JP2006074890A

JP2006074890A - チャージポンプ回路

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Publication number: JP2006074890A
Application number: JP2004254231A
Authority: JP
Inventors: Fuminori Hashimoto; 史則橋本
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2004-09-01
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2006-03-16
Anticipated expiration: 2024-09-01
Also published as: JP4511288B2; KR20060050845A; KR100671911B1; TW200614635A; US7323914B2; US20060044052A1; CN1744416A; CN100495878C; TWI284448B

Abstract

【課題】チャージポンプ回路におけるスイッチングノイズの表示に対する悪影響を防止する。
【解決手段】同期分離回路１８において、映像信号から同期信号を分離する。分離した同期信号をフリップフロップ２０において１／２分周して、１水平期間の２倍の周期のクロック信号を得、このクロック信号を利用してチャージポンプ回路のスイッチングを制御する。これによって、チャージポンプのスイッチを切り替えるタイミングを映像信号のない水平同期信号に近い期間に設定することができ、映像信号におけるノイズの発生を防止できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、充電されたコンデンサの充電電圧を利用して、電源電圧をシフトさせて出力電圧を得るチャージポンプ回路に関する。

従来より、各種回路において、チャージポンプ回路が利用されている。特に、携帯用の各種機器では、電池電源を利用するため電源電圧が限られる。一方、各種回路では、その動作を容易にするために、電源電圧はなるべく高いものを利用したという要求がある。そこで、チャージポンプ回路を用いて電池電源の電圧を昇圧することがよく行われる。このようなコンデンサを利用するチャージポンプ回路については、例えば特許文献１などに開示がある。また、回路動作のために、マイナス電源が必要な場合もあり、そのような場合においても、チャージポンプ回路が用いられる。

特開平７−２９８６０７号公報

ここで、このようなチャージポンプ回路においては、そのコンデンサへの充電およびシフトを制御するスイッチのスイッチングにおいて、特にスイッチがオンする切り替え時には短時間に大きな電流変化があり、これが電源やＧＮＤに乗り、ノイズとなるという問題がある。

特に、ディスプレイに表示するための映像信号にこのようなノイズが乗ると、これが表示に表れてしまうという問題があった。上述のスイッチング信号として、映像信号と非同期の信号を使用する場合には、ほとんど実害はないと思われるが、スイッチングのクロックは定期的な周期であり画の映る場所においてノイズが存在するため、モニターの画を見るタイミングによっては、斜縞模様の印象を感じる問題があった。水平同期信号などをチャージポンプ回路におけるスイッチのスイッチング信号に画の映る場所で用いると、特定の位置にノイズが乗ってディスプレイにおける表示に縦線が生じるという問題があった。

本発明は、上述のような問題を解消することを目的とする。

本発明は、映像信号と、同期信号を含むコンポジット信号から同期信号を分離する同期分離回路と、同期分離回路で得られた同期信号をクロック信号としてこれを分周したクロックを得るフリップフロップと、このフリップフロップからのクロックを利用し、コンデンサへの電源電圧の印加方向を制御して、コンデンサへの電源電圧の充電と、コンデンサに充電された電源電圧のシフトを行い、シフトした出力電圧を得ることを特徴とする。

また、本発明は、高電圧電源または低電圧電源のいずれかを選択する第１スイッチ手段と、この第１スイッチ手段に一端が接続され、充放電されるコンデンサと、このコンデンサの他端を、低電圧電源または出力端のいずれかに選択接続する第２スイッチ手段と、を有し、前記第１スイッチ手段によって高電圧電源を選択しているときに、前記第２スイッチ手段によってコンデンサの他端を低電圧電源に接続し、前記第１スイッチ手段によって低電圧電源を選択しているときに、前記第２スイッチ手段によってコンデンサの他端を出力端に接続し、出力端に高電圧電源に対応する電圧だけ低電圧電源より低い出力電圧を得るとともに、前記第１および第２スイッチ手段のスイッチング制御するクロック信号として、映像信号から分離された同期信号をフリップフロップにより分周した出力を利用することを特徴とする。

