JP2006042542A - 昇降圧制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトル電流の制御応答は維持したままで、平均電流とリップル幅とスイッチング損失を低減した昇降圧変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】リアクトルの電流と電流指令との差を増幅して電圧指令を出力する調整器と、前記電圧指令が正の時は前記第１スイッチング素子のオンデューティを所定値ｄ０とし、前記電圧指令が負の時は前記第３スイッチング素子のオンデューティを前記所定値ｄ０とした信号を出力するスイッチング信号生成器とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇降圧変換器の制御装置に関するもので、変換効率の向上と応答速度向上の両立を図るものである。

図４に昇降圧変換器の回路構成を示す。昇降圧変換器は、第１スイッチング素子５１と第２スイッチング素子５２とが直列に接続された第１チョッパ２１と、第３スイッチング素子５３と第４スイッチング素子５４とが直列に接続された第２チョッパ２２と、前記第１から第４のスイッチング素子それぞれに逆並列に接続された４つのダイオード（６１〜６４）と、前記第１チョッパ２１に並列に接続された第１直流電圧源３１と、前記第２チョッパ２２に並列に接続されて前記第１直流電圧源３１と共通の基準電位である第２直流電圧源３２と、前記第１及び第２スイッチング素子の接点と前記第３及び第４スイッチング素子の接点との間に接続されたリアクトル４とで構成される。電流検出器４１で検出されたリアクトル４に流れる電流Ｉを指令値Ｉｒｅｆに追従させるための、昇降圧変換器の第１から第４スイッチング素子を制御する信号を出力する昇降圧制御装置の一例を図２に示す。

図２において、調整器７は、電流指令Ｉｒｅｆと電流Ｉとを電流差演算器７１で求め、それを例えば比例積分器からなる増幅器７２で増幅して電圧指令Ｖｅとして出力する。スイッチング信号生成器８は、電圧指令Ｖｅを入力して制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。スイッチング信号生成器８において、三角波発生器８８出力Ｖｃと電圧指令Ｖｅとを比較器８３で比較して、Ｖｅ＞Ｖｃならば１を、Ｖｅ＜Ｖｃならば０を出力する。比較器８３の出力は、第１スイッチング素子５１の制御信号Ｓ１と第４スイッチング素子５４の制御信号Ｓ４となる。反転器９２は、入力した比較器８３の出力が１ならば０を、入力した比較器８３の出力が０ならば１を出力する。反転器９２の出力は、第２スイッチング素子５２の制御信号Ｓ２と第３スイッチング素子５３の制御信号Ｓ３となる。以上の構成により、リアクトル電流Ｉを電流指令Ｉｒｅｆに追従させることができる。

図２に代わる昇降圧制御装置のもう１つの例を図３に示す。
図３において、調整器７は図２と同様に電圧指令Ｖｅを出力する。スイッチング信号生成器８は、電圧指令Ｖｅを入力して制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。スイッチング信号生成器８において、三角波発生器８８出力Ｖｃと電圧指令Ｖｅとを比較器８３で比較して、Ｖｅ＞Ｖｃならば１を、Ｖｅ＜Ｖｃならば０を出力する。比較器８３の出力は、第１スイッチング素子５１の制御信号Ｓ１となる。反転器９３は、入力した比較器８３の出力が１ならば０を、入力した比較器８３の出力が０ならば１を出力し、第２スイッチング素子５２の制御信号Ｓ２となる。比較器８７は、第３スイッチング素子のオンデューティｄ２とＶｃを比較して、ｄ２＞Ｖｃならば１を、ｄ２＜Ｖｃならば０を出力する。比較器８７の出力は、第３スイッチング素子５３の制御信号Ｓ３となる。反転器９２は、入力した比較器８７の出力が１ならば０を、入力した比較器８７の出力が０ならば１を出力し、第４スイッチング素子５４の制御信号Ｓ４となる。この構成により、第３スイッチング素子のオンデューティがｄ２となり、第１スイッチング素子のオンデューティｄ１が自動調整されてリアクトル電流Ｉを電流指令Ｉｒｅｆに追従させることができる。

