JP2005519526A - 既知の系列を探索するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

従来技術を使用する場合に生じるものより劣らない振幅低下を得ながらも、ハードウェア要件を従来技術の半分ほど低減するために、少数のタップを含む有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ（２４）を使用することによって、無線チャネル上で、受信された既知系列の通信を相関させるための装置および方法。

Description

本発明は、受信側で、相関によって、既知の送信信号系列の探索を実行する際に生じるパフォーマンスロスに対する、必要とされる時間分解能に関する。この探索は、伝搬パス探索またはランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ：ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ）プリアンブル検出時に、第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ：３^ｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ ｐｒｏｊｅｃｔ）広帯域時分割多元接続（ＷＣＤＭＡ：ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）受信機において実行される。

本発明の説明は主に、周波数分割複信（ＦＤＤ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ）バージョンの通信システムに焦点を当てる。しかし、本発明は、時間領域内で受信信号内の既知の送信済み系列を探索するための、任意の通信システムにおけるほとんどすべての既知系列探索に適用することができる。

パス探索などにおける、タイミング遅延、振幅および位相に関するチャネル推定、ＲＡＣＨプリアンブル検出などで用いる、（スロット付）アロハ方式マルチアクセス衝突検出（（ｓｌｏｔｔｅｄ） ＡＬＯＨＡ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）およびアクセス付与のための信号方式、ならびにセル探索などにおける、タイミング関係の信号方式および偶数コードグループ割当てなど、受信側に既知のシンボル系列がなぜ送信機から送信され得るかについて、いくつかの目的がある。

具体的には、低レベルの信号方式が関係する場合、通常、多分送信され得る複数の異なる既知系列が存在し、信号値は、どの系列が検出されるかに依存する。したがって、探索は、得られるすべての可能なまたは関係のある系列について実行されなければならない。一度に１つの系列が探索されようと、あるいはそれぞれ異なる単一系列について、複数の異なる探索が平行にまたは順次に実行されようと、本発明を適用することができる。

既知系列の正確な受信タイミングはしばしば、知られていない。残念なことに、（たとえば、ＲＡＣＨプリアンブルで、送信機と受信機の間の距離、したがって伝搬待ち時間が知られていない場合）これが、まさに重要なパラメータである。さらに、たとえばセル探索などで、送信タイミングが全く未知であることがあり、あるいは既知系列の受信が、タイミング、振幅および位相に関して、異なるレプリカで生じることがあるが、こうした場合、たとえばパス探索などでは、これらのパラメータは、特に重要なものである。

一般に、系列の受信が予測されるときは、ある特定の時間窓があり、この時間窓は、何らかの送信タイミング関係からなり（または系列が定期的に繰返し送信される場合には、単に繰返しレートである）。したがって、受信側では、系列探索は一般に、時間窓内で、連続する時間インスタンスで入力受信信号を繰返し相関させ、その後で、この相関器の出力信号内の最大値探索または閾値比較することによって行われる。連続する時間インスタンスでの相関の操作は、ＦＩＲフィルタの係数として、予測される系列を用いた、入力信号の有限インパルス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタリングと見なされる。これは、検出のために整合フィルタを用いる考えに合致する。

３ＧＰＰシステムでは、シンボルの既知系列が、ルートレイズドコサイン（ＲＲＣ：ｒｏｏｔ−ｒａｉｓｅｄ−ｃｏｓｉｎｅ）タイプのパルス整形フィルタを用いて送信される。受信側では、この送信パルスに一致するＲＲＣタイプのフィルタが使用される。その場合、両方のフィルタの組合せ（時間領域では、コンボリューション）は、レイズドコサイン（ＲＣ：ｒａｉｓｅｄ−ｃｏｓｉｎｅ）タイプのものである。図１に、フィルタのロールオフ係数が３ＧＰＰで用いられる０．２２であり、最大振幅として１．０に正規化される、時間領域のＲＣフィルタのインパルス応答を示す。図２に、図１のフィルタのインパルス応答の振幅の大きさ（ｄＢ）を示す。

