JP2006121324A - Ａ／ｄ変換器、電池パック、電子機器および電圧測定方法 - Google Patents

Ａ／ｄ変換器、電池パック、電子機器および電圧測定方法 Download PDF

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Abstract

【課題】 Ａ／Ｄ変換回路の出力ビット数を増加させることなく、簡易な回路構成で最小解像度での精度とダイナミックレンジの拡大とを両立させる。
【解決手段】 増幅回路は、第１外部入力電圧と第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅して出力する。Ａ／Ｄ変換回路は、増幅回路の出力電圧を基準電圧との比較によりディジタル値に変換して出力する。バイアス回路は、増幅回路の出力電圧に応じて、第２外部入力電圧と第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを選択して第２外部入力電圧に対応する電圧として出力する。第１記憶回路は、バイアス電圧の実測値を予め記憶し、第２外部入力電圧に対応する電圧が第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、記憶している実測値をＡ／Ｄ変換回路からのディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、Ａ／Ｄ変換器、電池パック、電子機器および電圧測定方法に関し、特に、電流測定を目的として、電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端の電圧差をＡ／Ｄ変換器を用いて測定する技術に関する。
携帯型の電子機器（ノートパソコンや電子手帳など）は、ＡＣアダプタ等を介して商用電源で動作している場合には、動作中に電力供給が遮断されることはない。一方、携帯型の電子機器は、電池で稼働している場合には、電池残量が無くなり、動作中に電力供給が遮断されると、処理中のデータが消滅する恐れがある。このため、通常、携帯型の電子機器には、電池残量を管理するための電池残量管理システムが搭載されている。
電池残量を管理（予測）するためには、電池から流出する電流（放電電流）あるいは電池に流入する電流（充電電流）の電流値を測定する必要がある。電流測定方法としては、電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端の電圧差を測定し、測定結果と抵抗素子の抵抗値と用いて電流路の電流値を算出する方法が一般的である。電池残量管理システムでは、電流路の電流値を測定するために、抵抗素子の両端の電圧差を測定するためのＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値（Ａ／Ｄ変換結果）に基づいて電流路の電流値を算出するマイクロコントローラ（マイコン）とが用いられている。
また、特許文献１には、Ａ／Ｄ変換の対象となる入力信号に含まれる直流ノイズを除去するために、Ａ／Ｄ変換回路の前段に差増増幅器を設け、差増増幅器の非反転入力端子に入力信号を印可するとともに、差増増幅器の反転入力端子にバイアス電圧を印可することで、Ａ／Ｄ変換回路のオーバーフローを防止する技術が開示されている。
特開平６−９０９１４号公報
携帯型の電子機器では、消費電流は、電子機器の動作状態に応じて大きく変動する。例えば、電子機器がスタンバイ状態である場合、消費電流は、内部回路のリーク電流程度（１ｍＡ程度）でごく僅かである。これに対して、電子機器が最大負荷で動作している場合、消費電流は、１０Ａ程度になることもある。従って、このような場合には、電流測定回路は、１ｍＡ〜１０Ａの電流を測定可能でなければならず、１００００倍のダイナミックレンジ（測定可能範囲）が必要である。１ｍＡ〜１０Ａの電流をディジタル値で表現するためには１４ビットを要するため、電流測定回路には、１４ビットＡ／Ｄ変換器が必要になる。
Ａ／Ｄ変換器は、入力電圧と基準電圧との比に基づいて入力電圧をディジタル値に変換する。従って、１４ビットＡ／Ｄ変換器では、ディジタル値Ｄｏは、入力電圧Ｖｉおよび基準電圧Ｖｒを用いて、次式（１）で表される。
Ｄｏ＝（Ｖｉ／Ｖｒ）×１６３８４ ・・・（１）
１４ビットＡ／Ｄ変換器の最小解像度は、Ｖｒ／１６３８４で表され、基準電圧Ｖｒが５．０Ｖである場合３００μＶであり、基準電圧Ｖｒが３．０Ｖである場合１８３μＶである。このため、１４ビットＡ／Ｄ変換器は、技術的に形成困難である。一方、１０ビットＡ／Ｄ変換器の最小解像度は、基準電圧Ｖｒが３．０Ｖであっても２９．３ｍＶであるため、１０ビットＡ／Ｄ変換器は、比較的容易に形成できる。しかしながら、１０ビットＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ（変換可能範囲）は、１０００倍程度でしかない。
また、仮に、１４ビットＡ／Ｄ変換器が技術的に形成可能であるとして、電流路に１ｍＡの電流が流れるときに、抵抗素子の両端に３００μＶの電圧差を発生させるため必要な抵抗素子の抵抗値は３００ｍΩである。電流路に１０Ａの電流が流れるときに、３００ｍΩの抵抗素子の両端に発生する電圧差は３．０Ｖであるが、そのときの電力損失は、３０Ｗにもなってしまう。このため、電流路に直列に挿入される抵抗素子の抵抗値は十分に小さいものでなければならない。許容電力損失を考慮して、現実的に利用できる抵抗素子の抵抗値は、３〜５ｍΩが限界である。３〜５ｍＡの抵抗素子の両端に発生する電圧差は、電流路に１ｍＡの電流が流れたときには３〜５μＶであり、電流路に１０Ａの電流が流れたときには３０〜５０ｍＶである。このような微小な電圧をＡ／Ｄ変換器の入力電圧とすることは現実的ではないため、Ａ／Ｄ変換器の前段に、抵抗素子の両端に発生する電圧差を増幅してＡ／Ｄ変換器に出力する増幅器が設けられる。
一般に、Ａ／Ｄ変換器を比較的容易に形成するためには、最小解像度を３ｍＶ程度として形成することが望ましい。電流路に１ｍＡの電流が流れたときに、３ｍΩの抵抗素子の両端に発生する電圧差は３μＶであるため、増幅器の増幅率は、１０００倍程度でなければならない。しかしながら、電流路に１０Ａの電流が流れたときに、３ｍΩの抵抗素子の両端に発生する電圧差は３０ｍＶであるため、増幅器の出力電圧は、３００Ｖにもなってしまう。このように、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを拡大するためには、Ａ／Ｄ変換器の出力ビット数（Ａ／Ｄ変換で得られるディジタル値のビット数）を増加させる必要があるが、ビット数を増加させると、最小解像度での精度とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジの拡大との両立が非常に困難である。
また、特許文献１では、直流ノイズに起因するＡ／Ｄ変換回路のオーバーフローを防止する観点からは、ダイナミックレンジが拡大されるように考えられるが、Ａ／Ｄ変換で得られるディジタル値のビット数は増加していないため、結果としてダイナミックレンジの拡大は実現されていない。
本発明の目的は、Ａ／Ｄ変換回路の出力ビット数を増加させることなく、簡易な回路構成で最小解像度での精度とダイナミックレンジの拡大とを両立させることを目的とする。