特開２００４−１２０９４０号公報 特開２００３−０８８１４０号公報

図５は、図２に示された昇降圧制御装置において、第１及び第２スイッチング素子の接点の電位Ｅ１と、第３及び第４スイッチング素子の接点の電位Ｅ２と、リアクトル４の両端の電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、リアクトル４の電流Ｉの波形を示している。三角波発生器８８出力の三角波Ｖｃの周期をＴとし、第１スイッチング素子のオンデューティをｄ１とし、第１直流電圧源３１の電圧をＶ１とし、第２直流電圧源３２の電圧をＶ２とし、電流Ｉの周期Ｔ間の平均値をＩｍ１とし、電流Ｉのリップル幅をＩｐｐ１としている。

平均電流Ｉｍ１が変化しない定常状態において、
Ｖ１・ｄ１＝（１−ｄ１）・Ｖ２ （１）
が成り立つ。第１直流電圧源３１から第２直流電圧源３２へ電力Ｐを供給している場合、平均電流Ｉｍ１は、
Ｉｍ１＝Ｐ／（ｄ１・Ｖ１） （２）
なので（１）式を代入して
Ｉｍ１＝Ｐ・（Ｖ１＋Ｖ２）／（Ｖ１・Ｖ２） （３）
となる。例えばＶ１＝Ｖ２の場合Ｉｍ１＝２・Ｐ／Ｖ１の電流をリアクトルに流す必要があり、これによってリアクトルの比較的大きな銅損が発生する。
またリップル幅Ｉｐｐ１は、リアクトルのインダクタンスをＬとすると
Ｉｐｐ１＝Ｖ１・ｄ１・Ｔ／Ｌ （４）
なので（１）式を代入して
Ｉｐｐ１＝Ｖ１・Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）・Ｔ／Ｌ （５）
となり、比較的大きな電流リップルとなる
また第１から第４の全てのスイッチング素子がスイッチングしているのでスイッチング損失が大きい。

図６は、図３に示された昇降圧制御装置において、図５と同様に、第１及び第２スイッチング素子の接点の電位Ｅ１と、第３及び第４スイッチング素子の接点の電位Ｅ２と、リアクトル４の両端の電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、リアクトル４の電流Ｉの波形を示している。そして電流Ｉの周期Ｔ間の平均値をＩｍ２とし、電流Ｉのリップル幅をＩｐｐ２としている。

平均電流Ｉｍ２が変化しない定常状態において、
Ｖ１・ｄ１＝Ｖ２・ｄ２ （６）
が成り立つ。第１直流電圧源３１から第２直流電圧源３２へ電力Ｐを供給している場合、平均電流Ｉｍ２は、
Ｉｍ２＝Ｐ／（ｄ１・Ｖ１） （７）
なので（６）式を代入して
Ｉｍ２＝Ｐ／（ｄ２・Ｖ２） （８）
となる。図２の装置と比較するために（３）式との比を求めてみると
Ｉｍ１／Ｉｍ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）・ｄ２／Ｖ１ （９）
となり、例えばＶ１＝Ｖ２の場合は、ｄ２＞０．５であればＩｍ１＞Ｉｍ２となり、図３の方式の方が平均電流を小さくすることができる。
またリップル幅Ｉｐｐ２は、（６）式を考慮して、Ｖ１＞Ｖ２の場合は図６より
Ｉｐｐ２＝（Ｖ１−Ｖ２）・Ｖ２・ｄ２／Ｖ１・Ｔ／Ｌ （１０）
となり、Ｖ１＜Ｖ２の場合は
Ｉｐｐ２＝（Ｖ２−Ｖ１）・ｄ２・Ｔ／Ｌ （１１）
である。図２の装置と比較するために（５）式と（１０）式の差を求めてみると