明らかに、シンボルの送信と受信のタイミングが完全に合えば、受信信号振幅は最大になり、シンボルの持続時間Ｔｃの整数倍の間隔を空けた隣接シンボルでは、受信信号は、０である。これは、こうしたタイプのフィルタの本質的な特性の１つであり、この応用例で、このタイプのフィルタが使用される理由である。

正確なシンボルタイミングが未知であり、その受信が、いくらかのタイミングオフセットだけずれる場合は、受信信号の振幅は、最大ではなくなる。タイミングが分からない、既知系列の探索の場合、正確なシンボルタイミングは一般に、実現されない。したがって、こうしたタイプのエラーは、常に発生する。

既知系列の探索が、Ｔｃの時間間隔で実行される場合、最大可能タイミング誤差はＴｃ／２であり、またこれによってもたらされる振幅低下は、図２に示すように、約４ｄＢであり、パフォーマンスの理由から、この値は、禁じられるものである。Ｔｃ／２の間隔で実行される系列探索では、最大タイミングエラーは、Ｔｃ／４であり、振幅低下は、０．９４ｄＢである。

上記の内容を考慮すると、Ｔｃ／２のレートの完全な相関を実行することは、タイミングが知られていない既知系列の問題に対する現在の手法の中で、最も広く見られる手法である。
しかし、この手法は、処理面の配慮に関しては、最適なものではない。タイミングのずれによって引き起こされるパフォーマンス低下の問題は、従来技術では、ベースバンド処理チェーンの開始時に実行される、単純なオーバサンプリング手法を用いることによって解決されてきた。この手法では、オーバサンプリングを使用しない処理と比較して、膨大な量の追加のハードウェアが必要である。

本発明は、ハードウェア要件の非常に厳しいチップレート処理を、オーバサンプリングのレートではなく、チップ当たり単一サンプルのレートで実行することを可能にする。

タイミングエラーの可能性に対処するために、本発明は、チップレート処理でスキップされたサンプルを推定する推定フィルタとして、ＦＩＲフィルタ構造を使用する。この処理は、シンボルレベルで行われ、また係数に関して、ＦＩＲフィルタが非常に短いので、必要な追加のハードウェアは、チップレートでオーバサンプリングを実行するのに必要なものに比べて非常に少ない。タップ数の少ないＦＩＲフィルタ構造を使用した場合でも、検出パフォーマンスの低下は、ごくわずかで、無視しても構わないほどであり、こうしたフィルタ構造は、設計が単純で、実装するのにかなり安価である。

したがって、本発明は、相関プロセスの処理コストを、５０％近くまで削減し、その一方で、同様のパフォーマンスを実現し、タイミングのずれに対処するために使用される今日のオーバサンプリング手法と比べて、必要なハードウェアのコストを削減する。

本発明について、図面を参照して説明する。図面では、全体を通して、同じ参照番号は、同様の要素を示す。

背景技術の節で、既知系列の探索では、タイミングのずれた相関を実行する場合、結果として生じる振幅は、タイミングの遅れに応じて、ＲＣパルスから読み出すことができることに留意した。既知の系列は、単一のディラックパルスの自己相関関数をもつという所望の特性を有するが、それは、近似なものにすぎない。実際、この自己相関には、正確な既知系列／スクランブリング・コードに応じた、サイドローブも生じ、このサイドローブについて、正確な評価が考慮される必要あるが、本明細書では、分かりやすくするために留意しないでよい。

したがって、互いに時間間隔（たとえばＴｃ）を空けた既知の系列に対する相関が実行される場合、ＲＣパルスのサンプリングされたレプリカを、こうした相関結果の系列内に見ることができる。

正確なオンタイム相関処理が稀に行われる場合は、これは、最大値においてであり、サイドローブは見られない。一般的な場合では、いくらかのタイミングオフセットが存在する場合に、最大値が観察され、隣接の相関結果では、ＲＣパルスに応じた、Ｔｃでサンプリングされた正と負のサイドローブが観測される。

