JP2006019820A - コード間干渉キャンセラ及びこれを用いた受信機、並びに無線通信方式 - Google Patents

Abstract

【課題】 周波数の高い利用効率を達成し、拡散チップ毎の伝搬路推定を可能とし、端末が高速移動する高速フェージング環境下でも通信品質を向上させることが可能とする。
【解決手段】 既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段とを備えるように構成して課題を解決した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、第４世代移動体通信方式における無線通信方式の一候補であるＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、データ信号のコード拡散方向が時間軸方向であるか周波数軸方向であるか、あるいは時間軸方向と周波数軸方向の２次元方向であるかを問わず、コード拡散された受信信号を逆拡散処理する際に必要とされる拡散チップ毎の伝搬路推定値を求め、求められた拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて逆拡散処理に必要な拡散チップ毎の重み係数を決定することにより、コード間干渉を低減することが可能なコード間干渉キャンセラ及びこれを用いた受信機、並びに無線通信方式に関するものである。

舛井、藤井、"ＭＣ−ＣＤＭＡ方式における適応変調に関する一検討"、信学技報、ＲＣＳ２００１−２４１、ｐｐ．１１９−１２６、２００２ 舛井、藤井、"ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるダイバーシチ受信に関する一検討"、信学技報、ＲＣＳ２００２−３７、ｐｐ．１１９−１２６、２００２

現在、この種の第４世代移動体通信方式としては、移動時で最大２０Ｍｂｐｓ以上、静止時で最大１００Ｍｂｐｓ程度の高速パケット伝送を目指した方式の検討が開始されている。

移動体通信において高速伝送を実現するためには、通信品質の劣化要因に対して強い耐性を持つとともに、周波数利用効率の高い伝送方式が不可欠である。かかる要求に応え得る無線通信方式の有力な候補としては、直交周波数間隔毎に配置された複数のサブキャリアを持つＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を基本とし、コード拡散された信号を複数のサブキャリアで送信するＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi-carrier Code Division Multiple Access）方式が、非特許文献１及び非特許文献２に開示されているように検討されている。

このＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、コード拡散方向として、周波数軸方向と時間軸方向の双方が検討されている。これらのうち、周波数軸方向にコード拡散を行う場合には、図２４に示すように、パイロット信号がデータ信号と異なって周波数軸方向にコード拡散されずに、時間多重されて送信される。そのため、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式を採用した無線通信方式の受信機では、パイロット信号を直ちにフーリエ変換することによってサブキャリア毎の伝搬路推定値を得ることができ、拡散チップ毎の伝搬路変動情報を知ることができる。このため、上記受信機では、受信データを復調するときに、パイロット信号をフーリエ変換することによって得られたサブキャリア毎の伝搬路推定値を用いて、逆拡散処理時に重み付けした合成を行うことができ、コード間干渉を低減しつつ、周波数ダイバーシチ効果を得ることによって、伝送特性の改善を図ることが可能となる。

一方、時間軸方向にコード拡散を行う場合には、図２５に示すように、パイロット信号が時間軸方向にコード拡散されてデータ信号と共にコード多重されて送信される。そのため、受信機では、フーリエ変換後の受信信号を逆拡散することによって伝搬路推定値を得ることになる。また、パイロット信号は、時間軸上で連続的に送信することが可能であることから、フェージングによる受信電力の時間変動に対する追従性は、パイロット信号が時間軸上で離散的に送信される周波数軸方向の拡散に比較して高いという特徴を有している。

しかしながら、上記従来技術の場合には、次のような問題点を有している。すなわち、上記ＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、時間軸方向にコード拡散を行う場合には、パイロット信号が時間軸方向にコード拡散されてデータ信号と共にコード多重されて送信されるため、受信機では、フーリエ変換後の受信信号を逆拡散しなければ伝搬路推定値を得ることができず、周波数軸方向にコード拡散を行う場合と異なり、拡散チップ毎の伝搬路変動を知ることができない。したがって、時間軸方向にコード拡散を行う場合には、受信信号を逆拡散する際に、拡散チップ毎の伝搬路変動を知ることができず、逆拡散処理時に伝搬路変動値に基づいて重み付け合成を適用することができず、コード間干渉に十分対処することができないという問題点を有している。

また、時間軸方向にコード拡散を行う場合には、拡散シンボル区間内（ＯＦＤＭシンボル長×拡散長に相当）で受信電力が大きく変動するような、例えば、最大ドップラー周波数が数百ｋＨｚ程度と比較的高い高速フェージング環境下では、コード間干渉が増大するが、フーリエ変換後の受信信号を逆拡散しなければ伝搬路推定値を得ることができないため、伝搬路推定値の精度が低下し、伝送特性が急激に劣化するという問題点を有している。なお、数百ｋＨｚ程度の最大ドップラー周波数は、５ＧＨｚ帯で端末の移動速度が時速数十ｋｍ〜百数十ｋｍの場合に相当している。

一方、周波数軸方向にコード拡散を行う場合には、前述したように、パイロット信号を直ちにフーリエ変換することによってサブキャリア毎の伝搬路推定値を得ることで、拡散チップ毎の伝搬路変動情報を知ることができ、逆拡散処理時に重み付けした合成を行うことができ、コード間干渉の低減に効果がある。

しかし、周波数軸方向にコード拡散を行う場合には、図２４に示すように、パイロット信号をデータ信号と時間多重により送信する必要があるため、高速移動端末において精度の高い伝搬路推定を行おうとすると、パイロット信号の配置間隔を小さく設定する必要が生じ、データ信号を送信することができないオーバーヘッドが増加して、周波数利用効率の低下を引き起こし、高速伝送に対応することができないという致命的な問題点を有している。

そこで、本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、少なくともパイロット信号を時間軸方向にコード拡散するＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、周波数の高い利用効率を達成しつつ、拡散チップ毎の伝搬路推定を可能とし、端末が高速移動する高速フェージング環境下でも通信品質を向上させることが可能なコード間干渉キャンセラ及びこれを用いた受信機、並びに無線通信方式を提供することにある。

上記の課題を解決するため、請求項１に記載された発明は、少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散するにあたって、コード間干渉を低減するために用いるコード間干渉キャンセラにおいて、
既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段とを備え、
前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することにより、コード間干渉を低減することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

また、請求項２に記載された発明は、請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を時間軸方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

さらに、請求項３に記載された発明は、請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を周波数軸方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