また、前記低電圧電源は、グランドであり、出力電圧として、マイナス電源を得ることが好適である。

また、前記フリップフロップの出力を所定量遅延し、映像信号の水平同期信号の期間の後であって、表示装置に表示される映像信号が存在しない期間において、前記第１および第２のスイッチ手段を切り替えることが好適である。

また、前記フリップフロップの出力を所定量遅延し、映像信号の水平同期信号の期間の後であって、表示装置に表示される映像信号が存在しない期間であって、かつバースト信号が存在しない期間において、前記第１および第２のスイッチ手段を切り替えることが好適である。

また、前記コンデンサへの充電または放電に定電流源からの定電流を用いることが好適である。

以上説明したように、本発明によれば、映像信号から分離された同期信号をフリップフロップにおいて分周してクロック信号を得、このクロック信号を利用してチャージポンプ回路のスイッチングを制御する。これによって、チャージポンプのスイッチを切り替えるタイミングを映像信号のない水平同期信号に近い期間に設定することができ、映像信号におけるノイズの発生を防止できる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

「チャージポンプ回路」
図１は、一実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。この回路も、電源ＶＣＣから−ＶＣＣを得るチャージポンプ回路である。

電源ＶＣＣの一端は、電圧０Ｖのグランドに接続され、他端は、定電流回路ＣＳ１およびスイッチＳ１を介しコンデンサＣ１の一端に接続されている。

また、このコンデンサＣ１の一端は、スイッチＳ２および定電流回路ＣＳ２を介しグランドにも接続されている。

コンデンサＣ１の他端は、スイッチＳ３を介しグランドに接続されるとともに、スイッチＳ４を介し出力端に接続され、また出力端には、他端がグランドに接続されたコンデンサＣ２の一端が接続されている。

このようなチャージポンプ回路において、スイッチＳ１、Ｓ３の組と、スイッチＳ２、Ｓ４の組を相補的にオンオフする。すなわち、スイッチＳ１、Ｓ３がオンの時に、スイッチＳ２、Ｓ４をオフし、スイッチＳ２、Ｓ４がオンの時に、スイッチＳ１、Ｓ３をオフし、これを定期的に繰り返す。

そして、スイッチＳ１、Ｓ３がオンの期間に、コンデンサＣ１には、その入力側に定電流回路ＣＳ１からの電流が供給され、出力側がグランド電位になる。これによって、コンデンサＣ１には、電圧ＶＣＣまで充電される。一方、スイッチＳ２、Ｓ４がオンの期間にその入力側から定電流回路ＣＳ２の電流が引き抜かれ、その電圧がグランド電位まで低下する。一方、コンデンサの出力側は出力端に接続されているが、グランドから切り離されている。そこで、コンデンサＣ１の充電状態自体は維持され、コンデンサＣ１の出力側の電圧が−ＶＣＣとなり、出力端の電圧も−ＶＣＣとなる。

また、この電圧がコンデンサＣ２によって保持され、出力端のおける電圧−ＶＣＣが維持される。

このように、本実施形態では、定電流源からの電流を用いてコンデンサＣ１への充放電を行う。従って、この充放電電流の電流量を制限することができ、電源、グランドにおけるノイズの発生を抑制することができる。

なお、本実施形態では、−ＶＣＣを発生するチャージポンプについてのみ説明したが、充電されたコンデンサの低電位側を高電圧電源に接続して昇圧を行うチャージポンプにおいても、定電流源を用いて同様の効果が得られる。

また、図２には、図１の構成において、定電流回路ＣＳ１、ＣＳ２を削除し、スイッチＳ１を電源ＶＣＣに直接接続するとともに、スイッチＳ２をグランドに直接接続した構成を示してある。この構成では、ノイズは大きくなるが、図１と同様に電源電圧をシフトした出力を得ることができる。