相関結果が１／Ｔｃのレートで計算されることが望ましいが、Ｔｃ／２のタイミングオフセットの場合に、４ｄＢの損失が生じるのを回避することが望ましいので、本発明は、サイドローブを収集し、建設的に組み合せることによって、得られる値に対して、Ｔｃ／２のタイミングオフセットを追加して、欠如しているが望まれる相関結果を推定するよう試みる。このように、正のサイドローブが、正の重みと組み合せられ、負のサイドローブが、負の重みと組み合せられる。

より正確に重みを導出するために、最大比率結合理論（すなわち整合フィルタ）と同様に、強いサイドローブを用いて増幅させ、弱いサイドローブを用いて減衰させることができる。サンプリングされたＲＣタイプのものである相関結果のレプリカでは、この信号に一致するＦＩＲフィルタがかけられ、その場合、このフィルタもまた、サンプリングされたＲＣタイプのフィルタである。

オンタイムの場合であり、１／Ｔｃでのサンプリングでは、ＦＩＲフィルタのインパルス応答は、単一のディラックパルスであり、したがって、さらなる措置は必要ない。Ｔｃ／２だけシフトし、１／Ｔｃでサンプリングする場合、ＦＩＲフィルタは、Ｔｃ＝Ｎ＋１／２（Ｎはすべての整数）の時間インスタンスでサンプリングされる、ＲＣ時間パルスである。

本発明は、相関フィルタである、既知系列に一致する整合フィルタに加えて、ＲＣフィルタである、既知の送信フィルタチェーン全体に一致する整合フィルタを適用する。このフィルタは、Ｔｃ＝Ｎ＋１／２（Ｎはすべての整数）の時間インスタンスでサンプルされたＲＣパルスなどの係数をもつこのフィルタは、長さが無限大であり、したがって、打切りが必要である。フィルタの打切りを、４つの係数ａ_０…ａ_３（但し、ａ_０＝ａ_３＝ＲＣ（ｔ＝１．５）＝−０．１９１４、かつａ_０＝ａ_２＝ＲＣ（ｔ＝０．５）＝０．６２９４（ｔはＴｃに正規化される）の長さに仮定する。計算された相関結果ｃｒ（ｔ）が、何らかのずれｔ＝０，１，２，３で得られれば、得られた相関結果について、４タップのＦＩＲフィルタを用いるだけで、ｃｒ（１．５）の適切な推定を得ることができる。

この手法を用いて、周囲の４つの任意の相関結果から、（整数ではなく、整数＋１／２Ｔｃタイミングオフセットであるために）得ることができないが、所望の相関結果である所望の中間値を予想し、タイミングエラー、およびもたらされる振幅減衰を低減することができる。

フィルタの長さは打ち切られるので、これは、正確な計算ではなく、推定である。また、ＲＣパルスは、１／（２^＊Ｔｃ）より大きいが、１．２２／（２^＊Ｔｃ）より小さい単一サイドの周波数帯域幅を有するので、これが、サンプルレートとして１／Ｔｃを用いてアンダーサンプリングされていることから、損失が大きくなる。さらに、使用される評価フィルタの帯域幅が、１／（２^＊Ｔｃ）より小さい。分解能を２／Ｔｃから４／Ｔｃに拡大したい場合の例では、帯域幅の問題は、関係がないことに留意されたい。しかし、これは好ましい実行形態の応用例ではないので、本発明では、１／ＴｃレートでのＲＣパルスのサンプリング（すなわち最初の相関を１／Ｔｃレートで実行し、次いで、２／Ｔｃレートになるように、残りの値を推定する）が実行される。

さらに、系列探索の目的では、０以外のＮについて、Ｎ倍のＴｃでゼロ交差することによって、ＲＣタイプの総パルス形成フィルタチェーンの基本的な特性（非シンボル間干渉（ＩＳＩ：ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ））を維持することは、要件ではない。そうではなく、この応用例では、ピーク検出のパフォーマンスが、可能である限り、疑似ランダムタイミングオフセットとは独立しているように、すべてのタイミングオフセットについて、高ピークを実現することが重要である。

