JP4130825B2 - 多重搬送波コード分割多重アクセスシステムでのアップリンクパイロット信号の設計方法 - Google Patents

Description

本発明は移動通信システムに関するもので、より詳細には、多重搬送波コード分割多重アクセス(Multicarrier-Code Division Multiple Access：以下、“ＭＣ-ＣＤＭＡ”とする)システムにおける同期とチャンネル推定を同時に支援するパイロット信号を設計する方法に関するものである。

次世代移動通信では、より向上した品質の多様なマルチメディアサービスを支援するために、高速高品質のデータ伝送が求められる。この要求を満たすための技術の一つとして、最近ではＭＣ-ＣＤＭＡに関する研究が活発に進んでいる。

ＭＣ-ＣＤＭＡは、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”とする)のような多重搬送波技術とＣＤＭＡ技術に基づいている。

ＯＦＤＭにおいて、データを相互に直交する狭帯域の副搬送波に伝送し、それにより、広帯域伝送の際に発生可能な周波数選択的フェージングチャンネル(frequency selective fading channel)による性能劣化を減少させる。また、ＯＦＤＭでは保護区間(Guard Interval：以下、“ＧＩ”とする)を挿入することで、多重経路フェージングによる隣接シンボル干渉(Inter-Symbol Interference：以下、“ＩＳＩ”とする)の問題を解決する。

ＣＤＭＡ技術は、使用者を相互に直交する拡散符号によって区分する。したがって、周波数分割多重接続(Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”とする)または時分割多重接続(Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”とする)の技術に比べてシステム容量の面で長所を有する。

このＯＦＤＭのような多重搬送波伝送技術では、同期化のためにパイロットシンボルを利用して受信端でタイミングを復元する方式と、多重経路チャンネルの遅延拡散を除去するために挿入される周期プリフィックス(Cyclic Prefix)を用いてタイミングを復元する方式とが考えられる。

通信システムにおいて、初期同期捕捉(acquisition)は非常に重要である。特に、多重搬送波に基づいた通信システムはタイミング誤差に敏感なので、優れた性能を有する同期化技術が必須的に求められる。しかしながら、多数の使用者からの信号によって発生する多重接続干渉信号(Multiple Access Interference：“ＭＡＩ”とする)が大きい場合に、パイロット信号または保護区間(ＧＩ)が歪むようになる。それにより、同期捕捉の信頼性が低下するという問題があった。

また、移動通信システムでは、時変(time-varying)チャンネル特性を補償するためにチャンネル推定が必須的に要求され、チャンネル推定のためにパイロット信号を使用するようになる。ＭＣ-ＣＤＭＡはダウンリンク伝送のための適切な技術として認定されているが、アップリンク伝送技術として適用するのには複雑な伝送環境(propagation condition)によって難しさがあった。すなわち、複数の移動局から受信される信号は相互に異なるチャンネル特性(channel transfer functions)を通じて受信されるため、パイロットに基づいたチャンネル推定に難しさがあった。なお、移動局の移動速度も異なるだけでなく、移動局と基地局との距離も異なるため、アップリンクの同期化に困難さがあった。

アップリンクチャンネル推定のために直交符号を用いたパイロット信号を設計する技術が、韓国の特許公開公報第２００１-５８２４８号に開示されている。この公開公報による技術は、チャンネル推定のための別途のパイロット信号を使用することで、それにより、帯域効率が低下するという問題点を有する。
韓国特許公開公報第２００１-５８２４８号

したがって、上記のような問題点を解決するための本発明の目的は、タイミング同期とチャンネル推定を同時に支援するために、それぞれの時間領域と周波数領域に相関特性が優れたコードと直交コードを挿入し、それによりアップリンクパイロット信号を設計する方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、多数の使用者によるＭＡＩ電力が大きなＭＣ-ＣＤＭＡアップリンク伝送において、安定した同期とチャンネル推定が同時に可能なパイロット信号の設計方法を提供することにある。

さらに本発明の目的は、タイミング同期とチャンネル推定が同時に可能に設計されたパイロット信号を利用することにより、パイロット信号による帯域効率の低下を最小化するパイロット信号の設計方法を提供することにある。