本発明の一形態では、Ａ／Ｄ変換器の増幅回路は、第１外部入力電圧と第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅して出力する。Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換回路は、増幅回路の出力電圧を基準電圧との比較によりディジタル値に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器のバイアス回路は、増幅回路の出力電圧がＡ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることを防止するために、増幅回路の出力電圧に応じて、第２外部入力電圧と第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを選択して第２外部入力電圧に対応する電圧として出力する。Ａ／Ｄ変換器の第１記憶回路は、バイアス電圧の実測値を予め記憶し、第２外部入力電圧に対応する電圧が第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、記憶している実測値をＡ／Ｄ変換回路からのディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力する。Ａ／Ｄ変換器は、例えば、電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端の電圧差を測定するために、Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値に基づいて電流路の電流値を算出する電流測定回路を有する電子機器、あるいは電流測定回路を有する電子機器の電池パックに搭載される。
このようなＡ／Ｄ変換器では、バイアス回路を設けることで、抵抗素子の両端の電圧差が大きく変動する場合、すなわち電流路の電流値が大きく変動する場合であっても、Ａ／Ｄ変換時に、Ａ／Ｄ変換回路の入力電圧（増幅回路の出力電圧）がＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることはない。また、電流測定回路は、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値と第１記憶回路からのディジタル値とを加算することで、バイアス回路による電圧シフト量を補正でき、抵抗素子の両端の電圧差を示すディジタル値を取得できる。このように、Ａ／Ｄ変換回路の出力ビット数を増加させることなく、Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値の見かけ上のビット数を増加させることで、最小解像度での精度とダイナミックレンジの拡大との両立を実現できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、Ａ／Ｄ変換器の第２記憶回路は、基準電圧の実測値を予め記憶し、記憶している実測値をディジタル値として出力する。例えば、Ａ／Ｄ変換器の製造工程において、基準電圧を所定温度下で実測し、その実測値が第２記憶回路に記憶される。電流測定回路は、Ａ／Ｄ変換時における基準電圧の電圧値に相当する基準電圧の実測値を取得できる。このため、電流測定回路は、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を第２記憶回路からのディジタル値を用いて補正することで、基準電圧の精度に拘わらず増幅回路の出力電圧を正確に示すディジタル値を取得できる。この結果、電流測定回路は、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を第２記憶回路からのディジタル値を用いて補正した後に、第１記憶回路からのディジタル値を加算することで、抵抗素子の両端の電圧差（電流路の電流値）を正確に示すディジタル値を取得できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、バイアス回路は、第２外部入力電圧に加えるバイアス電圧を、増幅回路の出力電圧に応じて、複数のバイアス電圧の中から選択する。第１記憶回路は、複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値を選択してディジタル値として出力する。複数のバイアス電圧を設けることで、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを更に拡大できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、Ａ／Ｄ変換器の測定電圧生成回路は、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度に対応して変動する温度測定用の測定電圧を生成する。Ａ／Ｄ変換器の選択回路は、Ａ／Ｄ変換回路の入力電圧として、測定電圧を選択して出力した後に、増幅回路の出力電圧を選択して出力する。Ａ／Ｄ変換器の保持回路は、選択回路による測定電圧の選択に伴うＡ／Ｄ変換回路からのディジタル値を保持する。第１記憶回路は、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値の中から保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力する。従って、第１記憶回路からのディジタル値は、Ａ／Ｄ変換器の現在の周囲温度に対応するバイアス電圧の実測値を示している。このため、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度の変動に伴ってバイアス電圧が変動する場合でも、電流測定回路は、抵抗素子の両端の電圧差（電流路の電流値）を正確に示すディジタル値を常に取得できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、第２記憶回路は、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に基準電圧の実測値を予め記憶し、保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力する。従って、第２記憶回路からのディジタル値は、Ａ／Ｄ変換器の現在の周囲温度に対応する基準電圧の実測値を示している。このため、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度に伴って基準電圧が変動する場合でも、電流測定回路は、Ａ／Ｄ変換回路の入力電圧（増幅回路の出力電圧）を正確に示すディジタル値を常に取得できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、Ａ／Ｄ変換器の第３記憶回路は、基準電圧の規格値を予め記憶し、記憶している規格値をディジタル値として出力する。Ａ／Ｄ変換器の補正回路は、第２および第３記憶回路からのディジタル値に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を、基準電圧の規格値を基準としたディジタル値に補正して出力する。Ａ／Ｄ変換器の加算回路は、補正回路からのディジタル値と第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する。これにより、電流測定回路において、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を第２記憶回路からのディジタル値を用いて補正する処理、および補正後のディジタル値と第１記憶回路からのディジタル値とを加算する処理を不要にできる。このため、マイクロコントローラ等で構成される電流測定回路の制御プログラムを簡易化できる。