「映像信号処理回路」
図３には、映像信号処理回路を示してある。映像信号は、クランプ回路１０に入力される。このクランプ回路１０は、映像信号において基準となる直流レベルをクランプする。この基準レベルとしては、一定の直流レベルを示すペデスタルレベルやシンクチップレベルが採用される。映像信号は、例えば図４（ａ）に示すような信号であり、１水平期間の最初には、低レベルの水平同期信号が配置されており、その後のフロントポーチの一部にカラーバースト信号が配置され、その後に色信号が重畳された輝度信号が位置している。

クランプ回路１０の出力は、プリアンプ１２において所定の増幅がなされた後、メインアンプ１４において、所定のレベルに増幅される。そして、このようにして得られた映像信号が、７５Ωの同軸給電線１６を介して出力される。なお、同軸給電線１６による信号の伝送は、図に示すように、入力信号を２つの７５Ωの抵抗の中間点から出力することに該当する。また、図３において、一点鎖線で囲った部分が１つの半導体集積回路に形成される。

また、クランプ回路１０の出力は、同期分離回路１８に入力される。この例では、同期分離回路１８は、フィルタ１８ａ、アンプ１８ｂ、スライス回路１８ｃから構成されている。

フィルタ１８ａは、高周波成分を除去することによって、映像信号から色信号成分（クロマ成分）を除去する。アンプ１８ｂはクロマ成分が除去された映像信号を増幅し、振幅を大きくする。スライス回路１８ｃは、増幅された映像信号を所定のレベルのしきい値でスライスして、低レベルの同期信号を分離する。

すなわち、図４（ａ）に示すような映像信号（入力波形：輝度は一定とし色信号は除いている）である。なお、輝度信号が立ち上がる前のポーチにあるのはカラーバースト信号である。このような入力波形について、フィルタ１８ａでクロマ信号を除去することで、図４（ｂ）のように、高周波のクロマ信号が除去される。このフィルタ１８ａの出力をアンプ１８ｂで増幅することで、図４（ｃ）に示す振幅が増幅された信号が得られる。そして、スライス回路１８ｃにおいて、図４（ｃ）において破線で示すようなしきい値でスライスすることによって図４（ｄ）に示される同期信号が分離される。なお、クロマ信号を除去し、増幅してからスライスするのは、ノイズを除去し、誤検出をさけるためである。

このようにして、同期分離回路１８によって分離された同期信号は、フリップフロップ２０のクロック端Ｃに反転して入力される。フリップフロップ２０は、その反転出力端ＸＱの出力がデータ入力端Ｄに入力されており、クロック入力端Ｃに入力されるクロックを１／２分周して、同期信号の２倍の周期のクロック信号としてＱ出力端から出力する。同期信号とフリップフロップ２０の出力である１／２分周されたクロック信号を図５（ａ）、（ｂ）に示す。

フリップフロップ２０から出力されたクロック信号は、遅延回路２２において、所定量だけ遅延した（図５（ｃ））後、バッファ２４を介しクロック１、インバータ２６を介しクロック２として出力される。なお、遅延回路２２は、インバータを複数つなげるなど、素子の動作遅れなどを利用して容易に構成できる。

このクロック１，２が上述のスイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチングを制御する相補的なクロック信号として利用される。

ここで、スイッチＳ１〜Ｓ４を実際にオンオフする場合、スイッチＳ１，Ｓ３の両者がオンの期間が発生することを確実にすることなどのため、クロック１，２のオン期間をオフ期間に対し小さめにする（これら信号のデューティー比を小さくする）。これは、クロック信号１，２の立ち上がりを遅延させ、立ち下がりはそのままとすることなどによって達成でき、各種回路によって達成できる。

例えば、図６に示すように、Ｄ入力端がＨレベルに吊り上げられた１つのフリップフロップ３２を設け、そのクロック入力端に遅延回路３０により遅延させたクロック信号を入力する。一方、このフリップフロップ３２のリセット端子にクロック信号を反転入力する。これによって、遅延したクロック信号の立ち上がりにおいて、フリップフロップ３２はＨレベルにセットされ、遅延していないクロック信号の立ち下がりでリセットされる。そこで、Ｈレベルの期間が短くなったクロック信号を得ることができる。