上記の目的を達成するために本発明は、多重搬送波に基づいて通信する無線通信システムにおいて、複数の送信局と受信局が通信を遂行し、前記送信局で基準信号を送信する方法であって、
送信局で前記基準信号のうち、時間同期のための第１のコードを時間領域で構成するステップと、
前記送信局で前記基準信号のうち、チャンネル推定のための第２のコードを周波数領域で構成するステップと、
前記第１のコード及び第２のコードを含む基準信号を受信局に送信するステップと、を含むことを特徴とする送信局の基準信号送信方法を提供する。

本発明の他の側面では、送信局と受信局が多重搬送波に基づいて通信する無線通信システムにおいて、受信局の基準信号受信方法であって、
基準信号を受信するステップと、
前記基準信号に含まれた送信局と受信局との間の時間同期のための第１のコードを用いて時間同期を獲得するステップと、
前記基準信号に含まれた前記送信局と受信局との間のチャンネル推定のための第２のコードを用いてチャンネル推定を遂行するステップと、を含み、
前記第１のコードは、前記送信局によって時間領域で使用され、前記第２のコードは、前記送信局によって周波数領域で使用されることを特徴とする受信局の基準信号受信方法が提供される。

また、本発明は、多重搬送波コード分割多重接続システムであって、
少なくとも一つ以上の送信端から受信された信号で基準信号を分離して時間同期を獲得する複数の相関ユニットと、
前記基準信号に送信局別に固有の拡散コードをかけて信号を逆拡散してチャンネルを推定するチャンネル推定器と、を含み、
前記基準信号は、時間領域で時間同期を獲得するための第１のコードと、周波数領域でチャンネル推定のための第２のコードで構成されることを特徴とする基地局の受信器を提供する。

本発明によるパイロット信号の設計構造は、それぞれの時間領域と周波数領域に相関特性が優れたコードと直交コードとを挿入してアップリンクパイロット信号を設計することによって、タイミング同期とチャンネル推定を同時に可能にする効果がある。

また、本発明によるパイロット信号を利用すると、特に多数の使用者によるＭＡＩ電力が大きなＭＣ-ＣＤＭＡアップリンク伝送で安定した同期とチャンネル推定が同時に可能になる。

さらに、本発明によるパイロット信号の設計方法では、タイミング同期とチャンネル推定が同時に可能なようにパイロット信号を設計することによって、パイロットによる帯域効率の低下を最小化することができる。

以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明によるＭＣ-ＣＤＭＡアップリンクパイロット信号は、時間領域で同期符号を含み、周波数領域で各使用者に対するチャンネル推定が可能な形態に設計される。

図１は、本発明の望ましい実施形態により設計される時間領域におけるパイロット信号の構造を示す図である。
図１に示すように、パイロット信号は、遅延拡散を除去するために必要な保護区間(Guard Interval)１０１と、タイミング同期のための同期符号ｐ_１ １０２と、周波数特性を考慮して設計されるチャンネル特性符号ｐ_２１０３とから構成される。保護区間１０１を除いてＮ個のサンプルで構成されるパイロット信号は、＜数式１＞のようになる。

上記パイロットベクトルの元素である同期符号ｐ_１とチャンネル特性符号ｐ_２は、それぞれ＜数式２＞及び＜数式３＞の通りである。

ここで、同期符号ｐ_１としては、他の使用者との干渉信号に対して強くするために、交差相関特性が優れた符号、例えばゴールド符号(Gold code) または直交ゴールド符号(orthogonal Gold code)を使用することができる。

図２は、本発明の望ましい実施形態により設計される周波数領域におけるパイロット信号の構造を示す図である。
図２に示すように、周波数領域において、パイロット信号は直交拡散符号２０１とチャンネル推定に関係ない従属符号２０２で構成される。本発明で要求されるパイロット信号の周波数応答(desired frequency response)Ｘ_ｄを示すと、次の＜数式４＞のようである。

上記の＜数式４＞で、要求される周波数応答Ｘ_ｄを構成する直交拡散符号ｃ_ｉをＬ回連接して得られた長さＮの拡散符号ｃ_spi２０１と、上記従属符号ｕ２０２は、それぞれ＜数式５＞及び＜数式６＞のように示される。

ここで、ｃ_ｉはｉ番目の使用者に割り当てる直交拡散符号であって、直交ゴールド符号またはウォルシュ符号(Walsh code)などがこの直交符号として使用される。また、従属符号ｕはエネルギーのないことが望ましいため、所望の周波数応答が０ベクトルとして取られる。

