JP2006020414A - 電源供給装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源のプラスとマイナスとを逆接によって流れる過電流を防止した電源供給装置を提供する。
【解決手段】バッテリＢ−ＬＥＤ２０間に設けられたＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直流回路を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＬＥＤ２０との間に設けられるコイルＬ１、順方向がコイルＬ１に向くように、コイルＬ１上流側−グランド間に設けられたダイオードＤ１及びコイルＬ１下流側−グランド間に設けられたコンデンサＣ１を有する。コイルＬ１上流側−グランド間に、ダイオードＤ１と直列に、バッテリＢの逆接続時にオフするＭＯＳＦＥＴＱ２を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源供給装置に関するものである。

上述した従来の電源供給装置として、図６に示されたようなものが考えられている（例えば、特許文献１）。同図に示すように、直流電源としてのバッテリＢと負荷１０との間には、スイッチＳＷ及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路が設けられている。上記スイッチＳＷは、制御回路１２によってオンオフが制御されるものである。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチＳＷと負荷１０との間に設けられたコイルＬ１、順方向がコイルＬ１側に向くように、該コイルＬ１の上流側−グランド間に設けられたダイオードＤ１及びコイルＬ１の下流側−グランド間に設けられたコンデンサＣ１から構成されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチＳＷのオフ期間に、コイルＬ１に蓄積された電気エネルギや、コンデンサＣ１に蓄積された電荷によって負荷１０に負荷電流を供給するもので、スイッチＳＷのオンオフのデューティに応じた負荷電流を流すようになっている。

ところで、上述したスイッチＳＷとして、電界効果トランジスタ（以下ＭＯＳＦＥＴ）や、トランジタといった半導体スイッチを用いたい場合がある。しかしながら、半導体スイッチには寄生ダイオードが発生し、スイッチＳＷをオフしても、スイッチＳＷの両端は完全に絶縁されず、図６の点線で示すように、寄生ダイオードＤｋによって接続された状態となる。

寄生ダイオードＤｋは順方向が負荷１０からバッテリＢに向かうように接続されるため、バッテリＢの接続が正常に行われた場合は、寄生ダイオードＤｋを通じて電流が流れないようになっている。しかしながら、バッテリＢとプラスとマイナスを誤って逆接してしまった場合、バッテリＢ→ダイオードＤ１→寄生ダイオードＤｋ→バッテリＢからなる電流路が形成され、スイッチＳＷがオフであっても過電流が流れてしまうという問題があった。

このような問題を解決するため、例えば、バッテリＢとスイッチＳＷとの間に、順方向がバッテリＢから負荷１０に向かうようにダイオードを接続することが考えられる。このようにダイオードを設けることにより、バッテリＢが逆接続されても、ダイオードにより過電流を阻止することができる。

しかしながら、バッテリＢと負荷１０との間にダイオードを設けると、バッテリＢから負荷１０に電源供給している間、常にダイオードよる電圧損失が生じてしまうという問題があり、好ましくない。
特開２０００−１６８４３２号公報

そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、直流電源のプラスとマイナスとを逆接によって流れる過電流を防止した電源供給装置を提供することを課題とする。

請求項１記載の発明は、直流電源−負荷間に設けられた半導体スイッチ及びコンバータから構成される直流回路を備え、該コンバータは、前記半導体スイッチと前記負荷との間に設けられるコイル、順方向が前記コイルに向くように、前記コイル上流側−グランド間に設けられたダイオード及び前記コイル下流側−グランド間に設けられたコンデンサを有する電源供給装置であって、前記コイル上流側−前記グランド間に、前記ダイオードと直列に、スイッチ手段を設けたことを特徴とする電源供給装置に存する。

請求項１記載の発明によれば、直流電源を逆接続すると、直流電源→ダイオード→半導体スイッチの寄生ダイオード→直流電源からなる電流路が形成され、過電流が流れてしまう恐れがあるが、コイル上流側−グランド間に、ダイオードと直列にスイッチ手段を設けることにより、逆接続時にスイッチ手段をオフすれば、逆接続時に形成される電流路を遮断することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の電源供給装置であって、前記スイッチ手段は、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、ソースが前記コイル側に、ドレインがグランド側に、ゲートが前記直流電源−前記半導体スイッチ間に各々接続されていることを特徴とする電源供給装置に存する。