又、請求項４に記載された発明は、請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

更に、請求項５に記載された発明は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記重み係数算出手段は、前記伝搬路推定値取得手段によって取得された拡散チップ毎の伝搬路推定値から、ＭＭＳＥ重み係数を算出することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

また、請求項６に記載された発明は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記重み係数算出手段は、逆拡散処理時に使用する拡散チップ毎の重み係数を決定するアルゴリズムを、コード多重度に応じてＥＧＣ、ＯＲＣ、ＭＲＣ、ＭＭＳＥＣの中からいずれか１つを選択することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

さらに、請求項７に記載された発明は、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、コード多重度に応じて、コード多重される既知のパイロット信号の送信電力を可変制御する送信電力可変手段を備えたことを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

又、請求項８に記載された発明は、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記受信波形の複数のＯＦＤＭシンボルを同相加算する第１の同相加算手段を備え、当該第１の同相加算手段によって同相加算された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

更に、請求項９に記載された発明は、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記１つのＯＦＤＭシンボルの受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって検出された伝搬路の遅延プロファイルを、複数のＯＦＤＭシンボル区間に渡って同相加算する第２の同相加算手段を備え、当該第２の同相加算手段によって同相加算された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、伝搬路推定値を取得することを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

また、請求項１０に記載された発明は、請求項１乃至請求項９のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記サブキャリアが複数のグループに分割され、前記複数のグループに分割されたサブキャリアのうち、少なくとも１つのグループのサブキャリアが、他のグループと異なった方向にコード拡散されていることを特徴とするコード間干渉キャンセラである。

さらに、請求項１１に記載された発明は、少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散した後に復調する受信機において、
既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する逆拡散手段とを備えたことを特徴とする受信機である。

又、請求項１２に記載された発明は、少なくともパイロット信号を時間軸方向にコード拡散して送信するとともに、前記送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散した後に復調するＭＣ−ＣＤＭＡ方式の無線通信方式において、
既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する逆拡散手段とを備えたことを特徴とする無線通信方式である。

更に、本発明においては、コード間干渉キャンセラ及びこれを用いた受信機、並びに無線通信方式として把握される装置としての発明以外に、方法として発明を把握することも可能である。

すなわち、コード間干渉を低減するコード間干渉キャンセル方法として把握するのであれば、本発明は、少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散するにあたって、コード間干渉を低減するために用いるコード間干渉キャンセル方法において、
既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出ステップと、
前記遅延プロファイル検出ステップによって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得ステップと、
前記伝搬路推定値取得ステップによって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出ステップとを備え、
前記重み係数算出ステップによって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することにより、コード間干渉を低減することを特徴とするコード間干渉キャンセル方法である。

本発明によれば、少なくともパイロット信号を時間軸方向にコード拡散するＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、拡散チップ毎に伝搬路推定値を得ることができ、当該拡散チップ毎の伝搬路推定値を用いて、ＭＭＳＥ重み係数等の重み係数を算出し、受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することができ、時間変動への追従性が改善され、またＭＭＳＥ合成等を適用することができることから、コード間干渉を低減することが可能となる。従って、高速移動時での通信品質を大きく改善することができる。

また、本発明によれば、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を求めることが可能となる。そのため、データ信号の拡散方向が時間軸方向である場合に限らず、周波数軸方向である場合にも、同様に適用することが可能であり、連続するＯＦＤＭシンボル内で、サブキャリアを複数のグループにグループ化し、それぞれのグループでデータ信号の拡散方向を適宜変化させることで、データ信号の時間軸方向拡散と周波数軸方向拡散を混在させることも可能となり、既存の設備に対する自由度の高い拡張などが可能となる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

実施の形態１
図２及び図３は本発明の実施の形態１に係る無線通信方式を適用したＭＣ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システムにおける送信機及び受信機の構成を示すものである。更に説明すると、図２は時間領域で拡散するＭＣ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システムにおける送信機の構成を示すブロック図である。ここで、送信機は基地局として配備される送信機を、受信機は個々のユーザが使用する移動局としての受信機を、それぞれ想定しており、本発明は、主にダウンリンク（基地局から移動局へ）の通信において適用されるものである。但し、これに限定されるものではない。

図２において、符号１００は送信機を示すものであり、この送信機１００は、主として、シンボル変調器１０１と、Ｓ／Ｐ（Serial／Parallel）変換器１０２と、所定の拡散コードに基づいてコード拡散を行うための乗算器からなる複数の拡散器１０３₀ 〜１０３_Nc-1と、コード拡散されたユーザｉの信号を他のユーザの信号と多重化する複数の多重化器１０４₀ 〜１０４_Nc-1と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform ）器１０５と、ガードインターバル付加器１０６とを備えている。

音声信号や文字、あるいは画像信号などのディジタル情報からなるユーザｉの入力信号１０７は、チャネル符号化器１０８に入力され、当該チャネル符号化器１０８によって所定の誤り訂正符合化された後、シンボル変調器１０１に入力される。そして、このユーザｉの入力信号１０７は、シンボル変調器１０１によって１ｂｉｔ毎又は数ｂｉｔ毎にシンボル変調され、シリアル信号としてＳ／Ｐ変換器１０２に入力される。上記シンボル変調器１０１では、例えば、ユーザｉの入力信号１０７に対して、位相変調の一種であるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調が施されるが、他の方式の変調が施されるように構成しても良い。上記シンボル変調器１０１によって変調された送信信号列１０９は、Ｓ／Ｐ変換器１０２によってパラレル信号であるサブチャネル信号１１０₀ 〜１１０_Nc-1に変換される。上記Ｓ／Ｐ変換器１０２によってパラレル信号に変換された各サブチャネル信号１１０₀ 〜１１０_Nc-1は、当該各サブチャネル信号１１０₀ 〜１１０_Nc-1にそれぞれ対応して接続された拡散器１０３₀ 〜１０３_Nc-1により、ウオルシュアダマールコード等の拡散コードＣ_k,i （ｍ）を用いて時間領域で拡散された後、多重化器１０４₀ 〜１０４_Nc-1によって他ユーザのデータ信号及びパイロット信号と多重化されるとともに、逆高速フーリエ変換器１０５によってマルチキャリア変調信号１１１に変換される。更に、上記マルチキャリア変調信号１１１には、ガードインターバル付加器１０６によってガードインターバル（ＧＩ）信号が付加されることにより、送信信号１１２が生成される。上記送信信号１１２は、図示しないフィルター等を介して送信アンテナ１１３から送信される。ここで、ｋはサブキャリア番号（０≦ｋ≦Ｎ_c −１）、ｉはユーザ番号（０≦ｉ≦Ｎ_u −１）、ｍはチップ番号（０≦ｍ≦（拡散長ＰＧ−１））をそれぞれ示している。