本発明の前記一形態の好ましい例では、Ａ／Ｄ変換器の加算回路は、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値と前記第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する。これにより、電流測定回路において、Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値と第１記憶回路からのディジタル値とを加算する処理を不要にできる。このため、マイクロコントローラ等で構成される電流測定回路の制御プログラムを簡易化できる。
本発明では、Ａ／Ｄ変換回路の出力ビット数を増加させることなく、Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値の見かけ上のビット数を増加させることで、最小解像度での精度とダイナミックレンジの拡大との両立を実現できる。
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態を示している。携帯型の電子機器（例えば、ノート型パーソナルコンピュータ）ＥＤは、本体１０、ＡＣアダプタ２０および電池パック３０を有している。本体１０は、充電器１２、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４、Ａ／Ｄ変換器１６、マイコン（マイクロコントローラ）１８、抵抗Ｒｓ、ダイオードＤ１、Ｄ２を有している。ダイオードＤ１は、電池パック３０から供給される電力がＡＣアダプタ２０側に供給されることを防止するための逆流防止回路である。ダイオードＤ２は、ＡＣアダプタ２０から供給される電力が電流パック３０側に供給されることを防止するための逆流防止回路である。
充電器１２は、マイコン１８からの指示に従って、ＡＣアダプタ２０から供給される電力を利用して電池パック３０を充電する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、ＡＣアダプタ２０または電池パック３０から供給される電力を用いて、ＣＰＵ等の内部回路（図示せず）が必要とする電圧を生成して出力する。抵抗Ｒｓは、電池パック３０からＤＣ−ＤＣコンバータ１４に流れる電流あるいは充電器１２から電池パック３０に流れる電流を測定するための電流センス抵抗である。Ａ／Ｄ変換器１６は、抵抗Ｒｓの両端の電圧差を測定するために設けられている。マイコン１８（電流測定回路）は、Ａ／Ｄ変換器１６からのディジタル値に基づいて、電池パック３０の電池残量を予測するための回路である。
ＡＣアダプタ２０は、商用電源を直流電圧に変換して本体１０に電力を供給するための外部電源である。電池パック３０は、ＡＣアダプタ２０からの電力が供給されないときに、本体１０に電力を供給するための電源である。電池パック３０は、複数の電池セル（例えば、リチウム二次電池）、過充電および過放電を防止するための保護回路やスイッチ回路（例えば、ＦＥＴ）を備えて構成されている。
図２は、図１のＡ／Ｄ変換器１６を示している。図３および図４は、図２のＡ／Ｄ変換回路１０２の一例を示している。図５は、図２の制御回路１０８の一例を示している。Ａ／Ｄ変換器１６は、例えば、半導体集積回路チップとして構成され、増幅器１００（増幅回路）、Ａ／Ｄ変換回路１０２、バイアス回路１０４、電圧比較器１０６、制御回路１０８、ＲＯＭ１１０（第１記憶回路）、ＲＯＭ１１２（第２記憶回路）を有している。
増幅器１００は、抵抗Ｒｓの一端側（図の上側）の電圧Ｖ１（第１外部入力電圧）を非反転端子（＋端子）で受けるとともに、バイアス回路１０４（セレクタ１０４ａ）の出力電圧Ｖｂを反転入力端子（−端子）で受けている。増幅器１００は、抵抗Ｒｓの一端側の電圧Ｖ１とバイアス回路１０４の出力電圧Ｖｂとの電圧差を増幅してＡ／Ｄ変換回路１０２および電圧比較器１０６に出力する。
Ａ／Ｄ変換回路１０２は、制御回路１０８からの指示に従って、入力電圧Ｖｉ（増幅器１００の出力電圧）を、基準電圧Ｖｒとの比較により１０ビットディジタル値Ｄｏに変換してマイコン１８（図１）に出力する。Ａ／Ｄ変換回路１０２は、例えば、図３に示すような周知の並列変換方式（フラッシュ変換方式）を採用して構成されている。なお、Ａ／Ｄ変換回路１０２は、図４に示すような周知の逐次変換方式あるいはその他の変換方式を採用して構成されてもよい。
バイアス回路１０４は、抵抗Ｒｓの他端側（図の下側）の電圧Ｖ２（第２外部入力電圧）に互いに異なるバイアス電圧を加えた電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎをそれぞれ生成するｎ個の電圧生成回路とセレクタ１０４ａとで構成されている。セレクタ１０４ａは、制御回路１０８から出力されるカウンタ値信号ＣＮＴに応じて、電圧Ｖ２および電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎのいずれかを選択して出力電圧Ｖｂとして増幅器１００に出力する。
電圧比較器１０６は、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉ（増幅器１００の出力電圧）を基準電圧Ｖｒと比較し、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖｒより高いときに、出力信号ＯＶＦを低レベルから高レベルに遷移させる。すなわち、電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦの高レベルは、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧ＶｉがＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れていることを意味する。なお、後述するように、Ａ／Ｄ変換回路１０２のＡ／Ｄ変換動作中に、電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦが高レベルになることはない。
制御回路１０８は、例えば、図５に示すように、変換制御回路１０８ａおよびカウンタ１０８ｂを有している。変換制御回路１０８ａは、マイコン１８（図１）から出力される変換要求信号ＲＥＱの活性化に応答して、Ａ／Ｄ変換回路１０２に変換開始を指示する。また、変換制御回路１０８ａは、電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦの低レベルから高レベルへの遷移（立ち上がりエッジ）に応答して、カウンタＣＮＴにアップカウントを指示する。