請求項２記載の発明によれば、スイッチ手段はＮチャンネル型の電界効果トランジスタであり、ソースがコイル側に、ドレインがグランド側に、ゲートが直流電源−半導体スイッチ間に各々接続されている。以上の構成によれば、逆接を検出する手段などを設けなくても、逆接続時にスイッチ手段であるＮチャンネル型の電界効果トランジスタをオフすることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の電源供給装置であって、前記半導体スイッチ及び前記コンバータから構成される直列回路が互いに並列に複数設けられているとき、前記スイッチ手段は、複数の前記コンバータが各々有する複数のダイオードと、前記グランドとの間に１つ設けられていることを特徴とする電源供給装置に存する。

請求項３記載の発明によれば、半導体スイッチ及びコンバータから構成される直列回路が互いに並列に複数設けられている。スイッチ手段は、複数のコンバータが各々有する複数のダイオードと、グランドとの間に１つ設けられている。従って、複数の直列回路毎に、スイッチ手段を設けなくても、逆接続時に形成される電流路を遮断することができる。

以上説明したように請求項１記載の発明によれば、直流電源を逆接続すると、直流電源→ダイオード→半導体スイッチの寄生ダイオード→直流電源からなる電流路が形成され、過電流が流れてしまう恐れがあるが、コイル上流側−グランド間に、ダイオードと直列にスイッチ手段を設けることにより、逆接続時にスイッチ手段をオフすれば、逆接続時に形成される電流路を遮断することができるので、直流電源のプラスとマイナスとを逆接によって流れる過電流を防止した電源供給装置を得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、逆接を検出する手段などを設けなくても、逆接続時にスイッチ手段であるＮチャンネル型の電界効果トランジスタをオフすることができるので、コストダウンを図った電源供給装置を得ることができる。

請求項３記載の発明によれば、複数の直列回路毎に、スイッチ手段を設けなくても、逆接続時に形成される電流路を遮断することができるので、コストダウンを図った電源供給装置を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の電源供給装置の一実施形態を示す回路図である。同図に示すように、バッテリＢ（直流電源）−ＬＥＤ２０（負荷）間には、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１（半導体スイッチ）、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１（コンバータ）及び抵抗Ｒ１から構成される直列回路が設けられている。

Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１は、ソースがバッテリＢ側に、ドレインがＬＥＤ２０側に接続され、ソース電位よりゲート電位が遮断電圧以上低くなると導通するＦＥＴである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＬＥＤ２０との間に設けられるコイルＬ１、順方向がコイルＬ１に向くように、コイルＬ１の上流側−グランド間に設けられたダイオードＤ１及びコイルＬ１の下流側−グランド間に設けられたコンデンサＣ１から構成されている。上述したダイオードＤ１としては、例えば、ＰＮ接合型又はショットキーバリア型が用いられる。

さらに、コイルＬ１の上流側−グランド間には、ダイオードＤ１と直列にＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ２（スイッチ手段、電界効果トランジスタ）が設けられている。このＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ２は、ソースがダイオードＤ１のアノードに、ドレインがグランドに、ゲートが抵抗Ｒ２を介して、バッテリＢ−ＭＯＳＦＥＴＱ１間に接続されている。このＭＯＳＦＥＴＱ２は、バッテリＢが誤って逆接された時に、破壊的な電流が流れないようにするためのＦＥＴである。また、抵抗Ｒ１は、ＬＥＤ２０に流れ込む負荷電流ＩＬを制限するための抵抗である。

上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートは、直接、コンパレータＣＰ１の出力に接続されている。これに対して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、抵抗Ｒ３を介してコンパレータＣＰ１の出力に接続されている。このコンパレータＣＰ１は、オープンコレクタ型であり、正転入力＞反転入力のとき、Ｈｉを出力し、正転入力≦反転入力のとき、Ｌｏを出力する。

また、抵抗Ｒ１の上流には、コンデンサＣ１と並列に、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７から構成される直列回路が接続されている。一方、抵抗Ｒ１の下流には、コンデンサＣ１と並列に、抵抗Ｒ８及びツェナーダイオードＺＤ１から構成される直列回路が接続されている。

上述した抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７の接続点は、コンパレータＣＰ１の正転入力に接続される。これにより、コンパレータＣＰ１の正転入力には、下記に示す電圧が供給される。
ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）
ＶＣ１：コンデンサＣ１の両端電圧
一方、抵抗Ｒ８及びツェナーダイオードＺＤ１の接続点は、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続される。これにより、コンパレータＣＰ１の反転入力には、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖ_ZD1が供給される。