このような回路を利用して、クロック１，２のオン期間を短くすることができる。なお、このような処理は、各種回路によって行うことができる。

このようにして得られたクロック１，２がチャージポンプ回路２８にそのスイッチを制御する相補的信号として供給される。

図７には、このクロック１，２を利用してチャージポンプ回路を制御した場合における各種部位の波形を示してある。

クロック１によって、スイッチＳ１、Ｓ３がオンオフされ、クロック２によって、スイッチＳ２，４がオンオフされる。これによって、スイッチＳ１，Ｓ３がオンの期間にスイッチＳ２，Ｓ４がオフとなり、スイッチＳ１，Ｓ３がオフの期間にスイッチＳ２，Ｓ４がオンとなる。また、切り替わりにおいて、全スイッチオフの期間が挿入されている。

このクロック１のＨレベル期間にスイッチＳ１，Ｓ３、クロック２のＨレベル期間にスイッチＳ２，Ｓ４がオンするが、実際にはこれらスイッチＳ１〜Ｓ４のオンの後しばらくすると、スイッチＳ１〜Ｓ４（スイッチＳ１，Ｓ３またはスイッチＳ２，Ｓ４）の両側電圧がほぼ同一電圧となり、スイッチＳ１〜Ｓ４を構成するトランジスタが飽和してオフ状態となる。従って、スイッチＳ１〜Ｓ４のオンオフにより大きな電流が流れるのは、スイッチＳ１〜Ｓ４がオンするときのみになる。

そして、このスイッチＳ１〜Ｓ４がオンし、大きな電流が流れると、電源電圧ＶＣＣにノイズが生じる。すなわち、スイッチＳ１がオンすると、コンデンサＣ１の入力側電圧は、グランド電位から、ＶＣＣ電位に大きく変化し、電源からコンデンサＣ１に向けて大きな電流が流れる。このため、電源電圧ＶＣＣにこの大電流に伴うノイズ（マイナス方向のヒゲ）が生じる。一方、スイッチＳ３がオンすると、コンデンサＣ１の入力側電圧は、電源電位ＶＣＣから、グランド電位に大きく変化し、コンデンサＣ１からグランドに向けて大きな電流が流れる。このため、グランド電圧に大電流に伴うノイズ（プラス方向のヒゲ）が生じる。

このような、電源電圧にノイズが乗ると、この電源により駆動される回路に影響が出る。例えば、図３のアンプ１２、１４において、ノイズが出力の映像信号に付加されてしまい、映像信号による表示において、縦縞が生じてしまう。

しかし、本実施形態においては、上述のようにチャージポンプ回路のスイッチ切り替えに水平同期信号を用い、スイッチＳ１〜Ｓ４のオンタイミングが画面表示される映像部分からずらしてある。そこで、ノイズが映像信号に含まれていても、表示に影響することがない。

図７においては、スイッチＳ１〜Ｓ４のオンタイミングを水平同期信号の部分に設定したが、必ずしもこの部分に限定されず、水平同期信号が終了した後のポーチ部分等に設定することも好適である。このタイミングの設定は、上述した遅延回路３０の遅延量の設定によって行うことができる。

また、カラーバースト信号にノイズが乗ってもほとんど問題がないので、このカラーバースト信号の期間にスイッチＳ１〜Ｓ４のオンタイミングを設定してもよい。さらには、映像部分においても最初の数水平期間は、通常実際の表示は行われないため、この期間にスイッチＳ１〜Ｓ４のオンタイミングを設定してもよい。

図８〜図１０は、定電流回路の挿入位置を変更した構成例である。図８では、図１における定電流回路ＣＳ１を省略し、スイッチＳ３とグランドの間に定電流回路ＣＳ３を設けてある。これによって、スイッチＳ１、Ｓ３をオンした際に、コンデンサＣ１の充電電流は、定電流回路ＣＳ３によって決定される定電流になり、図１と同様の作用効果が得られる。

図９では、図１における定電流回路ＣＳ２を省略し、スイッチＳ４と出力端との間に定電流回路ＣＳ４を設けてある。これによって、スイッチＳ２、Ｓ４をオンした際に、コンデンサＣ１の放電電流は、定電流回路ＣＳ４によって決定される定電流になり、図１と同様の作用効果が得られる。