で、Ｉｐｐ１＞Ｉｐｐ２となるので、図２の装置より図３の装置の方が電流リップルが小さくなる。
以上より、図３の装置の方が平均電流値と電流リップルの両方において小さくなり、効率の向上とリアクトルの小型化が期待できる。しかしながら、図２の装置と同様に第１から第４の全てのスイッチング素子がスイッチングしているのでスイッチング損失が大きい。また、（６）式よりｄ１＝ｄ２・Ｖ２／Ｖ１となるがｄ１は１を越えることは不可能なのでＶ２／Ｖ１＞１／ｄ２となると制御ができなくなる。また急速に電流を正に立ち上げたい場合に、最大のオンデューティであるｄ１＝１とすると、図２の装置ではＶ１の電圧をリアクトルの両端に印加できるので、比較的高速な電流立ち上げが可能であるが、図３の装置では平均的にＶ１−ｄ２・Ｖ２の電圧しかリアクトルに印加できないので電流の応答が遅い。

つまり、図２の装置ではリアクトルの平均電流とリップル電流の両方が大きい。図３の装置では、図２の装置より両者が小さいが、Ｖ２／Ｖ１を大きくしたい場合に何らかの方法でｄ２を小さく操作する必要がある。それを避けるために最初からｄ２を小さくしておくと平均電流が図２の装置よりも大きくなることがある。また図３の装置は図２の装置に比べて電流制御応答が遅い。

前述した問題点を解決するために、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１チョッパと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続された第２チョッパと、前記第１から第４のスイッチング素子それぞれに逆並列に接続された４つのダイオードと、前記第１チョッパに並列に接続された第１直流電圧源と、前記第２チョッパに並列に接続されて前記第１直流電圧源と共通の基準電位である第２直流電圧源と、前記第１及び第２スイッチング素子の接点と前記第３及び第４スイッチング素子の接点との間に接続されたリアクトルとからなる昇降圧変換器の前記第１から第４のスイッチング素子を制御する信号を出力する昇降圧制御装置において、
前記リアクトルの電流と電流指令との差を増幅して電圧指令を出力する調整器と、前記電圧指令が正の時は前記第１スイッチング素子のオンデューティを所定値ｄ０とし、前記電圧指令が負の時は前記第３スイッチング素子のオンデューティを前記所定値ｄ０とした信号を出力するスイッチング信号生成器とを具備することを特徴とする。
また前記所定値ｄ０を１とすることを特徴とする。

本発明により、図２の装置と同じ制御応答で、図３の装置とほぼ同じ平均電流でほぼ同じリップル電流とすることができ、しかも図３の装置の問題点であったＶ２／Ｖ１の制限を無くすることができる。

昇降圧変換器のリアクトル電流の高速な電流制御応答を維持したまま平均電流とリップルを小さくすることができた。

図１は、本発明の１実施例のブロック図である。調整器７は図２や図３と同様に電圧指令Ｖｅを出力する。スイッチング信号生成器８は、電圧指令Ｖｅを入力して制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。スイッチング信号生成器８において、第１電圧比率演算器８４と加算器８５によりｄ０＋Ｖｅ／Ｖ１を求める。ここでＶ１は、第１直流電圧源の電圧であり、ｄ０はオンデューティの所定値であり０から１の範囲の値をとる。加算器８５の出力は比較器８６で三角波発生器８８の出力Ｖｃと比較され、Ｖｃより大きいとき１、Ｖｃより小さいとき０が出力される。第２電圧比率演算器８１と加減算器８２によりｄ０−Ｖｅ／Ｖ２を求める。ここでＶ２は、第２直流電圧源の電圧である。加減算器８２の出力は比較器８３で三角波発生器８８の出力Ｖｃと比較され、Ｖｃより大きいとき１、Ｖｃより小さいとき０が出力される。ｄ０は、比較器８７でＶｃと比較され、Ｖｃより大きいとき１、Ｖｃより小さいとき０が出力される。電圧指令Ｖｅは比較器８９でＶｃと比較され、Ｖｃより大きいとき１、Ｖｃより小さいとき０が出力される。切替器９０は、比較器８９の出力が１の時比較器８３の出力を選択し、比較器８９の出力が０の時比較器８７の出力を選択して制御信号Ｓ３として出力する。切替器９１は、比較器８９の出力が１の時比較器８７の出力を選択し、比較器８９の出力が０の時比較器８６の出力を選択して制御信号Ｓ１として出力する。反転器９２と９３は、それぞれＳ３とＳ１の信号の１と０を反転してＳ４、Ｓ２として出力する。