さらに、コンパレータＣＰ１の反転入力は、抵抗Ｒ４及び点灯スイッチＳＷ１を介してバッテリＢに接続されている。このため、点灯スイッチＳＷ１がオンすると、バッテリＢ→点灯スイッチＳＷ１→抵抗Ｒ４→抵抗Ｒ８→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７から構成される電流路が形成される。従って、コンデンサＣ１に電荷が蓄積していない間は、点灯スイッチＳＷ１がオンに応じて、コンパレータＣＰ１の反転入力には、下記に示す電圧が供給される。
ＶＢ・（Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ４＋Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）
ＶＢ：バッテリ電圧
一方、コンパレータＣＰ１の正転入力には、下記に示す電圧が供給される。
ＶＢ・Ｒ７／（Ｒ４＋Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）

また、コンパレータＣＰ１の正転入力と出力とは抵抗Ｒ５を介して接続されており、これによりコンパレータＣＰ１の入出力にヒステリシスを持たせている。さらに、点灯スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ４との接続点がコンパレータＣＰ１の電源端子に接続され、点灯スイッチＳＷ１がオンに応じて、コンパレータＣＰ１に電源が供給されるようになっている。

上述した構成の電源供給装置の動作について、図２を参照して以下説明する。なお、同図において、（ａ）は点灯スイッチＳＷ１の開閉状態、（ｂ）はコンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰ、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ドレイン間を通じて流れる電流ＩＦＥＴ、（ｄ）はダイオードＤ１を通じて流れる電流ＩＤ１、（ｅ）はＬＥＤ２０に供給される負荷電流ＩＬ、（ｆ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１のタイムチャートである。

まず、点灯スイッチＳＷ１が開のとき、コンパレータＣＰ１には電源が供給されていない。このため、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＨｉとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に電圧差は発生せず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は非導通状態となっている。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ドレイン間を通じて流れる電流ＩＦＥＴは０（Ａ）であり、ＬＥＤ２０は通電されず消灯状態となる。また、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートには、バッテリ電圧ＶＢが印加されているため通電状態となっている。

点灯スイッチＳＷ１が閉じられると、コンパレータＣＰ１に電源が供給される。また、抵抗Ｒ４を通じて抵抗Ｒ８→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７の順に電流が流れる。その結果、コンパレータＣＰ１の反転入力には、下記に示す電圧が入力される。
ＶＢ・（Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ４＋Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）
一方、正転入力には、下記に示す電圧が入力される。
ＶＢ・Ｒ７／（Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）
これにより、反転入力＞正転入力となり、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＬｏになる。

出力ＶＣＭＰのＬｏに応じて、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位は０Ｖ付近に下げられるので、ソース電位よりゲート電位が遮断電圧以上低くなりＭＯＳＦＥＴＱ１は導通する。ＭＯＳＦＥＴＱ１の導通に応じて、抵抗Ｒ１を通じてコンデンサＣ１に電流ＩＦＥＴが流れると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗と抵抗Ｒ１との合成値及びコンデンサＣ１の容量で決まる自定数でコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は上昇する。

このＭＯＳＦＥＴＱ１の導通によって、コンデンサＣ１に電荷が蓄積されると、コンパレータＣＰ１の正転入力には、ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）が供給され、反転入力にはＶＣ１が供給される。従って、反転入力＞正転入力の状態が継続し、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＬｏを保っている。

両端電圧ＶＣ１がＬＥＤ２０の順方向電圧に達するとＬＥＤ２０に電流ＩＬが流れ始める。さらに、両端電圧ＶＣ１がツェナー電圧Ｖ_ZD1を上回ると、ツェナーダイオードＺＤ１によりクランプされ、コンパレータＣＰ１の反転入力にはツェナー電圧Ｖ_ZD1が供給される。両端電圧ＶＣ１が上昇を続けＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＞Ｖ_ZD1となるとコンパレータＣＰ１の出力ＶＣＰＭはＨｉに転じ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位はバッテリ電圧ＶＢまで持ち上げられ、ゲート−ソース間に電位差が発生しなくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１は非導通状態となり電流ＩＦＥＴは０Ａに下がる。

また、上昇を続けていた両端電圧ＶＣ１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１の非導通によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴＱ１が非導通状態となってもコイルＬ１に蓄えられた電気エネルギ分がＭＯＳＦＥＴＱ２とダイオードＤ１を通じてコンデンサ及びＬＥＤ２０に流れる。コイルＬ１に蓄えられた電気エネルギがなくなり電流ＩＤ１が０Ａになっても、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷がＬＥＤ２０に供給されるので、負荷電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。