カウンタ１０８ｂは、変換制御回路１０８ａからの指示に従ってアップカウントを実施し、カウンタ値を示すカウンタ値信号ＣＮＴをＲＯＭ１１０およびバイアス回路１０４に出力する。また、カウンタ１０８ｂは、例えば、変換要求信号ＲＥＱの活性化に応答して初期化される。なお、バイアス回路１０４のセレクタ１０４ａは、カウンタ値信号ＣＮＴが初期値を示すときに電圧Ｖ２を出力電圧Ｖｂとして出力し、カウンタ値信号ＣＮＴが示す値が１増加する毎に、電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎを順次選択して出力電圧Ｖｂとして出力する。
ＲＯＭ１１０は、ヒューズやＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリであり、バイアス回路１０４におけるｎ個のバイアス電圧にそれぞれ対応するｎ個の１４ビットディジタル値と、電圧Ｖ２に対応する全ビットが”０”の１４ビットディジタル値とを予め記憶している。例えば、ＲＯＭ１１０に記憶されている各ディジタル値は、対応するバイアス電圧の実測値に増幅器１００の増幅率を乗じた値を示している。ＲＯＭ１１０は、制御回路１０８のカウンタ１０８ｂから出力されるカウンタ値信号ＣＮＴが示す値に対応するディジタル値、すなわちバイアス回路１０４のセレクタ１０４ａにより選択されている電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎに対応するディジタル値を選択してマイコン１８（図１）に出力する。
ＲＯＭ１１２は、ＲＯＭ１１０と同様に、ヒューズやＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリであり、基準電圧Ｖｒの実測値を示す１０ビットディジタル値を予め記憶し、記憶しているディジタル値をマイコン１８（図１）に出力する。なお、図示を省略するが、Ａ／Ｄ変換器１６は、例えば、基準電圧Ｖｒ、電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎ、増幅器１００の出力電圧Ｖｉをそれぞれモニタするためのモニタ用パッドと、ＲＯＭ１１０、１１２にデータを書き込むためのライト用パッドおよびライト回路とを有している。Ａ／Ｄ変換器１６の製造工程におけるプローブ検査時に、モニタ用パッドを介して、所定温度下での基準電圧Ｖｒの実測値および電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎの実測値（バイアス電圧の実測値に相当する）が取得され、ライト用パッドおよびライト回路を介して、ＲＯＭ１１２にバイアス電圧毎に実測値と増幅器１００の増幅率とを乗じた値が書き込まれるとともに、ＲＯＭ１１２に基準電圧Ｖｒの実測値が書き込まれている。なお、増幅器１００の増幅率は、モニタ用パッドを介して取得された増幅器１００の出力電圧Ｖｉの実測値に基づいて算出される。
ここで、Ａ／Ｄ変換器１６およびマイコン１８の動作（電圧測定方法）について説明する。マイコン１８が変換要求信号ＲＥＱを活性化させると、制御回路１０８のカウンタ１０８ｂは初期化されるため、バイアス回路１０４のセレクタ１０４ａは、抵抗Ｒｓの他端側の電圧Ｖ２を選択して増幅器１００に出力する。このとき、電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦが低レベルである場合、制御回路１０８の変換制御回路１０８ａは、Ａ／Ｄ変換回路１０２に変換開始を指示する。
一方、電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦが高レベルである場合、変換制御回路１０８ａは、カウンタ１０８ｂにアップカウントを指示する。カウンタ１０８ｂがカウントアップを実施すると、セレクタ１０４ａは、抵抗Ｒｓの他端側の電圧Ｖ２にバイアス電圧を加えた電圧Ｖｂ１を選択して増幅器１００に出力する。このような動作が電圧比較器１０６の出力信号ＯＶＦが高レベルから低レベルに遷移するまで繰り返された後に、変換制御回路１０８ａは、Ａ／Ｄ変換回路１０２に変換開始を指示する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路１０２は、Ａ／Ｄ変換を開始し、Ａ／Ｄ変換が終了するとその旨を変換制御回路１０８ａに通知するとともに、ディジタル値Ｄｏ（Ａ／Ｄ変換結果）をマイコン１８に出力する。変換制御回路１０８ａは、Ａ／Ｄ変換回路１０２からの変換終了通知を受けると、変換終了信号ＥＮＤを活性化させる。
マイコン１８は、変換完了信号ＥＮＤの活性化に応答して、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値Ｄｏ（Ａ／Ｄ変換結果）をＲＯＭ１１２からのディジタル値（基準電圧Ｖｒの実測値）を用いて補正する。例えば、基準電圧Ｖｒの規格値が５．０Ｖ、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉの電圧値が１．２５Ｖ、Ａ／Ｄ変換時における基準電圧Ｖｒの電圧値が４．９Ｖである場合、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値Ｄｏを求めると、２６１である。また、ＲＯＭ１１２から出力されるディジタル値（基準電圧Ｖｒの実測値）は、４．９Ｖを示す１００３である。従って、マイコン１８は、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値Ｄｏ（２６１）を、基準電圧Ｖｒの規格値（１０２４）と実測値（１００３）との比に基づいて補正することで、入力電圧Ｖｉ（１．２５Ｖ）を正確に示すディジタル値（２５６）を取得する。
この後、マイコン１８は、補正したディジタル値とＲＯＭ１１０からのディジタル値（バイアス回路１０４により選択されているバイアス電圧の実測値に増幅器１００の増幅率を乗じた値）とを加算することで、抵抗Ｒｓの両端の電圧差を求める。マイコン１８は、求めた電圧差と抵抗Ｒｓの抵抗値とに基づいて、抵抗Ｒｓに流れる電流値を求め、これを積算することで電池パック３０の電池残量を予測する。
以上、第１実施形態では、バイアス回路１０４を設けることで、抵抗Ｒｓの両端の電圧差が大きく変動する場合であっても、Ａ／Ｄ変換時に、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉ（増幅器１００の出力電圧）がＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることはない。また、マイコン１８は、Ａ／Ｄ変換時における基準電圧Ｖｒの電圧値に相当する基準電圧Ｖｒの実測値を取得できる。このため、マイコン１８は、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値をＲＯＭ１１２からのディジタル値を用いて補正することで、基準電圧Ｖｒの精度に拘わらず増幅器１００の出力電圧を正確に示すディジタル値を取得できる。
さらに、マイコン１８は、補正後のディジタル値とＲＯＭ１１０からのディジタル値とを加算することで、バイアス回路１０４による電圧シフト量を補正でき、抵抗Ｒｓの両端の電圧差を示すディジタル値を取得できる。このように、Ａ／Ｄ変換回路１０２の出力ビット数を増加させることなく、Ａ／Ｄ変換器１６からのディジタル値の見かけ上のビット数を増加させることで、最小解像度での精度とダイナミックレンジの拡大との両立を実現できる。