図７は、図１に示された昇降圧制御装置においてｄ０＝１の場合で、第１及び第２スイッチング素子の接点の電位Ｅ１と、第３及び第４スイッチング素子の接点の電位Ｅ２と、リアクトル４の両端の電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、リアクトル４の電流Ｉの波形を示している。三角波発生器８８出力の三角波Ｖｃの周期をＴとし、第１スイッチング素子のオンデューティをｄ１とし、第１直流電圧源３１の電圧をＶ１とし、第２直流電圧源３２の電圧をＶ２とし、電流Ｉの周期Ｔ間の平均値をＩｍ３とし、電流Ｉのリップル幅をＩｐｐ３としている。

図１の構成により、周期Ｔ１間の電位Ｅ１とＥ２の平均値は、Ｖｅ＞０の場合、
Ｅ１＝ｄ０・Ｖ１ （１３）
Ｅ２＝ｄ０・Ｖ２−Ｖｅ （１４）
であり、Ｖｅ＜０の場合、
Ｅ１＝Ｖｅ＋ｄ０・Ｖ１ （１５）
Ｅ２＝ｄ０・Ｖ２ （１６）
となるので、リアクトルの両端の電位差は、Ｖｅの極性に関係なく
Ｅ１−Ｅ２＝Ｖｅ−ｄ０・（Ｖ２−Ｖ１） （１７）
となる。

平均電流Ｉｍ３が変化しない定常状態においては、Ｅ１−Ｅ２＝０なので、
Ｖｅ＝ｄ０・（Ｖ２−Ｖ１） （１８）
が成り立つ。従って定常状態において、Ｖｅ＞０の時はＶ２＞Ｖ１でありｄ１＝ｄ０、Ｖｅ＜０時はＶ２＜Ｖ１であり第３スイッチング素子のオンデューティ＝ｄ０である。よって第１直流電圧源３１から第２直流電圧源３２へ電力Ｐを供給している場合、平均電流Ｉｍ３は、Ｖｅ＞０時（定常状態ではＶ２＞Ｖ１の時）に
Ｉｍ３＝Ｐ／（ｄ０・Ｖ１） （１９）
となり、Ｖｅ＜０時（定常状態ではＶ２＜Ｖ１の時）に、
Ｉｍ３＝Ｐ／（ｄ０・Ｖ２） （２０）
となり、ｄ０＝１の時に最小となる。そしてｄ０＝１では、Ｉｍ１＞Ｉｍ３であり、特にＶ１＝Ｖ２時においてはＩｍ３はＩｍ１の半分となる。そして、（２０）式のｄ０をｄ２とすれば（８）式と同じになるため、Ｖ２＜Ｖ１の場合では図３の装置と本発明の装置では平均電流が同じとなる。

またリップル幅Ｉｐｐ３は、Ｖｅ＞０時（定常状態ではＶ２＞Ｖ１の時）に、
Ｉｐｐ３＝（Ｖ２−Ｖ１）・Ｖ１・ｄ０／Ｖ２・Ｔ／Ｌ （２１）
となり、Ｖｅ＜０時（定常状態ではＶ２＜Ｖ１の時）に、
Ｉｐｐ３＝（Ｖ１−Ｖ２）・Ｖ２・ｄ０／Ｖ１・Ｔ／Ｌ （２２）
となる。以上よりｄ０を小さくした方がリップル幅は小さくなる。（２２）式のｄ０をｄ２とすれば、（１０）式と同じになるため、Ｖ２＜Ｖ１の場合では、図３の装置と本発明の装置では電流リップル幅は同じとなる。