以下、図１に示したチャンネル特性符号ｐ_２の設計において、全体パイロット信号に対する周波数領域における周波数応答Ｘ_ｄにより、図２に示すように直交コードの形態に設計する過程を説明する。

上記の＜数式１＞と＜数式４＞から、次の＜数式７＞が成り立つ。

ここで、Ｄは離散フーリエ変換(Discret time Fourier Transform：ＤＦＴ)行列であって、次の＜数式８＞のように示す。

ＤＦＴ行列Ｄは、(Ｎ×Ｍ)行列Ｄ_１、及び（Ｎ×(Ｎ-Ｍ)）行列Ｄ_２に分割すると、＜数式９＞のように示す。

上記の＜数式７＞に＜数式９＞を代入すれば、次の＜数式１０＞のようである。

＜数式１０＞は、さらに次の＜数式１１＞のように示す。

＜数式１１＞は過剰決定(overdetermined)方程式であって、Ｄｐと目標とするパイロットシンボルの周波数応答Ｘ_ｄとの差、すなわち誤差の二乗(mean square error：ＭＳＥ)を最小化する最小二乗法(least squares method)を使用してチャンネル特性符号ｐ_２を求められる。

チャンネル特性符号ｐ_２は最小二乗法を使用して、次の＜数式１２＞によって求められる。

周波数領域における直交拡散符号ｃ_ｉと非設計された従属符号ｕの誤差に相互に異なる誤差反映加重値を適用して計算された全体誤差を最小化する加重最小二乗法(weighted least squares method)により、チャンネル特性符号ｐ_２は＜数式１３＞のように求められる。

＜数式１３＞でＷは加重値行列で、次の＜数式１４＞のようである。

ここで、ｗ_１とｗ_２は、それぞれ直交拡散符号ｃ_１と非設計の従属符号ｕの誤差反映加重値である。この誤差反映加重値の比率をｒ_ｗ＝ｗ_１/ｗ_２に定義した場合に、ｒ_ｗが増加すると、従属符号ｕで電力漏れ(power leakage)は減少するが、拡散符号ｃ_１の歪みは大きくなる。一方、ｒ_ｗが減少すると、その反対の現象が発生する。すなわち、拡散符号の歪みが減少することにより、使用者間の干渉電力が減少すると、電力漏れは増加する。周波数領域のパイロット設計の目的は、チャンネル推定のための信号のＳＩＮＲを最大化することにある。そのため、与えられた環境の下でＳＮＲが与えられたとき、ＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ_ＣＥ）を最大化するｒ_ｗを選択すべきである。したがって、与えられた環境のＳＮＲが＜数式１５＞のように与えられた場合に、パイロット信号に対するＳＩＮＲ_ＣＥは＜数式１６＞によって求められる。

ここで、Ｐはパイロットシンボル電力(pilot symbol power)、Ｐ_ｌは所定信号の電力損失(power loss of don’t care points)、σ_ｎ ^２は雑音電力(noise power)、そしてσ_ｉ ^２は符号干渉電力(code interference power)である。＜数式１６＞に示すように、ｒ_ｗに従ってＰ_ｌとσ_ｉ ^２の値が変わるため、ＳＩＮＲ_ＣＥの値も変化するようになる。

図３は、ＳＩＮＲ_ＣＥを最大化する加重値比率ｒ_ｗを探す過程を示すフローチャートである。本発明においては、ＳＮＲが定められると、反復過程(iteration)を通じてｒ_ｗをステップサイズ(step size)だけ増加させつつ、ＳＩＮＲ_ＣＥが最大になるｒ_ｗを探す。ＳＩＮＲ_ＣＥはｒ_ｗが０から増加するときに共に増加するため、ＳＩＮＲ_ＣＥが減少し始める地点で最大ＳＩＮＲ_ＣＥを有するｒ_ｗが得られる。