図６は、本発明の第２実施形態を示している。第２実施形態を説明するにあたって、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。Ａ／Ｄ変換器２６は、例えば、第１実施形態（図２）のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、半導体集積回路チップとして構成され、ノートパソコンの本体に搭載されている。
Ａ／Ｄ変換器２６は、第１実施形態のＡ／Ｄ変換器１６からＲＯＭ１１２を取り除き、加算器２００を加えて構成されている。加算器２００は、制御回路１０８から出力される変換終了信号ＥＮＤの活性化に応答して、Ａ／Ｄ変換回路１０２から出力される１０ビットディジタル値ＤｏとＲＯＭ１１０から出力される１４ビットディジタル値とを加算して、加算結果を１４ビットディジタル値としてマイコン１８（図１）に出力する。基準電圧Ｖｒの電圧値が規格値で安定している場合、Ａ／Ｄ変換回路１０２から出力されるディジタル値Ｄｏは、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉ（増幅器１００の出力電圧）を正確に示している。従って、基準電圧Ｖｒの実測値を示すディジタル値を出力するＲＯＭ１１２が設けられていなくても、マイコン１８は、Ａ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉを正確に示すディジタル値を常に取得できる。
以上、第２実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、加算器２００をＡ／Ｄ変換器２６の内部に設けることで、マイコン１８において、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値とＲＯＭ１１０からのディジタル値とを加算する処理を不要にできる。このため、マイコン１８の制御プログラムの簡易化に寄与できる。
図７は、本発明の第３実施形態を示している。第３実施形態を説明するにあたって、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。Ａ／Ｄ変換器３６は、例えば、第１実施形態（図２）のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、半導体集積回路チップとして構成され、ノートパソコンの本体に搭載されている。Ａ／Ｄ変換器３６は、第１実施形態のＡ／Ｄ変換器１６に、ＲＯＭ３００（第３記憶回路）、演算器３０２（補正回路）および加算器３０４（加算回路）を加えて構成されている。
ＲＯＭ３００は、ＲＯＭ１１０、１１２と同様に、ヒューズやＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリであり、基準電圧Ｖｒの規格値を示す１０ビットのディジタル値を予め記憶し、記憶しているディジタル値を演算器３０２に出力する。例えば、Ａ／Ｄ変換器３６の製造工程におけるプローブ検査時に、ＲＯＭ１１０へのデータ書き込み、およびＲＯＭ１１２へのデータ書き込みに加えて、ＲＯＭ３００への基準電圧Ｖｒの規格値の書き込みが実施されている。
演算器３０２は、ＲＯＭ１１２からのディジタル値とＲＯＭ３００からのディジタル値とに基づいて、Ａ／Ｄ変換回路１０４からのディジタル値を、基準電圧Ｖｒの規格値を基準としたディジタル値に補正して出力する。補正後のディジタル値Ｄｏ’は、基準電圧Ｖｒの実測値Ｘ１および規格値Ｘ２を用いて、次式（２）で表されるため、演算器３０２は、乗算回路および除算回路を用いて容易に構成できる。
Ｄｏ’＝（Ｘ２／Ｘ１）×Ｄｏ ・・・（２）
加算器３０４は、演算器３０２からのディジタル値とＲＯＭ３００からのディジタル値とを加算し、加算結果を１４ビットのディジタル値としてマイコンに出力する。
以上、第３実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、ＲＯＭ３００演算器３０２および加算器３０４をＡ／Ｄ変換器３６の内部に設けることで、マイコン１８において、Ａ／Ｄ変換回路１０２からのディジタル値をＲＯＭ１１２からのディジタル値を用いて補正する処理、および補正後のディジタル値とＲＯＭ１１０からのディジタル値とを加算する処理を不要にできる。このため、マイコン１８の制御プログラムの簡易化に寄与できる。
図８は、本発明の第４実施形態を示している。第４実施形態を説明するにあたって、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。Ａ／Ｄ変換器４６は、例えば、第１実施形態（図２）のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、半導体集積回路チップとして構成され、ノートパソコンの本体に搭載されている。Ａ／Ｄ変換器４６は、増幅器１００、Ａ／Ｄ変換回路１０２、バイアス回路１０４、電圧比較器１０６、セレクタ４００（選択回路）、制御回路４０２、レジスタ４０４（保持回路）、ＲＯＭ４０６（第１記憶回路）、ＲＯＭ４０８（第２記憶回路）、外付けの高精度抵抗ＲおよびサーミスタＴｈ（測定電圧生成回路）を有している。
高精度抵抗ＲおよびサーミスタＴｈは、基準電圧Ｖｒの供給線と接地線との間に直列に接続されている。高精度抵抗ＲとサーミスタＴｈとの接続ノードの電圧が、測定電圧Ｖｍとしてセレクタに出力される。高精度抵抗Ｒは、温度非依存性を有している。すなわち、高精度抵抗Ｒの抵抗値は、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度に拘わらずほぼ一定である。サーミスタＴｈは、温度依存性を有している。すなわち、サーミスタＴｈの抵抗値は、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度に対応して変化する。従って、測定電圧Ｖｍは、サーミスタＴｈの温度特性に応じて変動し、すなわちＡ／Ｄ変換器４６の周囲温度に対応して変動する。このような測定電圧Ｖｍは、次式（３）で表される。
Ｖｍ＝｛Ｔｈ／（Ｒ＋Ｔｈ）｝×Ｖｒ ・・・（３）
セレクタ４００は、制御回路４０２からの指示に従って、測定電圧Ｖｍまたは増幅器１００の出力電圧Ｖａのいずれかを選択し、選択した方をＡ／Ｄ変換回路１０２の入力電圧Ｖｉとして出力する。制御回路４０２は、マイコン１８から出力される変換要求信号ＲＥＱの活性化に応答してセレクタ４００に測定電圧Ｖｍの選択を指示した後、セレクタ４００に増幅器１００の出力電圧Ｖａの選択を指示する。また、制御回路４０２は、セレクタ４００への選択指示に合わせて、Ａ／Ｄ変換回路１０２にＡ／Ｄ変換開始を指示する。制御回路４０２のその他の動作は、第１実施形態の制御回路１０８と同一である。
レジスタ４０４は、Ａ／Ｄ変換回路１０２による測定電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換の実施毎に、Ａ／Ｄ変換回路１０２から出力されるディジタル値Ｄｏを取り込む。測定電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換に伴うディジタル値Ｄｏ（レジスタ４０４のレジスタ値）は、次式（４）で表される。高精度抵抗Ｒの抵抗値は定数であると考えてよいため、測定電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換に伴うディジタル値Ｄｏは、サーミスタＴｈの抵抗値、すなわちＡ／Ｄ変換器４６の周囲温度のみに依存する。従って、測定電圧ＶｍのＡ／Ｄ変換に伴うディジタル値Ｄｏは、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度を示す温度情報として利用することができる。