上記ガードインターバル付加器１０６は、逆高速フーリエ変換器１０５の出力の一部、例えば、後端の１／４を切出して、当該切出したガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）信号を、逆高速フーリエ変換器１０５の出力１１１の先頭に付加することにより、送信信号１１２を構成するようになっている。このように、上記ガードインターバル（ＧＩ）は、例えば、図４に示すように、ＯＦＤＭのシンボル長の１／４の長さに設定され、送信される全シンボル長は、ＯＦＤＭシンボル長の５／４となる。但し、上記ガードインターバル（ＧＩ) 長は、ＯＦＤＭのシンボル長の１／４の長さに限定されるものではなく、他の値に設定しても良いことは勿論である。

図３は本発明の実施の形態１に係る無線通信方式を適用したＭＣ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システムにおける受信機を示すものである。

上記受信機２００は、主として、ガードインターバル（ＧＩ）除去器２０１と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform ）器２０２と、複数の逆拡散器２０３と、Ｐ／Ｓ（Parallel／Serial）変換器２０４と、シンボル復調器２０５と、復号器２０６とを備えている。

上記受信機２００では、受信アンテナ２０７で受信され図示しないフィルターを介した受信信号２０８がガードインターバル（ＧＩ）除去器２０１に入力され、当該ガードインターバル除去器２０１によって受信信号２０８からガードインターバル（ＧＩ）が除去される。その後、ガードインターバル（ＧＩ）が除去された受信信号２０８は、高速フーリエ変換器２０２によりサブキャリア毎の受信信号２０９₀ 〜２０９_Nc-1が求められる。上記高速フーリエ変換器２０２によってサブキャリア毎に求められた受信信号２０９₀ 〜２０９_Nc-1は、逆拡散器２０３₀ 〜２０３_Nc-1によって所定の拡散コードＣ_k,i （ｍ）を用いて時間領域で逆拡散された後、Ｐ／Ｓ変換器２０４によりシリアル信号に変換されて、受信信号列２１０が得られる。こうして得られた受信信号列２１０は、シンボル復調器２０５によって復調された後、復号器２０６によって１／０が判定される。上記シンボル復調器２０５では、例えば、ＱＰＳＫ変調された受信信号列２１０が復調された後、復号器２０６によって、例えば、送信機１００の符号化器１０８が畳み込み符号化処理を行うものであれば、軟判定ビタビアルゴリズムを用いた復号処理が行われ、ディジタル情報からなるユーザｉの受信信号２１１が得られる。なお、上記復号器２０６では、用いた符号化法に応じて他のアルゴリズムを用いても良いことは勿論である。

図５は上記の如く時間軸方向に拡散を行うＭＣ−ＣＤＭＡシステムにおける送信信号のフレーム配置を模式的に示したものである。

上述したＭＣ−ＣＤＭＡシステムにおける送信信号３００は、図５に示すように、ＯＦＤＭ方式を用いてマルチキャリア変調されており、互いに直交関係にある多数のサブキャリア３０１₀ 〜３０１_NC-1によって構成されている。サブキャリア３０１₀ 〜３０１_NC-1の数Ｎ_c は、例えば、１０２４に設定されるが、これに限定されるものではないことは勿論である。ここで、Ｎ_c 個のサブキャリア３０１が占めるバンド幅は、例えば、４０．９６ＭＨｚに設定される。

また、上記各サブキャリア信号３０１₀ 〜３０１_NC-1は、拡散器１０３₀ 〜１０３_NC-1によって拡散コードＣ_k,i （ｍ）が乗算されて時間軸方向に拡散されており、拡散率（ＰＧ）は、例えば、１６に設定されている。上記拡散器１０３で用いられる拡散符号としては、例えば、ウオルシュアダマールコード等の直交符号を用いることにより、同一サブキャリアで多重化した信号を送信することが可能となる。なお、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムにおいては、ユーザ毎の各サブキャリアに同一の拡散コードＣ_k,i （ｍ）を用いることができる。

さらに、パイロット信号３０２は、データ信号３０３と共に時間軸方向へ拡散されており、符号多重化されている。ここで、パイロット信号３０２としては、既知のパイロット信号が用いられ、例えば、すべて「１」の拡散コード“１，１，１，・・・１，１”で拡散されており、パイロット信号３０２の時間波形は、時間軸で連続するすべてのＯＦＤＭシンボルで等しく設定される。

そして、時間軸方向へ拡散された個々のサブキャリア信号３０１₀ 〜３０１_NC-1を、逆高速フーリエ変換器１０５によって逆高速フーリエ変換して重ね合わせることにより、ベースバンドＯＦＤＭ信号が生成される。

なお、図５では、データ信号３０３をパイロット信号３０２と共に時間軸方向にコード拡散した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図６に示すように、データ信号３０３をパイロット信号３０２と異なり周波数軸方向にコード拡散するように構成しても良い。但し、パイロット信号の時間軸上のＯＦＤＭ波形は、それぞれ同じになるように設定されている必要がある。

図１は本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システムにおける受信機の要部を示すものである。

ところで、本実施の形態に係るコード間干渉キャンセラでは、少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散するにあたって、コード間干渉を低減するために用いるコード間干渉キャンセラにおいて、既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段とを備え、前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することにより、コード間干渉を低減するように構成されている。

すなわち、上記コード間干渉キャンセラ４００は、図１に示すように、大別して、第１の同相加算手段としての同相加算器４０１と、相関器４０２と、パス選択器４０３と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform ）器４０４と、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error ）重み係数算出器４０５とを備えるように構成されている。ここで、上記第１の同相加算器４０１と相関器４０２とパス選択器４０３は、遅延プロファイル検出手段を構成しており、高速フーリエ変換器４０４は伝搬路推定値取得手段を、ＭＭＳＥ重み係数算出器４０５は重み係数算出手段をそれぞれ構成している。