図３に示すように、ＳＮＲが定められると、最大ＳＩＮＲ_ＣＥ値Ｐｒｅｖとｒ_ｗを初期値０にセッティングする（ステップＳ３０１）。ｒ_ｗはステップサイズだけ増加させる（ステップＳ３０３）。ＳＩＮＲ_ＣＥは、前記増加したｒ_ｗにより＜数式１６＞を利用して求められる（ステップＳ３０５）。このＳＩＮＲ_ＣＥの値がＳＩＮＲ_ＣＥの最大値のＰｒｅｖより大きいかどうかを判断する(ステップＳ３０７)。ここで、ＳＩＮＲ_ＣＥの値が最大値Ｐｒｅｖより大きいと、現在のＳＩＮＲ_ＣＥの値を最大値Ｐｒｅｖに設定する(ステップＳ３０８)。すると、ｒ_ｗはさらにステップサイズだけ増加させる(ステップＳ３０３)。上記のステップＳ３０３〜Ｓ３０７を反復遂行し、現在のＳＩＮＲ_ＣＥの値が最大値Ｐｒｅｖ以下の場合は(ステップＳ３０７)、現在のｒ_ｗを出力する(ステップＳ３０９)。

基地局は、移動局で上記のような方法で設計されたパイロット信号を利用して、タイミング捕捉及びチャンネル推定を遂行する。

図４は、本発明の望ましい実施形態によるパイロット信号を利用してタイミング捕捉を遂行する基地局受信器を示すブロック構成図である。
図４に示すように、基地局受信器は、アンテナを通じて受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ/デジタル変換器４０１と、アナログ/デジタル変換器４０１から出力されたデジタル信号を並列信号に変換する直列/並列変換器４０２と、前記並列信号に対して高速フーリエ変換を遂行する高速フーリエ変換器(Fast Fourier Transformer：ＦＦＴ)４０３と、前記ＦＦＴ信号を逆拡散するための逆拡散器４０４と、パイロット信号を利用してチャンネル推定器４０８から推定されたチャンネル推定値によって逆拡散信号から伝送信号を復元するための検出器４０５と、パイロット信号を利用して同期を捕捉するための同期捕捉部４１０とから構成される。

逆拡散の際に、結合技術としては、均等利得結合(Equal Gain Combining：ＥＧＣ)、最大比率結合(Maximum Ratio Combining：ＭＲＣ)、最小平均二乗誤差結合(Minimum Mean Square Error Combining：ＭＭＳＥ)などが使用される。

同期捕捉部４１０は、アナログ/デジタル変換器４０１の出力信号を同期符号と相関させて各使用者のタイミング誤差を検索するための相関器４１２を含む。また、同期捕捉部４１０は、この相関器４１２の各使用者別出力値のうちの一番大きな値を該当使用者の端末にフィードバックする最大値検出器４１５を含む。

逆拡散器４０４は、図５に示すように、それぞれの使用者から受信される信号を区別して逆拡散を遂行すべきなので、使用者別に固有の拡散コードを乗算する複数の逆拡散モジュール５０４で構成されるのが好ましい。

図５に示すように、各使用者の信号は直交符号で拡散され、前記信号はそれぞれの逆拡散モジュール５０４で使用者別拡散コードを利用して逆拡散し、それにより使用者別チャンネルを推定することができる。

本発明によるパイロット信号設計方法は上記のような基地局受信器の構造で説明したが、上記の実施形態によって本発明が限定されるのではなく、本発明の技術思想の範囲内で当業者によって多様な変形が可能であることはもちろんでる。

本発明の望ましい実施形態により設計される時間領域におけるパイロット信号の構造を示す図である。 本発明の望ましい実施形態により設計される周波数領域におけるパイロット信号の構造を示す図である。 本発明の望ましい実施形態により、加重最小自乗法を使用してチャンネル特性符号を設計する場合に、パイロット信号の信号対干渉雑音比(ＳＩＮＲ)を最大化する誤差反映加重値を検索する過程を示すフローチャートである。 本発明の望ましい実施形態によるパイロット信号を利用してタイミング捕捉を遂行する基地局受信器を示すブロック構成図である。 図４の基地局受信器でそれぞれの使用者に対するチャンネル推定のための逆拡散器を示すブロック構成図である。

符号の説明

４０１…アナログ/デジタル変換器、４０２…直列/並列変換器、４０３…高速フーリエ変換器、４０４…逆拡散器、４０５…検出器、４０８…チャンネル推定器、４１０…同期捕捉部、４１２…相関器、４１５…最大値検出器、５０４…逆拡散モジュール。

Claims (15)