Ｄｏ＝｛Ｔｈ／（Ｒ＋Ｔｈ）｝×１０２４ ・・・（４）
ＲＯＭ４０６は、ヒューズやＥＥＰＲＯＭの不揮発性メモリであり、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度毎に、バイアス回路１０４におけるｎ個のバイアス電圧にそれぞれ対応するｎ個の１４ビットディジタル値と、電圧Ｖ２に対応する全ビットが”０”の１４ビットディジタル値を予め記憶している。例えば、ＲＯＭ４０６に記憶されている各ディジタル値は、対応するバイアス電圧の実測値に増幅器１００の増幅率を乗じた値を示している。ＲＯＭ４０６は、制御回路１０８のカウンタ１０８ｂから出力されるカウンタ値信号ＣＮＴが示す値に対応するディジタル値、すなわちバイアス回路１０４のセレクタ１０４ａにより選択されている電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎに対応するディジタル値の中から、レジスタ４０４のレジスタ値が示す温度に対応するディジタル値を選択してマイコン１８に出力する。
ＲＯＭ４０８は、ＲＯＭ４０６と同様に、ヒューズやＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリであり、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度毎に基準電圧Ｖｒの実測値を示す１０ビットディジタル値を予め記憶している。ＲＯＭ４０８は、レジスタ４０４のレジスタ値が示す温度に対応するディジタル値を選択してマイコン１８に出力する。なお、図示を省略するが、Ａ／Ｄ変換器４６は、第１実施形態のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、例えば、基準電圧Ｖｒ、電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎ、増幅器１００の出力電圧Ｖａをそれぞれモニタするためのモニタ用パッドと、ＲＯＭ４０６、４０８にデータを書き込むためのライト用パッドおよびライト回路とを有している。Ａ／Ｄ変換器４６の製造工程におけるプローブ検査時に、モニタ用パッドを介して、温度条件を変えながら基準電圧Ｖｒの実測値および電圧Ｖｂ１〜Ｖｂｎの実測値（バイアス電圧の実測値に相当する）が取得され、ライト用パッドおよびライト回路を介して、ＲＯＭ４０６に周囲温度に対応してバイアス電圧毎に実測値と増幅器１００の増幅率とを乗じた値が書き込まれるとともに、ＲＯＭ１１２に周囲温度に対応して基準電圧Ｖｒの実測値が書き込まれている。なお、増幅器１００の増幅率は、モニタ用パッドを介して取得された増幅器１００の出力電圧Ｖａの実測値に基づいて算出される。
以上、第４実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、ＲＯＭ４０６、４０８からのディジタル値は、共にＡ／Ｄ変換器４６の現在の周囲温度に対応した値を示しているため、Ａ／Ｄ変換器４６の周囲温度の変動に伴って基準電圧Ｖおよびバイアス電圧が変動する場合でも、マイコン１８は、抵抗Ｒｓの両端の電圧差を正確に示すディジタル値を常に取得できる。
図９は、本発明の第５実施形態を示している。第５実施形態を説明するにあたって、第１、第２および第４実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。Ａ／Ｄ変換器５６は、例えば、第１実施形態（図２）のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、半導体集積回路チップとして構成され、ノートパソコンの本体に搭載されている。Ａ／Ｄ変換器５６は、第４実施形態（図８）のＡ／Ｄ変換器４６からＲＯＭ４０８を取り除き、第２実施形態（図６）の加算器２００を加えて構成されている。以上、第５実施形態でも、第１、第２および第４実施形態と同様の効果が得られる。
図１０は、本発明の第６実施形態を示している。第６実施形態を説明するにあたって、第１、第３および第４実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。Ａ／Ｄ変換器６６は、例えば、第１実施形態（図２）のＡ／Ｄ変換器１６と同様に、半導体集積回路チップとして構成され、ノートパソコンの本体に搭載されている。Ａ／Ｄ変換器６６は、第４実施形態（図８）のＡ／Ｄ変換器４６に、第３実施形態（図７）のＲＯＭ３００、演算器３０２および加算器３０４を加えて構成されている。以上、第６実施形態でも、第１、第３および第４実施形態と同様の効果が得られる。
図１１は、本発明の第７実施形態を示している。第７実施形態を説明するにあたって、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。携帯型の電子機器（例えば、ノート型パーソナルコンピュータ）ＥＤａは、本体１０ａ、ＡＣアダプタ２０、電池パック３０ａを備えて構成されている。本体１０ａは、第１実施形態（図１）の本体１０から抵抗ＲｓおよびＡ／Ｄ変換器１６を取り除いて構成されている。電池パック３０ａは、第１実施形態の電池パック３０に抵抗ＲｓおよびＡ／Ｄ変換器１６を加えて構成されている。以上、第７実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。
なお、第７実施形態では、電池パック３０ａが第１実施形態のＡ／Ｄ変換器１６を備えて構成された例について述べた。しかしながら、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、電池パック３０ａは、Ａ／Ｄ変換器１６に代えて第２〜第６実施形態のＡ／Ｄ変換器２６、３６、４６、５６、６６のいずれかを備えて構成されてもよい。
以上実施形態において説明した発明を整理して、付記として開示する。
（付記１）
第１外部入力電圧と第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅して出力する増幅回路と、
前記増幅回路の出力電圧を基準電圧との比較によりディジタル値に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路と、
前記増幅回路の出力電圧が前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることを防止するために、前記増幅回路の出力電圧に応じて、前記第２外部入力電圧と前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを選択して前記第２外部入力電圧に対応する電圧として出力するバイアス回路と、