上記第１の同相加算器４０１は、受信されたＯＦＤＭシンボル毎の同相の値を加算するためのものである。上記受信されたＯＦＤＭシンボル５００の波形としては、例えば、図７に示すようなものが挙げられる。このＯＦＤＭシンボル５００は、１ＯＦＤＭシンボル長（Ｔ_s ＋Ｔ_GI）に拡散長（ＰＧ）を掛けたＰＧ×（Ｔ_s ＋Ｔ_GI）の長さを有する拡散シンボルから構成されている。１ＯＦＤＭシンボル５００は、図８（ａ）（ｂ）に示すように、データ信号Ｄ（ｔ）にパイロット信号Ｐ（ｔ）を合成した信号Ｄ（ｔ）＋Ｐ（ｔ）に、伝搬路特性を示す値Ｒ（ｔ）を掛け合わせた［Ｄ（ｔ）＋Ｐ（ｔ）］×Ｒ（ｔ）からなる。

いま、ＯＦＤＭシンボル５００の送信波形ｓ（ｌ）及び受信波形ｒ( ｌ）は、次の式（１）及び（２）で表すことができる。

ここで、サブキャリアの数をＮ、時間拡散したｋ番目のサブキャリアのパイロット信号をｄ_0,k とする。また、ユーザ数をＮ_u とし、ｋ番目のサブキャリアの時間拡散したｉ番目のユーザ信号をｄ_i,k とする（ｉ＝０はパイロット信号を、ｉ＞０はユーザ信号を表す）。伝搬路としては、パス数をＮ_p 、ｐ番目のパスの複素振幅をｈ_p 、伝搬遅延時間をτ_p とする離散的なパスモデルを仮定している。なお、式中、ｌは１ＯＦＤＭシンボル長をサブキャリア数Ｎで規格化した時間を単位とした離散的な時間経過を示している。

上記第１の同相加算器４０１では、図９に示すように、ガードインターバルが除去されたＯＦＤＭシンボル５００のうち、注目するシンボル５００の前後に位置する所定数のシンボルの同相信号が加算される。加算するシンボルの数は、例えば、注目するシンボル５００の前後に位置する２〜３個のシンボルに設定されるが、これに限定されるものではなく、他の値に設定しても勿論良い。上記第１の同相加算器４０１では、複数のシンボルを同相加算する際、各シンボルの値に係数を掛けることなく加算されるが、各シンボルの値に所定の係数を掛けた後に加算するように構成しても良い。また、上記第１の同相加算器４０１では、伝搬路の状態に応じて、同相加算するシンボルの数を適宜変更するように構成しても良い。

また、上記相関器４０２では、図１に示すように、第１の同相加算器４０１で加算された所定数のＯＦＤＭシンボルと、パイロット信号レプリカ生成器４０６から出力されるパイロット信号を逆フーリエ変換した時間波形からなるパイロット信号のレプリカ４０７との相互相関関係が求められる。この相関器４０２で求められる第１の同相加算器４０１で加算された所定数のＯＦＤＭシンボルと、パイロット信号レプリカ生成器４０６から出力されるパイロット信号のレプリカ４０７との相互相関関係は、次の式（３）〜（６）で表すことができる。ここで、ｒ_p （ｌ）は送信パイロット信号を逆フーリエ変換した時間波形からなるレプリカを示している。

ここでは、パイロット信号電力をＮ｜ｄ_0,k ｜² ＝１としている。式（５）からも分かるように、ρ_d （τ）は複素遅延プロファイルを表している。また、ρ_I （τ）は干渉成分であり、データ信号がランダムなことから一般に白色雑音と仮定することができる。

ところで、複数のユーザのＯＦＤＭシンボルがコード多重された受信信号とパイロット信号のレプリカとの相互相関を計算することで求められる１ＯＦＤＭシンボル毎の遅延プロファイルは、一般的に複数のユーザーのＯＦＤＭ信号がコード多重されていることから、Ｓ／Ｎ比が低くなっている。

そこで、この実施の形態では、実際の受信信号に含まれるパイロット信号が予め既知であり、かつ、パイロット信号が時間軸方向に連続して出力されるため、すべてのＯＦＤＭシンボルでパイロット信号の時間波形が等しいことから、図９に示すように、ガードインターバルを除去した後のＯＦＤＭシンボルを伝搬路特性に大きな変化がない範囲で同相加算することで、パイロット信号のＳ／Ｎ比を高めるように構成されている。但し、最大ドップラー周波数が非常に高い伝搬路環境下では、信号の時間相関が小さくなる。このため、上記同相加算器４０２では、同相加算するシンボル数を適宜設定して最適化するのが望ましい。

上記の如く相関器４０２によって求められた相互相関関係は、図１０に示すように、パス選択器４０３によって遅延プロファイルから遅延パスに相当する成分が選択される。その際、上記パス選択器４０３による遅延プロファイルからの遅延パスの選択は、例えば、相関器４０２からの出力を、所定の閾値と比較して、所定の閾値以上の値を選び出すことによって行なわれる。但し、上記パス選択器４０３によるパス選択は、ガードインターバル以外の信号を雑音としてすべて除去するなど、他の方法によって行っても勿論良い。図１０に示す例では、先行波と２つの遅延波からなる遅延パスが選択されている。

このパス選択器４０３で選択された伝搬路の遅延プロファイルは、図１に示すように、高速フーリエ変換器４０４によって順次高速フーリエ変換され、各サブキャリア毎の伝搬路推定値Ｈが取得される。上記高速フーリエ変換器４０４で取得されるｋ番目のサブキャリアの伝搬路推定値Ｈ_f （ｋ）は、次の式（７）に示すように、時間軸方向に沿って１ＯＦＤＭシンボルに対応した拡散チップ毎に求められる。

ここで、上記式（７）の右辺の第１項は、ｋ番目のサブキャリアの伝搬路推定値を、第２項は雑音成分を表している。伝搬路の推定精度は、第２項の雑音成分によって決まる。

ところで、上記の如く求められる伝搬路推定値Ｈ_f （ｋ）は、送信信号として既知のパイロット信号を基準に求められるため、実際の伝搬路にマルチパス干渉や高速フェージング等が存在する場合であっても、図１１に示すように、当該伝搬路の伝搬特性を示す推定値として得られる。

さらに、上記ＭＭＳＥ重み係数算出器４０５では、高速フーリエ変換器４０４によって高速フーリエ変換された遅延プロファイルの出力に基づいて求められた１ＯＦＤＭシンボル毎、つまり拡散チップ毎の伝搬路推定値Ｈに基づいて、ＭＭＳＥ合成における重み係数が次の式（８）に基づいて算出される。