上記で論じたように、本発明は、好ましくは、１／Ｔｃの間隔の時間インスタンスで、得られる計算された相関結果にかけられる４タップＦＩＲフィルタを使用して、中間相関値を予測し、したがって、相関結果のタイミング分解能を、２／Ｔｃまで増加させる。次いで、あたかも２／Ｔｃのレートで、総当たりの完全相関によって計算されたかのように、２／Ｔｃのレートで得られるこうした相関結果に、閾値比較または最大値探索など任意の連続処理が適用される。

図５に示すシステムモデル１０では、ディラックパルス１２が、系列ＦＩＲフィルタ１４に適用され、この系列ＦＩＲフィルタは、チャネル１６の一部をなすルートレイズドコサイン（ＲＲＣ：ｒｏｏｔ−ｒａｉｓｅｄ−ｃｏｓｉｎｅ）ＦＩＲフィルタ１８に適用される。受信側では、ルートレイズドコサイン（ＲＲＣ）ＦＩＲフィルタ２０が、送信信号を受信し、フィルタ２０は、送信パルスに合わせられる。フィルタ１８と２０の組合せは、レイズドコサイン（ＲＣ）タイプのフィルタと同様に機能する。本発明の新規な側面は、単一の処理チェーンで、既知系列検出器２２を使用することである。補間の後、段階２２で、従来の装置とほとんど同じやり方で、後処理、たとえば最大値探索や閾値検索が実行される。信号処理チェーンから、ＦＩＲフィルタ構造を除くと、相関による既知系列の探索に、大幅なパフォーマンス低下が生じ、あるいは既に重大なチップレート処理の複雑さを倍増することが必要になる。

図６に、「総当たり」方法が示されており、既知系列検出器２２が、相関器有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２４含んでいる。このフィルタは、チップ当たり２サンプルのレートで、入力信号を受信し、同様にチップ当たり２サンプルのレートで動作するピーク探索検出器２５に、その出力を提供する。

比較すると、図７に示す本発明の新規な方法は、チップ当たり１サンプルのレートで、系列相関器ＦＩＲフィルタ２４に、入力信号を供給する。その出力が、同様にチップ当たり１サンプルのレートで、マルチプレクサ２８、ならびに好ましい実行形態では４タップＦＩＲフィルタである、推定フィルタ２６に直接に適用される。

信号は、チップ当たり１サンプルのレートで、ＦＩＲフィルタ２４に加えられ、その出力は、同様に、チップ当たり１サンプルのレートで、推定フィルタ２６によって処理される。

マルチプレクサ２８は、２つの信号ストリームを受信し、ピーク探索／検出器２５に、これらのストリームを交互に送り、このピーク探索／検出器は、チップ当たり２サンプルのレートで、ピーク探索／検出処理を実行する。

この応用例の４タップＦＩＲフィルタリングのパフォーマンス評価について、以下で述べる。提案されるフィルタ係数は、サンプリングされるＲＣパルス自体であると見なされるので、フィルタ（１．０ピーク振幅を想定）内のオンタイム（すなわち、この場合は、３Ｔｃ／２外れた、１／Ｔｃサンプリング）信号では、関連する係数で乗算されるタップ当たりの信号は、係数と同一になる。

ｃｒ（ｎ）＝ＲＣ（ｎ−１．５） 数式（２）
補間フィルタは、レイズドコサイン（ＲＣ）パルスに一致する整合フィルタであると見なされ得る。このパルスは無限大であるため、理想的なフィルタも同様に、無限大である。フィルタを、４タップに制限することによって、平均平方誤差の最小化など、周知の方法を使用して、係数をさらに最適化することが可能である。しかし、得られる改善は、０．１ｄＢ検出感度以下である。