前記バイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記第２外部入力電圧に対応する電圧が前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、記憶している実測値を前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力する第１記憶回路とを備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記２）
付記１記載のＡ／Ｄ変換器において、
前記基準電圧の実測値を予め記憶し、記憶している実測値をディジタル値として出力する第２記憶回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記３）
付記１記載のＡ／Ｄ変換器において、
前記バイアス回路は、前記第２外部入力電圧に加えるバイアス電圧を、前記増幅回路の出力電圧に応じて、複数のバイアス電圧の中から選択し、
前記第１記憶回路は、前記複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値を選択してディジタル値として出力することを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記４）
付記３記載のＡ／Ｄ変換器において、
Ａ／Ｄ変換器の周囲温度に対応して変動する温度測定用の測定電圧を生成する測定電圧生成回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路の入力電圧として、前記測定電圧を選択して出力した後に、前記増幅回路の出力電圧を選択して出力する選択回路と、
前記選択回路による前記測定電圧の選択に伴う前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を保持する保持回路とを備え、
前記第１記憶回路は、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に前記複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値の中から前記保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力することを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記５）
付記４記載のＡ／Ｄ変換器において、
Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に前記基準電圧の実測値を予め記憶し、前記保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力する第２記憶回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記６）
付記２または付記５記載のＡ／Ｄ変換器において、
前記基準電圧の規格値を予め記憶し、記憶している規格値をディジタル値として出力する第３記憶回路と、
前記第２および第３記憶回路からのディジタル値に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を、前記基準電圧の規格値を基準としたディジタル値に補正して出力する補正回路と、
前記補正回路からのディジタル値と前記第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する加算回路とを備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記７）
付記１または付記４記載のＡ／Ｄ変換器において、
前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値と前記第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する加算回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
（付記８）
電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端に発生する第１および第２外部入力電圧の電圧差を測定するために設けられる付記１〜７のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換器を備えていることを特徴とする電池パック。
（付記９）
電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端に発生する第１および第２外部入力電圧の電圧差を測定するために設けられる付記１〜７のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値に基づいて、前記電流路の電流値を算出する電流測定回路とを備えていることを特徴とする電子機器。
（付記１０）
付記８記載の電池パックと、
前記電池パックのＡ／Ｄ変換器からのディジタル値に基づいて、前記電流路の電流値を算出する電流測定回路とを備えていることを特徴とする電子機器。
（付記１１）
電流路に直列に挿入された抵抗素子の一端に発生する第１外部入力電圧と、前記抵抗素子の他端に発生する第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅し、
増幅した電圧をＡ／Ｄ変換し、
増幅した電圧がＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることを防止するために、増幅した電圧に応じて、前記第２外部入力電圧と前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを、前記第２外部入力電圧に対応する電圧として選択し、
前記第２外部入力電圧に対応する電圧が前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、予め記憶している前記バイアス電圧の実測値をＡ／Ｄ変換で得られるディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力し、
前記Ａ／Ｄ変換で得られるディジタル値と前記バイアス電圧の実測値を示すディジタル値とに基づいて、前記抵抗素子の両端の電圧差を求めることを特徴とする電圧測定方法。
以上、本発明について詳細に説明してきたが、前述実施形態およびその変形例は発明の一例に過ぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明を逸脱しない範囲で変形可能であることは明らかである。
本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１のＡ／Ｄ変換器を示すブロック図である。 図２のＡ／Ｄ変換回路の一例を示すブロック図である。 図２のＡ／Ｄ変換回路の別の例を示すブロック図である。 図２の制御回路の一例を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態を示すブロック図である。
符号の説明
１０、１０ａ 本体
１２ 充電器
１４ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１６、２６、３６、４６、５６、６６ Ａ／Ｄ変換器
１８ マイコン
２０ ＡＣアダプタ