ここで、Ｈ_k （ｎ，ｍ）はサブキャリアｋにおけるｎ番目のデータシンボルのｍ番目の拡散チップでの伝搬路推定値、Ｃ_k,i （ｍ）は第ｉユーザのサブキャリアｋにおける拡散コード、Ｎ_u はコード多重数、σ_n ² はサブキャリアあたりの雑音電力を示している。なお、各サブキャリアの受信電力変動が無相関であると仮定している。

ユーザｉのデータ信号は、図１に示すように、受信信号をＦＦＴした後に逆拡散処理を行った後に復調される。その際、上記ＭＭＳＥ重み係数算出器４０５で求められたＭＭＳＥ重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）は、ＦＦＴされた後のサブキャリア毎の受信信号２０９に乗算器２１２によって乗算され、拡散チップ毎に加算器２１３で加算することによって合成される。重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）の中に拡散コードを含めると、サブキャリアｋのｎ番目のシンボルの合成信号ｙ_k （ｎ）は、以下の式（９）で表すことができる。

ここで、ｗ_k,i （ｎ，ｍ）とｘ_k （ｎ）は、次の式（１０）（１１）で定めるＰＧ次元重み係数ベクトル及びＰＧ次元信号ベクトルである（ＰＧ：拡散長）。

ここで、ｘ_k,i （ｎ，ｍ）はサブキャリアｋのｎ番目のデータシンボルにおけるｍ番目の拡散チップの受信信号であり、^H と^* はそれぞれ複素共役転置および複素共役を表している。

なお、上記ＭＭＳＥ重み係数算出器４０５で求められたＭＭＳＥ重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）を、ＦＦＴされた後のサブキャリア毎の受信信号２０９に乗算器２１２によって乗算する処理は、図２６に示すように、ＦＦＴされた後のサブキャリア毎の受信信号２０９を、ｌ〜ＰＧ−１までのチップ番号に応じてシフトレジスタに順次入力し、対応する拡散コードＣ_k,i （ＰＧ−１）〜Ｃ_k,i （０）で逆拡散したものを、対応する乗算器２１２によってＭＭＳＥ重み係数算出器４０５で求められたＭＭＳＥ重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）を乗算したものを、加算器２１３で同時に加算するように行うように構成しても良い。図２６では、１つのサブキャリアの受信信号２０９に対応したもののみが図示されているが、他のサブキャリアの受信信号２０９でも同様の処理が行われる。

以上の構成において、この実施の形態に係るコード間干渉キャンセラを適用した受信機及び無線通信方式では、次のようにして、少なくともパイロットシンボルを時間軸方向にコード拡散するＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、周波数の高い利用効率を達成しつつ、拡散チップ毎の伝搬路推定を可能とし、端末が高速移動する高速フェージング環境下でも通信品質を向上させることが可能となっている。

すなわち、上記無線通信方式の場合には、図２に示すように、送信機１００から図示しない伝搬路を介して送られてきた送信信号１１２が、図３に示すように、受信機２００の受信アンテナ２０７によって受信され、当該受信機２００では、図示しないフィルターによって受信信号２０８として取り出される。上記受信機２００によって受信された受信信号２０８は、図３に示すように、ガードインターバル除去器２０１によってガードインターバルが除去された後、ＦＦＴ器２０２によって高速フーリエ変換され、サブキャリア毎の信号２０９₀ 〜２０９_NC-1に変換される。その後、上記ＦＦＴ器２０２によって各サブキャリア毎に変換された信号２０９₀ 〜２０９_NC-1は、図１に示すように、各サブキャリア信号に対応して設けられた逆拡散器２０３の乗算器２１２₀ 〜２１２_NC-1によって、ユーザｉに対応した拡散コードＣ_k,i （ｍ）が乗算されるとともに、逆拡散器２０３の加算器２１３₀ 〜２１３_NC-1によって時間領域において加算される。

その際、上記逆拡散器２０３の加算器２１３₀ 〜２１３_NC-1では、図１に示すように、ＭＭＳＥ重み係数算出器４０５によって算出されたＭＭＳＥ重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）が乗算された状態で加算され、コード間干渉が低減されることにより、マルチパス干渉や高速フェージング等の影響が抑制される。

次に、上記逆拡散器２０３によって逆拡散された受信信号は、Ｐ／Ｓ変換器２０４によってシリアル信号に変換された後、シンボル復調器２０５によってＱＰＳＫ等の変調が施された信号が復調され、複合器２０６によって複合されて、送信信号に対応したディジタルの受信信号２１１が得られるようになっている。

このように、上記実施の形態では、少なくともパイロット信号を時間軸方向にコード拡散するＭＣ−ＣＤＭＡ方式において、拡散チップ毎に伝搬路推定値を得ることができ、当該拡散チップ毎の伝搬路推定値Ｈを用いて、ＭＭＳＥ重み係数ｗ_k,i （ｎ，ｍ）を算出し、受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することができ、時間変動への追従性が改善され、またＭＭＳＥ合成を適用することができることから、コード間干渉を低減することが可能となる。従って、高速移動時での通信品質を大きく改善することができる。

実験例１
次に、本発明者らは、上述した本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラ４００の効果を確認するため、以下のような計算機シミュレーションを行った。無線通信システムのシステムモデルとしては、図１２に示すようなシミュレーション諸元を有するシステムを用いた。シンボル変調はＱＰＳＫ変調方式、使用周波数帯域幅は４０．９６ＭＨｚ、サブキャリアの総数Ｎ_c は１０２４、サブキャリア間の直交周波数間隔はΔｆ＝４０ｋＨｚとした。このとき、マルチキャリア信号（ＯＦＤＭシンボル）の１シンボル長は、Ｔ_s ＝２５．０μｓであるが、シンボル間干渉を低減するためのガードインターバルをＴ_GI＝６．２５μｓ（＝Ｔ_s ／４）だけ付加した。また、拡散コードは、拡散長がＰＧ＝１６のＷＨ（Ｗａｌｓｈ Ｈａｄａｍａｒｄ）符号を用い、コード多重数Ｃ_mux は、図５に示すように、伝搬路推定用のパイロット信号３０２が予め重畳されているため、Ｃ_mux ＝１５とした。尚、コード多重数Ｃ_mux は、上述したユーザ多重数Ｎ_u −１と同じ値である。