数式（１）内に数式（２）を、また数式（１）の上記係数を用いて、数式（１）のｃｒ（１．５）は、以下のとおり推定される。

この場合、ｃｒ’（１．５）＝０．８６５６は、ｃｒ（ｔ）（但し、ｔ＝０…３（すなわち４つの周辺の値）から推定される、ｔ＝１．５でのピークの推定である。これは、推定のピークについて、−１．２５ｄＢ＝２０ｌｏｇ（０．８６５６）の損失である。数式（３）の結果は、フィルタが、ホワイトノイズに、その入力時に適用するエネルギースケーリングを表す。これは、フィルタの入力のホワイトノイズが、−０．６３ｄＢ＝１０ｌｏｇ（０．８６５６）だけ減衰されて、出力されることを意味する。

減衰が極力小さい推定のピークを取得し、また同時にホワイトノイズが増幅しまたは減衰することを避けることが望まれるので、ＦＩＲフィルタの係数セット全体は、１／ｓｑｒｔ（ｃｒ’（１．５））＝１／ｓｑｒｔ（０．８６５６）＝１．０７４９でスケーリングされる。次いで、新しい係数セットｂ_０＝ｂ_３＝ＲＣ（ｔ＝１．５）／ｓｑｒｔ（ｃｒ’（１．５））＝−０．２０５７かつｂ_０＝ｂ_３＝ＲＣ（ｔ＝０．５）／ｓｑｒｔ（ｃｒ’（０．５））＝０．６７６５となる。

新しいフィルタ設計によって、フィルタ通過時のホワイトノイズのエネルギーは変化しない。しかし、スケーリングされた新しいフィルタ係数を用いた推定結果は、ｃｒ”（１．５）＝ｓｑｒｔ（０．８６５６）＝０．９３０４の値にしか達しない。ピークでの残留減衰量は、この場合、−０．６３ｄＢ＝２０ｌｏｇ（ｓｑｒｔ（０．８６５６））に低減される。したがって、−０．６３ｄＢの減衰は、ピーク時の信号対雑音比（ＳＮＲ：ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）の低下に等しい。

１／Ｔｃで相関されたものからの真のタイミングオフセットがＴｃ／２に等しい場合に、新しくスケーリングされた本発明の推定フィルタがどれだけ減衰するかについて示した。こうしたケースは、かなり稀であり、一般には、タイミングオフセットが異なり、疑似ランダムである。したがって、本発明のフィルタ推定方法に対する異なるタイミングオフセットの影響についての考慮すべき点について以下に述べる。ＲＣパルスのフィルタとの畳み込みが観測されれば、これが可能である。図３に、その結果を示す。

元の相関結果と、それに併せて推定相関結果を用いた場合の、本発明の方法の総合最大減衰の振幅の大きさ（ｄＢ）の差について、図４の共通の図に示す。図４に示すように、本発明の方法の最大減衰は、１．１５ｄＢであり、これは、Ｔｃ／２（その場合、０．９４ｄＢ）で実行される総当たり計算と大きな違いはない。

４タップＦＩＲ推定フィルタの使用によって、「総当たり」方法を実行するのに使用されるハードウェアのおよそ５０％の削減をもたらしながらも、「総当たり」方法と同等のパフォーマンスが提供される。

より多くのタップが推定ＦＩＲフィルタ２６内に設けられ得るが、追加のタップを含むことによって、フィルタのパフォーマンスにおける得られる改善は、著しく低下する。しかし、タップの数を増やすと、フィルタによって、またフィルタの複雑さを増すことによって、遅延が増大することになる。したがって、タップの総数は、好ましくは、４つであるべきであり、やはり有意味には、２から２０の範囲内であり得る。好ましい範囲は、２から１０であり、最も好ましい範囲は、２から４である。