図１０では、図１における定電流回路ＣＳ１、ＣＳ２を省略し、スイッチＳ３とグランドの間に定電流回路ＣＳ３を設けるとともに、スイッチＳ４と出力端との間に定電流回路ＣＳ４を設けてある。これによって、スイッチＳ１、Ｓ３をオンした際に、コンデンサＣ１の充電電流は、定電流回路ＣＳ３によって決定される定電流になり、スイッチＳ２、Ｓ４をオンした際に、コンデンサＣ１の放電電流は、定電流回路ＣＳ４によって決定される定電流になる。

図１１、図１２には、定電流回路ＣＳ１、ＣＳ２の片側を除去した構成例を示してある。すなわち、図１１の構成例では、定電流回路ＣＳ２を省略し、図１２の構成例では、定電流回路ＣＳ１を省略してある。これらの変形例では、コンデンサＣ１の充電または放電のいずれか一方のみが定電流となるが、これによっても充電または放電時のいずれかにおけるノイズの発生を防止することができる。

実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。他の構成例に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。映像信号処理装置の構成を示す図である。同期分離回路における各部の波形を示す図である。同期信号およびクロック信号の波形を示す図である。クロック信号のオン期間減少のための構成を示す図である。チャージポンプ内の各部の波形を示す図である。他の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。他の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。他の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。他の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。他の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す図である。

符号の説明

１０クランプ回路、１２プリアンプ、１４メインアンプ、１６同軸給電線、１８同期分離回路、２０フリップフロップ、２８チャージポンプ回路。

Claims

映像信号と、同期信号を含むコンポジット信号から同期信号を分離する同期分離回路と、
同期分離回路で得られた同期信号をクロック信号としてこれを分周したクロックを得るフリップフロップと、
このフリップフロップからのクロックを利用し、コンデンサへの電源電圧の印加方向を制御して、コンデンサへの電源電圧の充電と、コンデンサに充電された電源電圧のシフトを行い、シフトした出力電圧を得ることを特徴とするチャージポンプ回路。
高電圧電源または低電圧電源のいずれかを選択する第１スイッチ手段と、
この第１スイッチ手段に一端が接続され、充放電されるコンデンサと、
このコンデンサの他端を、低電圧電源または出力端のいずれかに選択接続する第２スイッチ手段と
を有し、
前記第１スイッチ手段によって高電圧電源を選択しているときに、前記第２スイッチ手段によってコンデンサの他端を低電圧電源に接続し、前記第１スイッチ手段によって低電圧電源を選択しているときに、前記第２スイッチ手段によってコンデンサの他端を出力端に接続し、出力端に高電圧電源に対応する電圧だけ低電圧電源より低い出力電圧を得るとともに、
前記第１および第２スイッチ手段のスイッチング制御するクロック信号として、映像信号から分離された同期信号をフリップフロップにより分周した出力を利用することを特徴とするチャージポンプ回路。
請求項２に記載のチャージポンプ回路において、
前記低電圧電源は、グランドであり、出力電圧として、マイナス電源を得ることを特徴とするチャージポンプ回路。
請求項１〜３のいずれか１つに記載のチャージポンプ回路において、
前記フリップフロップの出力を所定量遅延し、映像信号の水平同期信号の期間の後であって、表示装置に表示される映像信号が存在しない期間において、前記第１および第２のスイッチ手段を切り替えることを特徴とするチャージポンプ回路。
請求項１〜４のいずれか１つに記載のチャージポンプ回路において、
前記フリップフロップの出力を所定量遅延し、映像信号の水平同期信号の期間の後であって、表示装置に表示される映像信号が存在しない期間であって、かつバースト信号が存在しない期間において、前記第１および第２のスイッチ手段を切り替えることを特徴とするチャージポンプ回路。
請求項１〜５のいずれか１つに記載のチャージポンプ回路において、
前記コンデンサへの充電または放電に定電流源からの定電流を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。