1. 多重搬送波に基づいて通信する無線通信システムにおいて、複数の送信局と受信局が通信を遂行し、前記送信局で基準信号を送信する方法であって、
   送信局で前記基準信号のうち、時間同期のための第１のコードを時間領域で構成するステップと、
   前記送信局で前記基準信号のうち、チャンネル推定のための第２のコードを周波数領域で構成するステップと、
   前記第１のコード及び第２のコードを含む基準信号を受信局に送信するステップと、を含み、
   前記第１のコードはチャンネル特性符号を含み、前記第２のコードは、前記チャンネル特性符号によって決定されることを特徴とする送信局の基準信号送信方法。
2. 前記第１のコードは、ゴールドコード(Gold code)または直交コードであることを特徴
   とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
3. 前記第２のコードは、周波数領域で特定パターンを有するコードであることを特徴とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
4. 前記周波数領域で使用された第２のコードを時間領域の信号に変換するステップと、
   変換された時間領域の信号を前記第１のコードと結合して基準信号を使用するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
5. 前記第２のコードは、下記数式を満足することを特徴とする請求項４記載の送信局の基準信号送信方法。
   

   

   
   ここで、Ｐ_２は時間領域での第２のコードであり、Ｄ_１は
   

   

   
   であり、Ｄ_２は
   

   

   
   であり、
   上付き添字Ｔは転置(transpose)を意味し、Ｘ_ｄは基準信号の目標周波数応答を意味し
   、ｐ_１は時間領域での第１のコードを意味し、前記Ｄ_１でＮは前記基準信号に使用される全体サブキャリア個数を意味し、Ｄ_２でＭは前記第１のコードに使用されるサブキャリア個数を意味する。
6. 前記送信局は、移動局であることを特徴とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
7. 前記送信局は、基地局であることを特徴とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
8. 前記チャンネル特性符号は、与えられた環境の信号対雑音比(ＳＮＲ)により前記周波数領域の拡散符号の信号対干渉雑音比(ＳＩＮＲ)を最大化するように形成されることを特徴とする請求項１記載の送信局の基準信号送信方法。
9. 送信局と受信局が多重搬送波に基づいて通信する無線通信システムにおいて、受信局の基準信号受信方法であって、
   基準信号を受信するステップと、
   前記基準信号に含まれた送信局と受信局との間の時間同期のための第１のコードを用いて時間同期を獲得するステップと、
   前記基準信号に含まれた前記送信局と受信局との間のチャンネル推定のための第２のコードを用いてチャンネル推定を遂行するステップと、を含み、
   前記第１のコードは、前記送信局によって時間領域で使用され、前記第２のコードは、前記送信局によって周波数領域で使用され、前記第１のコードはチャンネル特性符号を含み、前記第２のコードは、前記チャンネル特性符号によって決定されることを特徴とする受信局の基準信号受信方法。
10. 前記第１のコードは、ゴールドコードまたは直交コードであることを特徴とする請求項９記載の受信局の基準信号受信方法。
11. 前記第２のコードは、周波数領域で特定パターンを有するコードであることを特徴とする請求項９記載の受信局の基準信号受信方法。
12. 前記第２のコードは、下記数式を満足することを特徴とする請求項１１記載の受信局の基準信号受信方法。
    

    

    
    ここで、 Ｐ_２は時間領域での第２のコードであり、Ｄ_１は
    

    

    
    であり、Ｄ_２は
    

    

    
    であり、
    上付き添字Ｔは転置(transpose)を意味し、Ｘ_ｄは基準信号の目標周波数応答を意味し
    、ｐ_１は時間領域での第１のコードを意味し、前記Ｄ_１でＮは前記基準信号に使用される全体サブキャリア個数を意味し、Ｄ_２でＭは前記第１のコードに使用されるサブキャリア個数を意味する。
13. 前記送信局は、移動局であることを特徴とする請求項９記載の受信局の基準信号受信方法。
14. 前記送信局は、基地局であることを特徴とする請求項９記載の受信局の基準信号受信方法。
15. 多重搬送波コード分割多重接続システムであって、
    少なくとも一つ以上の送信端から受信された信号で基準信号を分離して時間同期を獲得する複数の相関ユニットと、
    前記基準信号に送信局別に固有の拡散コードをかけて信号を逆拡散してチャンネルを推定するチャンネル推定器と、を含み、
    前記基準信号は、時間領域で時間同期を獲得するための第１のコードと、周波数領域でチャンネル推定のための第２のコードで構成され、前記第１のコードはチャンネル特性符号を含み、前記第２のコードは、前記チャンネル特性符号によって決定されることを特徴とする基地局の受信器。

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