処理面の努力に対してパフォーマンスを最適化するための、本発明のこの補間方法について、いくつかの変形がある。

・フィルタタップの数を変更する
・互いにＴｃの間隔を空けた真の計算値から、Ｔｃ／２の間隔を空けた１つだけの推定値より多い推定値を使用する（Ｔｃ／３間隔を空けた２つの中間推定値および２タップのフィルタリングを用いるなど）
・図８は、複数の推定ＦＩＲフィルタが使用される構成を示す。たとえば、２つの推定フィルタ２６−１および２６−２が使用されると仮定し、その出力を、系列相関ＦＩＲフィルタ２４と合わせて、マルチプレクサ２８^１に適用する。このマルチプレクサ２８^１は、２６−１、２６−２および２２からの出力が、サンプルレートの３倍レートで動作するピーク探索検出器２５に順次、供給されるという点で、図７に示すマルチプレクサ２８とは異なる。図示する例では、推定ＦＩＲフィルタ２６−１および２６−２は、２タップの推定ＦＩＲフィルタであり得る。所望であれば、より多くの推定フィルタ２６を、サンプルレートのＮ＋１倍（但し、Ｎは使用される推定フィルタの数に等しい）のレートで動作するピーク探索／検出器２５とともに使用することができる。より多くの推定フィルタを用いて得られるパフォーマンスの改善もまた、著しく低下し、推定フィルタ２６の最大数は、好ましくは、４を超えるべきでないことに留意されたい。

要するに、本発明は、元の相関の分解能を増加することに比べて非常に少ない追加処理によって、処理が多大に要求される時間領域での相関のタイミング分解能を増加させるための推定を使用することを提案する。

ロールオフ係数が０．２２であるＲＣフィルタの、時間領域のインパルス応答の図である。 図１のフィルタの振幅の大きさ（ｄＢ）の図である。 本発明のフィルタによる、ＲＣパルスのコンボルーションの図である。 本発明の方法の総合最大減衰の振幅の大きさ（ｄＢ）の、元の相関結果および予測相関結果との比較の図である。 タイミング同期を実現するためのシステムのブロック図である。 現在使用されている「総当たり」技術を説明するのに有用なブロック図である。 本発明の技術を説明するのに有用なブロック図である。 本発明の代替実行形態を示す図である。

Claims (24)