また、同期検波に必要な伝搬路推定は、図５に示すように、コード多重した既知のパイロット信号３０２を用いて行った。本実験例では、第１の同相加算器４０１によって同相加算を行う際に、当該同相加算数は５ＯＦＤＭシンボルとし、注目シンボル前後の２シンボルと重み付けなしで同相加算した。また、ＦＦＴ前のパス選択は、理想的に行われるものとする。さらに、ＭＭＳＥ合成には、前述した式（８）から算出されるＭＭＳＥ重み係数ｗ_l,k （ｉ，ｍ）を用いた。但し、コード多重数Ｃ_mux は既知とし、雑音電力σ_n ² については理想的であるものとする。また、複合器２０６における誤り訂正符号には、拘束長がｋ＝７、符号化率がｒ＝１／２の畳み込み符号を用い、復号には軟判定ビタビアルゴリズムを用いた。

また、参考のために、（i）ＭＭＳＥ合成を適用した周波数軸方向拡散、（ii）ＥＧＣ
（Equal Gain Combining ）を適用した時間軸方向拡散の伝送特性についても評価した。周波数軸方向拡散において、伝搬路推定用のパイロット信号は、図 に示すように、時間多重されているものとする。また、本実験例では、一例として８ＯＦＤＭシンボル毎にパイロット信号を配置し、配置したパイロット信号によって理想的に伝搬路推定値が得られるものとする。後続のデータ信号は、前置のパイロット信号で得られた伝搬路推定値を用いてＭＭＳＥ重み係数を算出し、逆拡散処理にＭＭＳＥ合成を行うように構成した。

また、無線区間における伝搬路モデルとして、本実験例では、図１３に示すように、離散パスモデルを用いた。さらに、本実験例では、市街地におけるパスモデルを想定し、受信パス数をＭ＝５、各パスの平均受信電力は、先頭波から順に｜Δｋ｜＝３ｄＢだけ減衰していく指数分布モデルとした。また、各パスの瞬時変動は、独立なレイリー分布に従うものとし、各パスの平均受信電力Γ_k は、その和が０ｄＢとなるように正規化されているものとする。さらに、各パスの遅延時間差は、全て等しくΔτ［ｓ］とした。遅延スプレッドσ_s については、各パスの遅延時間差Δτを変化させることで与えられ、本実験例では、σ_s ＝１．０μｓの場合について評価を行った。

図１４は上記計算機シミュレーションの結果を示したものである。

本発明者らは、上述したような条件で、時間軸方向にコード拡散を行うＭＣ−ＣＤＭＡ方式に本発明に係るＭＭＳＥ合成を適用した場合の誤り率特性を評価した。本実験例では、ＦＥＣ（Forward Error Correction）有りの場合の結果を評価したが、図１４では、参考としてＦＥＣ無しの結果も示した。

図１４は、最大ドップラー周波数ｆ_D が２００Ｈｚの場合の平均Ｅ_b ／Ｎ₀ とビット誤り率特性ＢＥＲの関係を示したものである。但し、遅延スプレッドはσ＝１_. ０μｓ、拡散長はＰＧ＝１６、コード多重数はＣ_mux ＝１５である。各ユーザのＥ_b ／Ｎ₀ は、パイロット信号の電力を考慮しておらず、パイロット信号と１ユーザあたりのデータ信号は等しいものとしている。

図１４から明らかなように、本発明に係るＭＭＳＥ合成を適用した時間軸方向拡散（以下本発明、図ではProp．TDS ，MMSE）では、ビット誤り率１０^-3を満たす所要Ｅ_b ／Ｎ₀ が９_. ０ｄＢとなり、ＥＧＣを適用した時間軸方向拡散（Conv．FDS ，EGC ）と比較して約２．０ｄＢ改善されていることがわかる。また、ＭＭＳＥ合成を適用した周波数軸方向拡散（Conv．FDS ，MMSEC ）と比較すると、約４_. ５ｄＢ改善されていることがわかる。

また、図１５は、平均Ｅ_b ／Ｎ₀ が１０ｄＢの場合における最大ドップラー周波数ｆ_D とビット誤り率特性ＢＥＲとの関係を示したものである。

図１５から明らかなように、最大ドップラー周波数ｆ_D がｌ００Ｈｚ（５ＧＨｚ帯で移動速度１８ｋｍ／ｈ以上に相当）を越えると、従来のＥＧＣ合成を適用した時間軸方向拡散及び周波数軸方向拡散では、コード間干渉が増大するため、伝送特性が急激に悪化していることがわかる。

これに対して、本実験例では、最大ドップラー周波数ｆ_D が２ｋＨｚ以下（５ＧＨｚ帯で移動速度３６０ｋｍ／ｈ以下に相当）であれば、伝送符性は、ビット誤り率が１０^-5近傍まで大きく改善されることがわかる。このように、本発明では、高速移動端末の伝送特性を大幅に改善することができる。

次に、本発明者らは、本発明において伝搬路推定精度の向上を図る方法としてコード多重数Ｃ_mux を少なくした場合の伝送特性を評価した。

図１６はコード多重数Ｃ_mux ＝７の場合における平均Ｅ_b ／Ｎ₀ とビット誤り率特性ＢＥＲの関係を示したものである。比較のため、（i）Ｃ_mux ＝１５の場合と、（ii）他ユーザ干渉と受信機熱雑音を理想的に除去した条件で時間領域伝搬路推定を行った場合（Ｉｄｅａｌ）の誤り率特性（理論限界）も併せて示した。

また、図１７は、平均Ｅ_b ／Ｎ₀ が１０ｄＢの場合の最大ドップラー周波数ｆ_D とビット誤り率特性ＢＥＲの関係を示したものである。

図１６から明らかなように、Ｃ_mux が７の場合には、ビット誤り率１０^-3を満たす所要Ｅ_b ／Ｎ₀ が約８．５ｄＢとなり、Ｃ_mux ＝１５の場合と比較して約０_. ５ｄＢ改善されることがわかる。また、図１７より、Ｃ_mux ＝７の場合には、すべての最大ドップラー周波数ｆ_D でＣ_mux ＝１５の場合よりもビット誤り率特性を改善できることがわかる。また、最大ドップラー周波数ｆ_D が１ｋＨｚ以下であれば、理想特性とほぼ一致した誤り率特性を得ることができることがわかる。

このように、本発明では、時間軸方向拡散を行うＭＣ−ＣＤＭＡ方式において高速フェージング環境下での伝送特性向上を図るため、時間領域における伝搬路推定法によって拡散チップ毎の伝搬路推定値を求めて、逆拡散処理にＭＭＳＥ合成を適用することが可能となり、計算機シミュレーションによって高い効果が得られることがわかる。

