電源回路部１０ａの方が、単にＰｏ＝０Ｗの条件とした場合での消費電力をより多く要するものとされている。
これは、電源回路部１０ａでは、ワイドレンジ対応の構成とするにあたって、二次側にも直列共振回路を形成し、且つ絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋを所定以下に低下させた構成としていることによる。
すなわち、このようにワイドレンジ対応とするにあたっての二次側の共振回路と結合係数ｋの設定が行われることで、一次側から二次側への電力伝送は、上述もしたように従来の一次側のみ共振回路を備える図１１の回路の場合とは異なる形態で行われることになる。そして、このように電力伝送形態が異なるようにされたことから、同じ無負荷時（Ｐｏ＝０Ｗ時）での消費電力が、図１１の回路の場合よりも多く要するものとされてしまうものである。
すなわち、このようにワイドレンジ対応とするにあたっての二次側の共振回路と結合係数ｋの設定が行われることで、一次側から二次側への電力伝送は、上述もしたように従来の一次側のみ共振回路を備える図１１の回路の場合とは異なる形態で行われることになる。そして、このように電力伝送形態が異なるようにされたことから、同じ無負荷時（Ｐｏ＝０Ｗ時）での消費電力が、図１１の回路の場合よりも多く要するものとされてしまうものである。
但しこのとき、消費電力を多く要しているのであれば、上記した強制制御回路４の動作によって消費電力の削減が図られれば、その分消費電力の削減効果をより有効に得ることができるといえる。
従って、上記のようにして二次側にも共振回路を形成し、結合係数ｋを所定以下にまで低下させた電源回路に対して本発明を適用すれば、無負荷とされた場合の消費電力の削減効果を、その分有効に得ることができるものとなる。
従って、上記のようにして二次側にも共振回路を形成し、結合係数ｋを所定以下にまで低下させた電源回路に対して本発明を適用すれば、無負荷とされた場合の消費電力の削減効果を、その分有効に得ることができるものとなる。
なお、実施の形態では、電源回路部１０ａとしての、上記のように二次側にも共振回路を形成し結合係数ｋを所定以下にまで低下させた電源回路に適用する場合を例示したが、もちろん、図１１に示したような従来の電流共振型コンバータを備える構成に対して適用した場合としても、無負荷時の消費電力を削減できる効果は得ることができる。
さらには、電流共振型のみでなく、電圧共振型であってスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧についての安定化を行う構成であれば、本発明を好適に適用することができる。但し、電圧共振型コンバータを採用する場合、インピーダンス特性が電流共振型コンバータの場合とは逆となり、定電圧制御はアッパーサイド制御ではなくロアーサイド制御が行われる。従って、この場合、強制制御動作としては、スイッチング周波数を逆に低下させる制御が行われるもとなる。
さらには、電流共振型のみでなく、電圧共振型であってスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧についての安定化を行う構成であれば、本発明を好適に適用することができる。但し、電圧共振型コンバータを採用する場合、インピーダンス特性が電流共振型コンバータの場合とは逆となり、定電圧制御はアッパーサイド制御ではなくロアーサイド制御が行われる。従って、この場合、強制制御動作としては、スイッチング周波数を逆に低下させる制御が行われるもとなる。
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。
また、実施の形態では、強制制御回路４が制御回路１の検出入力電圧レベルを強制的に上昇させることで、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを低下させるように構成したが、これによれば、制御回路１が備えるフォトカプラＰＣを共用することができるというメリットがある。しかしながら、例えばフォトカプラＰＣを別途備えることができれば、ＯＦＦ制御信号の供給に応じ、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下するように発振・ドライブ回路２に対して直接的にスイッチング周波数を可変させる制御を行うように構成することもできる。但し、この場合は、制御回路１による定電圧制御が継続されてしまうと二次側直流出力電圧Ｅｏを低下できないので、ＯＦＦ制御信号の供給に応じて例えば制御回路１の動作を停止させるためのスイッチを追加する等、制御回路１を含む定電圧制御系の動作を停止させるための追加構成がさらに必要となってしまう。
１ 制御回路、ＤZ ツェナーダイオード、Ｑ４ シャントレギュレータ、ＰＣ フォトカプラ、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2A、Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ２，Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、ＣoA，ＣoB （二次側）平滑コンデンサ、３ 消費電力削減スイッチ回路、Ｑ３ スイッチング素子、４ 強制制御回路、Ｑ５ トランジスタ、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６ 抵抗
Claims (8)
- 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって少なくとも形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの上記二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって少なくとも形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - さらに、外部から供給される制御信号に基づき、上記二次側直流出力電圧の出力ラインに挿入したスイッチをオフとすることで上記二次側直流出力電圧の負荷側への供給を停止するように構成された出力電圧供給停止手段を備えると共に、
上記強制制御手段は、上記制御信号に基づいて上記無負荷とされる状態を検出するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記強制制御手段は、
上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記定電圧制御手段における上記二次側直流出力電圧についての検出入力レベルを強制的に上昇させるように制御することで、上記二次側直流出力電圧のレベルを低下させるように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
上記二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑化して、プリンタ装置において印刷動作を行うにあたってその動作が必要とされる所定の駆動機構部に対して供給される二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記二次側直流出力電圧のレベルを強制的に低下させるように制御を行う強制制御手段と、
を備えて成るスイッチング電源回路を備えたことを特徴とするプリンタ装置。 - 上記スイッチング電源回路において、
さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって少なくとも形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの上記二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって少なくとも形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路とを備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とする請求項５に記載のプリンタ装置。 - 上記スイッチング電源回路は、
制御信号に基づき、上記二次側直流出力電圧の出力ラインに挿入したスイッチをオフとすることで上記二次側直流出力電圧の上記駆動機構部への供給を停止するように構成された出力電圧供給停止手段をさらに備えるようにされ、且つ上記強制制御手段が、上記制御信号に基づいて上記無負荷とされる状態を検出するように構成されると共に、
さらに、上記二次側直流出力電圧が動作電源として供給される上記駆動機構部の動作を停止させるべき状態となることに応じ、上記スイッチング電源回路に対して上記制御信号を供給する消費電力削減制御手段を備えるようにされている、
ことを特徴とする請求項５に記載のプリンタ装置。 - 上記強制制御手段は、
上記二次側直流出力電圧の負荷側が無負荷とされる状態となることを検出したことに応じ、上記定電圧制御手段における上記二次側直流出力電圧についての検出入力レベルを強制的に上昇させるように制御することで、上記二次側直流出力電圧のレベルを低下させるように構成される、
ことを特徴とする請求項５に記載のプリンタ装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004319124A JP2006136047A (ja) | 2004-11-02 | 2004-11-02 | スイッチング電源回路、プリンタ装置 |
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|---|---|
| JP2006136047A true JP2006136047A (ja) | 2006-05-25 |
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| JP2004319124A Pending JP2006136047A (ja) | 2004-11-02 | 2004-11-02 | スイッチング電源回路、プリンタ装置 |
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| JP (1) | JP2006136047A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013160960A1 (ja) * | 2012-04-27 | 2013-10-31 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、車載機器および充電装置 |
-
2004
- 2004-11-02 JP JP2004319124A patent/JP2006136047A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013160960A1 (ja) * | 2012-04-27 | 2013-10-31 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、車載機器および充電装置 |
| CN104254970A (zh) * | 2012-04-27 | 2014-12-31 | 三菱电机株式会社 | Dc/dc转换器、车载设备及充电装置 |
| US9608526B2 (en) | 2012-04-27 | 2017-03-28 | Mitsubishi Electric Corporation | DC/DC converter, on-board unit and charging device |
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