前述したように、図３の装置では、ｄ２を固定値とするとＶ２／Ｖ１＞１／ｄ２では制御不能となった。しかし、図１の装置では加減算器８２の出力や加算器８５の出力は０〜１の範囲を持つことができるので、Ｖｅは−ｄ０・Ｖ１〜ｄ０・Ｖ２の範囲で変化することができる。よって最小値であるＶｅ＝−ｄ０・Ｖ１を（１７）式に代入するとＥ１−Ｅ２＜０となるのでリアクトル電流を減らすことが可能であり、最大値であるＶｅ＝ｄ０・Ｖ２を（１７）式に代入するとＥ１−Ｅ２＞０となるのでリアクトル電流を増加させることが可能であり、Ｖ２／Ｖ１の値やｄ０値によって制御不能状態となることは無い。

急速に電流を正に立ち上げたい場合において、本発明ではＶｅ＝ｄ０・Ｖ２となり、リアクトルの両端に印加される電圧は（１７）式からｄ０・Ｖ１となる。よってｄ０＝１とすれば、図２の装置の場合と同じ電圧が印加できるので、図２の装置の場合と同様に高速な電流制御が可能となる。

以上より本発明の図１の装置と図２の装置を比較すると、ｄ０＝１とすれば、電流制御応答は同じであるにも関わらずリアクトルの平均電流は半分となる。また電流リップル幅も小さくなる。しかも、第１チョッパと第２チョッパの片方はスイッチングをしないのでそれだけでもスイッチング損失も半分となる。上記の平均電流が半分となることを合わせるとスイッチング損失が１／４となることになる。また図３の装置と比較すると、ｄ０＝ｄ２とすれば、Ｖ２＜Ｖ１において電流リップル幅と平均電流は同じであるが、電流応答は速く、しかも制御不能状態となる条件が無い。

本発明のｄ０は、以下のように決定すればよい。スイッチング損失やリアクトルの銅損を最小化したい場合、もしくは電流応答を最優先としたい場合はｄ０＝１とする。リアクトルに流れるリップル電流によって生じるリアクトル内の鉄損を小さくしたい場合は、ｄ０を１未満の値とする。

本発明により、昇降圧変換器のリアクトルの電流の平均値とリップルを小さくすることができ、しかも高速に制御できることから、産業上の利用の可能性は大いにある。

本発明の実施例を示した説明図である。 従来の昇降圧制御装置の一例を示した説明図である。 従来の昇降圧制御装置の図２とは異なる例を示した説明図である。 昇降圧変換器の回路構成である。 図２の装置による各部電圧・電流波形である。 図３の装置による各部電圧・電流波形である。 図１の装置による各部電圧・電流波形である。

符号の説明

３１ 第１直流電圧源
３２ 第２直流電圧源
２１ 第１チョッパ
２２ 第２チョッパ
５１ 第１スイッチング素子
５２ 第２スイッチング素子
５３ 第３スイッチング素子
５４ 第４スイッチング素子
４ リアクトル
６１、６２、６３、６４ ダイオード
４１ 電流検出器
８ スイッチング信号生成器
７ 調整器
７１ 電流差演算器
７２ 増幅器
８１ 第２電圧比率演算器
８４ 第１電圧比率演算器
８２ 加減算器
８５ 加算器
８３、８７、８６、８９ 比較器
８８ 三角波発生器
９０、９１ 切替器
９２、９３ 反転器

Claims (2)

1. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１チョッパと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続された第２チョッパと、前記第１から第４のスイッチング素子それぞれに逆並列に接続された４つのダイオードと、前記第１チョッパに並列に接続された第１直流電圧源と、前記第２チョッパに並列に接続されて前記第１直流電圧源と共通の基準電位である第２直流電圧源と、前記第１及び第２スイッチング素子の接点と前記第３及び第４スイッチング素子の接点との間に接続されたリアクトルとからなる昇降圧変換器の前記第１から第４のスイッチング素子を制御する信号を出力する昇降圧制御装置において、
   前記リアクトルの電流と電流指令との差を増幅して電圧指令を出力する調整器と、前記電圧指令が正の時は前記第１スイッチング素子のオンデューティを所定値ｄ０とし、前記電圧指令が負の時は前記第３スイッチング素子のオンデューティを前記所定値ｄ０とした信号を出力するスイッチング信号生成器とを具備することを特徴とする昇降圧制御装置。
2. 前記所定値ｄ０を１とすることを特徴とする請求項１記載の昇降圧制御装置。

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