そのため、本発明では、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式における逆拡散処理にＭＭＳＥ合成を適用することで、高速フェージング環境下の伝送特性を大幅に改善することができる。例えば、最大ドップラー周波数ｆ_D が２００Ｈｚの場合にビット誤り率１０^-3を満たす所要Ｅ_b ／Ｎ₀ は９_. ０ｄＢとなり、従来の時間軸方向拡散にＥＧＣを適用した場合と比較して約２．０ｄＢ改善することができる。また、量大ドップラー周波数が１ｋＨｚ程度の超高速フェージング環境下でも通信が可能となることがわかった。

なお、上記実施の形態１では、重み係数算出手段によって、ＭＭＳＥ合成の重み係数を算出するように構成した場合について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、当該重み係数算出手段は、逆拡散処理時に使用する拡散チップ毎の重み係数を決定するアルゴリズムを、コード多重度に応じてＥＧＣ（Equal Gain Combining ）、ＯＲＣ（Orthogonal Restoring Combining ）、ＭＲＣ（Maximum Ratio Combining ）（ユーザ数が１のとき良い特性を示す）、ＭＭＳＥＣ（Minimum Mean Squared Error Combining ）の中からいずれか１つを選択するように構成しても良い。

その際、コード多重度が高い場合には、例えば、上記実施の形態１のようにＭＭＳＥ合成を採用し、コード多重度が低い場合には、ＥＧＣ、ＯＲＣ、ＭＲＣ等のアルゴリズムを採用するように構成することができる。

また、前記実施の形態１では、受信波形の複数のＯＦＤＭシンボルを同相加算する第１の同相加算手段を備え、当該第１の同相加算手段によって同相加算された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、受信波形のＯＦＤＭシンボルを同相加算せずに、そのまま受信波形と既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理するように構成しても勿論良い。

実施の形態２
図１８及び図１９は本発明の実施の形態２における実験例を示すものであり、前記実施の形態１と同一の部分には同一の符号を付して説明すると、実施の形態２では、コード多重度に応じて、コード多重される既知のパイロット信号の送信電力を可変制御する送信電力可変手段を備えるように構成されている。

すなわち、この実施の形態２では、伝搬路推定精度の向上を図るため、パイロット信号の送信電力を、コード多重度に応じて、つまりコード多重度が高くなるに従って、増幅率が高くなるように、送信電力可変手段としての増幅器によって増幅してコード多重するように構成されている。

図１８はパイロット信号の送信電力をコード多重度に応じて増幅することによりコード多重した場合の伝送特性を評価したものである。この図１８は、パイロット信号の送信電力を１ユーザあたりのデータ信号の４倍( Ｐ_pl＝４）にした場合の平均Ｅ_b ／Ｎ₀ とビット誤り率特性の関係を示している。なお、比較のため、(i) パイロット信号と１ユーザあたりのデータ信号が等しい場合( Ｐ_pl＝１) と、（ii）他ユーザ干渉と受信機熱雑音を理
想的に除去した条件で本発明の伝搬路推定を適用した場合( Ｉｄｅａｌ）の誤り率特性（理論限界）も併せて示す。

図１８から明らかなように、パイロット信号の送信電力を４倍にすることで理想特性とほぼ一致する伝送特性を得られることが分かる。

また、図１９は、平均Ｅ_b ／Ｎ₀ が１０ｄＢの場合の最大ドップラー周波数ｆ_D とビット誤り率特性ＢＥＲの関係を示している。

この図１９から明らかなように、パイロット信号の送信電力を１ユーザあたりのデータ信号の４倍( Ｐ_pl＝４）にした場合には、最大ドップラー周波数ｆ_D が２００Ｈｚ以下であれば、Ｐ_pl＝１の場合よりもビット誤り率を改善することができる。しかし、最大ドップラー周波数ｆ_D が５００Ｈｚ以上になると、Ｐ_pl＝１の場合よりもビット誤り率特性は、僅かであるが劣化する。これは、最大ドップラー周波数ｆ_D が高い伝搬路環境下では、送信電力を大きくすることによる伝搬路推定特性の改善効果よりも、コード間干渉の増大による特性劣化のほうが大きくなるためであると考えられる。

その他の構成及び作用は、前記実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

実施の形態３
図２０は本発明の実施の形態３を示すものであり、前記実施の形態１と同一の部分には同一の符号を付して説明すると、実施の形態３では、１つのＯＦＤＭシンボルの受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって検出された伝搬路の遅延プロファイルを、複数のＯＦＤＭシンボル区間に渡って同相加算する第２の同相加算手段を備え、当該第２の同相加算手段によって同相加算された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、伝搬路推定値を取得するように構成されている。

すなわち、この実施の形態３では、図２０に示すように、相関器４０２によって、１つのＯＦＤＭシンボルの受信波形と既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理するとともに、当該相関器４０２で検出された伝搬路の遅延プロファイルを、複数のＯＦＤＭシンボル区間に渡って第２の同相加算器４１０によって同相加算し、当該第２の同相加算器４１０によって同相加算された伝搬路の遅延プロファイルを、高速フーリエ変換器４０４によって高速フーリエ変換することにより、伝搬路推定値を取得するように構成したものである。

その他の構成及び作用は、前記実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

実施の形態４
図２１は本発明の実施の形態４を示すものであり、前記実施の形態１と同一の部分には同一の符号を付して説明すると、前記実施の形態４では、パイロット信号と共に、データ信号を時間軸方向に拡散するように構成した場合について説明したが、データ信号の拡散方向は、時間軸方向に限定ものではなく、周波数軸方向に拡散するように構成してもよく、或いは時間軸方向と周波数軸方向の２次元方向に拡散するように構成してもよい。
そこで、この実施の形態３では、サブキャリアを複数のグループに分割し、前記複数のグループに分割されたサブキャリアのうち、少なくとも１つのグループのサブキャリアを、他のグループと異なった方向にコード拡散するように構成されている。

すなわち、この実施の形態３では、図２１に示すように、例えば、全部で１０２４個のサブキャリアを、３２個のサブキャリアを１つのグループとして、３２のグループに分けて、グループを単位としてデータ信号の拡散方向を異ならせることが可能となるように構成されている。なお、サブキャリアの間隔を４０ｋＨｚとした場合、４０ｋＨｚ×３２＝１．２８ＭＨｚが基本チャネルの占有帯域幅となり、３２の基本チャネルが構成される。

この実施の形態３では、図２２に示すように、チャネル１及びチャネル２などが、データ信号を時間軸方向に拡散するように構成されており、チャネル３２などは、データ信号を周波数軸方向に拡散するように構成されている。