３０、３０ａ 電池パック
１００ 増幅筒和
１０２ Ａ／Ｄ変換回路
１０４ バイアス回路
１０４ａ、４００ セレクタ
１０６電圧比較器
１０８、４０２ 制御回路
１０８ａ 変換制御回路
１０８ｂ カウンタ
１１０、１１２、３００、４０６、４０８ ＲＯＭ
２００、３０４ 加算器
３０２ 演算器
４０４ レジスタ
ＥＤ、ＥＤａ 電子機器（ノートパソコン）
Ｒ 高精度抵抗
Ｒｓ 抵抗
Ｔｈ サーミスタ
Ｖｒ 基準電圧
Ｖｍ 測定電圧

Claims (10)

  1. 第１外部入力電圧と第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅して出力する増幅回路と、
    前記増幅回路の出力電圧を基準電圧との比較によりディジタル値に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路と、
    前記増幅回路の出力電圧が前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることを防止するために、前記増幅回路の出力電圧に応じて、前記第２外部入力電圧と前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを選択して前記第２外部入力電圧に対応する電圧として出力するバイアス回路と、
    前記バイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記第２外部入力電圧に対応する電圧が前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、記憶している実測値を前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力する第１記憶回路とを備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  2. 請求項１記載のＡ／Ｄ変換器において、
    前記基準電圧の実測値を予め記憶し、記憶している実測値をディジタル値として出力する第２記憶回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  3. 請求項１記載のＡ／Ｄ変換器において、
    前記バイアス回路は、前記第２外部入力電圧に加えるバイアス電圧を、前記増幅回路の出力電圧に応じて、複数のバイアス電圧の中から選択し、
    前記第１記憶回路は、前記複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値を選択してディジタル値として出力することを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  4. 請求項３記載のＡ／Ｄ変換器において、
    Ａ／Ｄ変換器の周囲温度に対応して変動する温度測定用の測定電圧を生成する測定電圧生成回路と、
    前記Ａ／Ｄ変換回路の入力電圧として、前記測定電圧を選択して出力した後に、前記増幅回路の出力電圧を選択して出力する選択回路と、
    前記選択回路による前記測定電圧の選択に伴う前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を保持する保持回路とを備え、
    前記第１記憶回路は、Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に前記複数のバイアス電圧の実測値を予め記憶し、前記バイアス回路により選択されているバイアス電圧の実測値の中から前記保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力することを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  5. 請求項４記載のＡ／Ｄ変換器において、
    Ａ／Ｄ変換器の周囲温度毎に前記基準電圧の実測値を予め記憶し、前記保持回路が保持しているディジタル値に対応する実測値を選択してディジタル値として出力する第２記憶回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  6. 請求項２または請求項５記載のＡ／Ｄ変換器において、
    前記基準電圧の規格値を予め記憶し、記憶している規格値をディジタル値として出力する第３記憶回路と、
    前記第２および第３記憶回路からのディジタル値に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値を、前記基準電圧の規格値を基準としたディジタル値に補正して出力する補正回路と、
    前記補正回路からのディジタル値と前記第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する加算回路とを備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  7. 請求項１または請求項４記載のＡ／Ｄ変換器において、
    前記Ａ／Ｄ変換回路からのディジタル値と前記第１記憶回路からのディジタル値とを加算し、加算結果を出力する加算回路を備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
  8. 電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端に発生する第１および第２外部入力電圧の電圧差を測定するために設けられる請求項１〜７のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換器を備えていることを特徴とする電池パック。
  9. 電流路に直列に挿入された抵抗素子の両端に発生する第１および第２外部入力電圧の電圧差を測定するために設けられる請求項１〜７のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換器と、
    前記Ａ／Ｄ変換器からのディジタル値に基づいて、前記電流路の電流値を算出する電流測定回路とを備えていることを特徴とする電子機器。
  10. 電流路に直列に挿入された抵抗素子の一端に発生する第１外部入力電圧と、前記抵抗素子の他端に発生する第２外部入力電圧に対応する電圧との電圧差を増幅し、
    増幅した電圧をＡ／Ｄ変換し、
    増幅した電圧がＡ／Ｄ変換可能な範囲を外れることを防止するために、増幅した電圧に応じて、前記第２外部入力電圧と前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧とのいずれかを、前記第２外部入力電圧に対応する電圧として選択し、
    前記第２外部入力電圧に対応する電圧が前記第２外部入力電圧にバイアス電圧を加えた電圧であるときに、予め記憶している前記バイアス電圧の実測値をＡ／Ｄ変換で得られるディジタル値より大きいビット数のディジタル値として出力し、
    前記Ａ／Ｄ変換で得られるディジタル値と前記バイアス電圧の実測値を示すディジタル値とに基づいて、前記抵抗素子の両端の電圧差を求めることを特徴とする電圧測定方法。
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