1. 同期を得るために、既知の系列を含む受信信号を検出するための方法であって、
   ａ．前記信号を、予想される既知系列に一致する有限インパルス応答（ＦＩＲ）相関系列フィルタに通す工程と、
   ｂ．前記ステップ（ａ）で取得された信号を、所与のチップレートでのチップレート処理の前に見られるように、信号パルスに一致する第２のＦＩＲフィルタに通す工程と、
   ｃ．中間結果のコヒーレントおよび非コヒーレント結合の後処理を実行する工程と、
   ｄ．前記ステップ（ｃ）で取得された信号に対して、前記所与のチップレートとは異なるチップレートで閾値比較を実行する工程と
   を具えたことを特徴とする方法。
2. 前記ステップ（ｄ）は、前記所与のチップレートの２倍のレートで実行されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記ステップ（ｂ）は、所与の数のタップを含むＦＩＲフィルタを提供することを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記ステップ（ｂ）は、前記ＦＩＲフィルタに、２から２０個の範囲内の複数のタップを設ける工程を含むことを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記ステップ（ｂ）は、前記ＦＩＲフィルタに、好ましくは、４から１０個のタップを設ける工程を含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 最も好ましい範囲は、２から４個のタップであることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 前記ステップ（ｂ）は、
   推定のピークの減衰を極力小さくし、ホワイトノイズが増幅しまたは減衰することを避けるために、係数（ａ_Ａ，ａ_２，ａ_３およびａ_４、但し、ａ_０＝ａ_３＝ＲＣ（ｔ＝１．５）＝−０．１９１４、かつａ_１＝ａ_２＝ＲＣ（ｔ＝０．５）＝０．６２９４）を含む４つのタップを設ける工程を含むことを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 前記ステップ（ｂ）は、
   推定のピークの減衰を極力小さくし、ホワイトノイズが増幅しまたは減衰することを避けるために、係数（ｂ_１，ｂ_２，ｂ_３およびｂ_４、但し、ｂ_０＝ｂ_３＝ＲＣ（ｔ＝１．５）／ｓｑｒｔ（ｃｒ’（１．５））＝−０．２０５７、かつｂ_１＝ｂ_２＝ＲＣ（ｔ＝０．５）／ｓｑｒｔ（ｃｒ’（０．５））＝０．６７６５）を含む４つのタップを設ける工程を含むことを特徴とする請求項６記載の方法。
9. 前記ステップ（ｃ）を実行する前に、前記ステップ（ａ）および（ｂ）で取得された信号を多重化するステップであって、
   前記ステップ（ｃ）は、前記ステップ（ａ）および（ｂ）で取得された信号に対して、閾値比較を交互に実行する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
10. 前記ステップ（ｂ）は、１／Ｔｃのレートで実行され、
    前記ステップ（ｄ）は、２／Ｔｃのレートで実行され、１／Ｔｃは、チップレートであることを特徴とする請求項１記載の方法。
11. 前記ステップ（ｂ）は、２／Ｔｃのレートで実行され、
    前記ステップ（ｄ）は、４／Ｔｃのレートで実行され、１／Ｔｃは、チップレートであることを特徴とする請求項１記載の方法。
12. 前記ステップ（ｂ）は、Ｎ／Ｔｃのレートで実行され、
    前記ステップ（ｄ）は、２Ｎ／Ｔｃのレートで実行され、１／Ｔｃは、チップレートであることを特徴とする請求項１記載の方法。
13. 同期を得るために、既知の系列を含む信号を相関させるための装置であって、
    前記既知の系列に一致する系列相関有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
    系列相関ＦＩＲフィルタからの元の信号に対するチップレート処理動作前のパルスに一致する、推定インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
    ピーク検出のために、前記推定ＦＩＲフィルタからの信号に対して動作する閾値検出器と
    を具えたことを特徴とする装置。
14. 前記閾値検出器は、前記受信信号のチップレートの２倍のレートで動作することを特徴とする請求項１３記載の装置。
15. 前記推定ＦＩＲフィルタは、複数のＮタップを含み、Ｎ≦２０であることを特徴とする請求項１３記載の装置。
16. Ｎ＝４であることを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記パルスは、広帯域時分割多元接続システムのルートレイズドコサインパルスであることを特徴とする請求項１３記載の装置。
18. 前記推定ＦＩＲフィルタは、前記系列相関フィルタに接続された複数の整合フィルタを含むことを特徴とする請求項１３記載の装置。
19. 既知の系列および所与のチップレートを含む受信信号を同期させるための方法であって、
    ａ）複数タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを提供する工程と、
    ｂ）ＦＩＲフィルタの係数セットをスケーリングする工程と、
    ｃ）前記所与のチップレートよりも大きい所定のレートで前記ＦＩＲフィルタを通過する前記信号をサンプリングする工程と
    を具えたことを特徴とする方法。
20. 前記ステップ（ｃ）は、前記所与のチップレートの２倍のレートで実行されることを特徴とする請求項１９記載の方法。
21. 既知の系列および所与のチップレートを含む受信信号を検出するための方法であって、
    ａ）系列相関のために、前記信号を有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに通す工程と、
    ｂ）前記ステップ（ａ）で取得された信号を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）推定フィルタに通す工程と、
    ｃ）前記ステップ（ａ）および前記ステップ（ｂ）で取得された信号を、前記チップレートのＮ＋１倍のレートで動作するピーク探索／検出器に順次結合する工程と
    を具えたことを特徴とする方法。
22. ｎ＝１の場合に、前記ステップ（ｂ）は、４タップＦＩＲフィルタを提供することを含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。
23. ｎ＝２の場合に、前記ステップ（ｂ）は、第１および第２の２タップＦＩＲフィルタを提供することを含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。
24. 前記ステップ（ｂ）は、前記ＦＩＲフィルタを、前記チップレートで動作するように構成することを含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。

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