また、上記実施の形態３では、ユーザ毎にサブキャリアの数が異なるように割り当てるサブキャリア可変割当てＭＣ−ＣＤＭＡ（ＳＣＳ−ＭＣ−ＣＤＭＡ：Sub-Carrire Selecting ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式を採用しており、ユーザによって割り当てられるサブキャリアの数が異なっている。その際、ユーザ毎に割り当てるサブキャリアの数を、任意に設定しても良いが、サブキャリア割当ての管理を容易とするため、当該実施の形態３では、１つのチャネルを単位として、サブキャリアを割り当てるようになっている。

図２２に示す実施の形態では、ユーザ１にチャネル１のサブキャリアが割り当てられているとともに、ユーザ２には、チャネル１、２…５というように複数のチャネルのサブキャリアが割り当てられており、ユーザｎには、チャネル３２が割り当てられている。

さらに、上記実施の形態３では、図２３に示すように、データ信号のコード拡散方向が時間軸方向である場合に限らず、データ信号のコード拡散方向が周波数軸方向である場合にも、パイロット信号がデータ信号と共にコード拡散されて常時送信されるように構成されている。

その結果、上記実施の形態３では、データ信号を周波数軸方向にコード拡散した場合でも、パイロット信号を用いて伝播路の特性を推定することが可能となり、周波数の高い利用効率を実現しつつ、高速伝送に対応することができ、しかもコード間干渉を低減することが可能となる。

その他の構成及び作用は、前記実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

図１は本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の受信機の要部を示すブロック図である。 図２は本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける送信機を示すブロック図である。 図３は本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける受信機を示すブロック図である。 図４はガードインターバルを付加したＯＦＤＭシンボルを示す説明図である。 図５はシンボル配置を示す説明図である。 図６はシンボル配置の他の例を示す説明図である。 図７はＯＦＤＭシンボルを示す波形図である。 図８（ａ）（ｂ）はデータ信号及びパイロット信号をそれぞれ示す波形図である。 図９は同相加算器による同相加算処理を示す説明図である。 図１０は遅延パスの遅延プロファイルを示す説明図である。 図１１は伝搬路推定値を示すグラフである。 図１２は計算機シミュレーションの諸元を示す図表である。 図１３は伝搬路のモデルを示す説明図である。 図１４は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図１５は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図１６は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図１７は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図１８は本発明の実施の形態２に係るコード間干渉キャンセラの計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図１９は本発明の実施の形態２に係るコード間干渉キャンセラの計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 図２０は本発明の実施の形態３に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の受信機の要部を示すブロック図である。 図２１は本発明の実施の形態４に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の無線通信方式におけるサブキャリアの利用状態を示す説明図である。 図２２は本発明の実施の形態４に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の無線通信方式におけるサブキャリアの利用状態を示す説明図である。 図２３は本発明の実施の形態４に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の無線通信方式におけるデータ信号のコード拡散方向を示す説明図である。 図２４は従来の無線通信方式におけるデータ信号のコード拡散方向を示す説明図である。 図２５は従来の無線通信方式におけるデータ信号のコード拡散方向を示す説明図である。 図２６は本発明の実施の形態１に係るコード間干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の受信機の要部を示すブロック図である。

符号の説明

４００：コード間干渉キャンセラ、４０１：第１の同相加算器、４０２：相関器、４０３：パス選択器、４０４：ＦＦＴ器、４０５：ＭＭＳＥ重み係数算出器、４０６：パイロット信号レプリカ生成器。

Claims (12)

1. 少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散するにあたって、コード間干渉を低減するために用いるコード間干渉キャンセラにおいて、
   既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
   前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
   前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段とを備え、
   前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散することにより、コード間干渉を低減することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
2. 請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を時間軸方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
3. 請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を周波数軸方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
4. 請求項１に記載のコード間干渉キャンセラにおいて、データ信号を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元方向にコード拡散することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記重み係数算出手段は、前記伝搬路推定値取得手段によって取得された拡散チップ毎の伝搬路推定値から、ＭＭＳＥ重み係数を算出することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
6. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記重み係数算出手段は、逆拡散処理時に使用する拡散チップ毎の重み係数を決定するアルゴリズムを、コード多重度に応じてＥＧＣ、ＯＲＣ、ＭＲＣ、ＭＭＳＥＣの中からいずれか１つを選択することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、コード多重度に応じて、コード多重される既知のパイロット信号の送信電力を可変制御する送信電力可変手段を備えたことを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
8. 請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記受信波形の複数のＯＦＤＭシンボルを同相加算する第１の同相加算手段を備え、当該第１の同相加算手段によって同相加算された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
9. 請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記１つのＯＦＤＭシンボルの受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって検出された伝搬路の遅延プロファイルを、複数のＯＦＤＭシンボル区間に渡って同相加算する第２の同相加算手段を備え、当該第２の同相加算手段によって同相加算された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、伝搬路推定値を取得することを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれかに記載のコード間干渉キャンセラにおいて、前記サブキャリアが複数のグループに分割され、前記複数のグループに分割されたサブキャリアのうち、少なくとも１つのグループのサブキャリアが、他のグループと異なった方向にコード拡散されていることを特徴とするコード間干渉キャンセラ。
11. 少なくともパイロット信号が時間軸方向にコード拡散されたＭＣ−ＣＤＭＡ方式の送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散した後に復調する受信機において、
    既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
    前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
    前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段と、
    前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する逆拡散手段とを備えたことを特徴とする受信機。
12. 少なくともパイロット信号を時間軸方向にコード拡散して送信するとともに、前記送信信号を伝搬路を介して受信し、当該受信信号を逆拡散した後に復調するＭＣ−ＣＤＭＡ方式の無線通信方式において、
    既知のパイロット信号がデータ信号にコード拡散されて多重された受信波形と前記既知のパイロット信号のレプリカとを相関処理することによって、伝搬路の遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出手段と、
    前記遅延プロファイル検出手段によって検出された伝搬路の遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、時間軸方向では拡散チップ毎に、周波数軸方向ではサブキャリア毎に伝搬路推定値を取得する伝搬路推定値取得手段と、
    前記伝搬路推定値取得手段によって取得された各サブキャリアにおける拡散チップ毎の伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する際の重み係数を算出する重み係数算出手段と、
    前記重み係数算出手段によって算出された重み係数を用いて受信信号をサブキャリア毎に逆拡散する逆拡散手段とを備えたことを特徴とする無線通信方式。

Images