両端電圧ＶＣ１が低下し、ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＜Ｖ_ZD1となると、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰは再びＬｏとなる。ＭＯＳＦＥＴＱ１は再び導通し、ドレイン電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ１を充電すると共にＬＥＤ２０に流れる。両端電圧ＶＣ１が再度上昇しコンパレータＣＰ１がＨｉとなるとＭＯＳＦＥＴＱ１はオフする。

以上を繰り返す自励発振により、両端電圧ＶＣ１及び負荷電流ＩＬはオフセットをもった三角波の波形となる。ＬＥＤ２０の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているように見える。平均してみると両端電圧ＶＣ１は、ほぼ一定に保たれる。ＬＥＤ２０に流れる負荷電流ＩＬは、以下の式で表される。
ＩＬ＝（ＶＣ１−Ｖｆ）／Ｒ１
Ｖｆ：ＬＥＤ２０の順方向電圧

両端電圧ＶＣ１の平均値はバッテリ電圧ＶＢが変動してもほぼ一定なので、順方向電圧Ｖｆが一定ならば負荷電流ＩＬもほぼ一定に保たれる。バッテリ電圧ＶＢが異常に低下したときは、ＶＣ１×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＜Ｖ_ZD1の状態のままとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリＢが劣化してしまったようなときでも設定値には満たさないながらも負荷電流ＩＬを供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。

コンデンサＣ１、コイルＬ１及び抵抗Ｒ１の組み合わせによって電流波形を三角波状から正弦波状まで変えることができ、ラジオノイズが無視できる程度しか発生しない。抵抗Ｒ１の下流にＬＣフィルタを追加してさらに正弦波に近づけるようにしてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＭＯＳＦＥＴＱ１の上流にＬＣフィルタを接続してもよい。点灯スイッチＳＷ１としては、例えば、バッテリＢとＭＯＳＦＥＴＱ１との間に設けて回路全体をオンオフするようにしてもよい。

次に、ＬＥＤ２０がショート故障したときの回路保護動作を説明する。ＬＥＤ２０がショートすると抵抗Ｒ１の下流側がグランドに接続された状態となる。これに応じて、コンパレータＣＰ１の反転入力には、ＶＢ・Ｒ８／（Ｒ３＋Ｒ８）が供給される。ここで、抵抗Ｒ８が抵抗Ｒ３よりも十分小さければ、コンパレータＣＰ１の反転入力はほぼ０となる。そのため、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰもほぼＨｉとなり、負荷電流ＩＬもほぼ０となる。

次に、バッテリＢのプラスとマイナスとが逆に接続された時の回路保護動作を説明する。バッテリＢが逆接続されるとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインにバッテリ電圧ＶＢが印加され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートは抵抗Ｒ２を介してバッテリＢのマイナス端子に接続されるので、ゲートには０Ｖがかかる。ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースはダイオードＤ１とＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードを介してバッテリＢのマイナス端子につながる。

このため、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースにはダイオードＤ１の順方向電圧とＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードの順方向電圧の合計された電圧がかかる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電位がソース電位より低くなり、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフ状態となる。これにより、バッテリＢが逆接されて、バッテリＢ→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオード→バッテリＢから構成される電流路が形成されても、ＭＯＳＦＥＴＱ２のオフによりこの電流路は遮断されるため、回路が保護される。

また、上述した電源供給装置によれば、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースをダイオードＤ１のアノードに、ドレインをグランドに、ゲートをバッテリＢ−ＭＯＳＦＥＴＱ１間に接続するだけで、逆接を検出する検出回路などを設けなくても、逆接続時にＭＯＳＦＥＴＱ２をオフとすることができる。

なお、上述した実施形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ１として、Ｐチャンネル型を用いたが、例えば、ソースに供給されるバッテリ電圧ＶＢより高い電圧をゲートに供給する電圧源があれば、Ｎチャンネル型のものを用いることも考えられる。

また、上述した実施形態では、ＬＥＤ２０が一系統の場合について説明していた。しかしながら、並列に複数系統のＬＥＤ２０が設けられている回路に適用することも考えられる。図３は、複数系統のＬＥＤ２０を同時に駆動する場合の本発明の電源供給装置の一例を示す図である。同図において、図１について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

同図に示すように、ＬＥＤ２１、２２は、共通のＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介してバッテリＢからの電源が供給されている。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の下流側には、抵抗Ｒ１１及びＬＥＤ２１からなる直列回路と、抵抗Ｒ１２及びＬＥＤ２２からなる直列回路とが並列に設けられている。上述した抵抗Ｒ１１の下流には、コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ８１及びツェナーダイオードＺＤ１１から構成される直列回路が接続されている。一方、抵抗Ｒ１２の下流には、コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ８２及びツェナーダイオードＺＤ１２から構成される直列回路が接続されている。

上述した抵抗Ｒ８１及びツェナーダイオードＺＤ１１の接続点は、ダイオードＤ２を介して、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続されている。抵抗Ｒ８２及びツェナーダイオードＺＤ１２の接続点は、ダイオードＤ３を介して、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続されている。今、Ｖｆ２：ダイオードＤ２の順方向電圧、Ｖ_ZD11：ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧、Ｖｆ３：ダイオードＤ３の順方向電圧、Ｖ_ZD12：ツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧としたとき、通常、コンパレータＣＰ１の反転入力には、（Ｖｆ２＋Ｖ_ZD11）または（Ｖｆ３＋Ｖ_ZD12）のどちらか低い方が供給される。

また、ＬＥＤ２１がショートしたとき、抵抗Ｒ１１の下流側が０Ｖとなるので、コンパレータＣＰ１の反転入力には、Ｖｆ２＋（ＶＢ−Ｖｆ２）・Ｒ８１／（Ｒ８１＋Ｒ４）となる。これに対して、ＬＥＤ２２がショートしたときは、抵抗Ｒ１２の下流側が０Ｖとなるので、コンパレータＣＰ１の反転入力には、Ｖｆ３＋（ＶＢ−Ｖｆ３）・Ｒ８２／（Ｒ８２＋Ｒ４）となる。抵抗Ｒ８１、Ｒ８２が抵抗Ｒ４よりも十分小さい場合、コンパレータＣＰ１の出力はほぼＶｆ２、Ｖｆ３に下がり、これに応じて負荷電流ＩＬも下がる。つまり、ＬＥＤ１１、１２のうち何れか１つにショート故障が発生しても保護動作を行うような回路に、ＭＯＳＦＥＴＱ２を設けて、バッテリＢの逆接続時に起因する過電流を防止することが考えられる。

これに対して図４は、複数系統のＬＥＤ２０を別々に駆動する場合の本発明の電源供給装置の一例を示す図である。同図について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。同図に示すように、各ＬＥＤ２０は、それぞれ別々のＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介してバッテリＢからの電源が供給されている。バッテリＢには、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路が互いに並列に接続されている。これに対してＭＯＳＦＥＴＱ２は、２つのダイオードＤ１と、グランドとの間に、１つだけ設けられている。

以上の構成によれば、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路毎に、ＭＯＳＦＥＴＱ２を設けなくても、逆接続時に形成される過電流路を遮断することができ、コストダウンを図ることができる。

また、図５に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を構成するダイオードＤ１として、ＭＯＳＦＥＴＱ１と同様にオンオフするＭＯＳＦＥＴＱ３の寄生ダイオードを用いることも考えられる。

本発明の電源供給装置の一実施形態を示す回路図である。 図１の電源供給装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 複数系統のＬＥＤを同時に駆動する場合における本発明の電源供給装置の一例を示す図である。 複数系統のＬＥＤを別々に駆動する場合における本発明の電源供給装置の一例を示す図である。 本発明の電源供給装置の他の実施形態を示す回路図である。 従来の電源供給装置の一例を示す回路図である。

符号の説明

Ｂ バッテリ（直流電源）
２０ ＬＥＤ（負荷）
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチ）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ手段、電界効果トランジスタ）
１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（コンバータ）

Claims (3)

1. 直流電源−負荷間に設けられた半導体スイッチ及びコンバータから構成される直流回路を備え、該コンバータは、前記半導体スイッチと前記負荷との間に設けられるコイル、順方向が前記コイルに向くように、前記コイル上流側−グランド間に設けられたダイオード及び前記コイル下流側−グランド間に設けられたコンデンサを有する電源供給装置であって、
   前記コイル上流側−前記グランド間に、前記ダイオードと直列に、スイッチ手段を設けたことを特徴とする電源供給装置。
2. 請求項１記載の電源供給装置であって、
   前記スイッチ手段は、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、ソースが前記コイル側に、ドレインがグランド側に、ゲートが前記直流電源−前記半導体スイッチ間に各々接続されていることを特徴とする電源供給装置。
3. 請求項１又は２記載の電源供給装置であって、
   前記半導体スイッチ及び前記コンバータから構成される直列回路が互いに並列に複数設けられているとき、前記スイッチ手段は、複数の前記コンバータが各々有する複数のダイオードと、前記グランドとの間に１つ設けられていることを特徴とする電源供給装置。

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