WO2016190606A1

WO2016190606A1 - Mmwave 대역을 이용하는 무선 통신 시스템에서의 랜덤 액세스 수행 방법

Info

Publication number: WO2016190606A1
Application number: PCT/KR2016/005306
Authority: WO
Inventors: 이길봄; 강지원; 김기태; 박경민; 김희진
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2015-05-22
Filing date: 2016-05-19
Publication date: 2016-12-01
Also published as: US20180132280A1; US10433344B2

Abstract

랜덤 액세스 과정에서 사용될 시퀀스 셋에 대한 정보 및 위상 패턴 벡터 셋에 대한 정보를 획득하고, 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터 중에서 RACH 신호의 반복 전송 횟수에 대응하는 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하고, 시퀀스 셋에 포함된 복수의 시퀀스 중에서 선택된 어느 하나의 시퀀스와 선택된 위상 패턴 벡터를 이용하여 생성된 RACH 신호를 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간동안 기지국으로 전송하고, 기지국으로부터 추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 수신하는 랜덤 액세스 수행 방법 및 단말이 개시된다.

Description

MMWAVE 대역을 이용하는 무선 통신 시스템에서의 랜덤 액세스 수행 방법

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 mmWave 대역을 이용하는 무선랜 시스템에서 단말의 랜덤 액세스 수행 방법 및 그 장치에 대한 것이다.

밀리미터 웨이브(mmWave)를 이용한 초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz에서 동작하도록 구성된다. 이러한 중심 주파수의 특성으로 인하여 mmWave 통신 시스템에서는 음영 지역에서 경로 감쇄(path loss)가 두드러지게 나타날 수 있다. 이러한 경로 감쇄를 고려할 때 단말과 기지국 간의 랜덤 액세스 과정이 개선될 필요가 있다. 또한, 복수의 단말이 존재하는 경우 RACH(Random Access Channel) 신호들 간의 잠재적인 충돌(collision) 가능성 또한 고려하여 랜덤 액세스 과정을 설계해야 한다.

본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 기지국과 단말 간의 랜덤 액세스 과정을 개선하여 안정적인 연결을 수립하는 데에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 랜덤 액세스 과정의 개선을 통해 단말들 간의 RACH 신호 충돌을 해소하는 데에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 랜덤 액세스 과정을 개선하면서도 복잡도 상승을 최소화하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 랜덤 액세스 수행 방법은, 랜덤 액세스 과정에서 사용될 시퀀스 셋에 대한 정보 및 위상 패턴 벡터 셋에 대한 정보를 획득하는 단계, 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터 중에서, RACH(Random Access Channel) 신호의 반복 전송 횟수에 대응하는 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하는 단계, 시퀀스 셋에 포함된 복수의 시퀀스 중에서 선택된 어느 하나의 시퀀스와 선택된 위상 패턴 벡터를 이용하여 생성된 RACH 신호를 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간동안 기지국으로 전송하는 단계, 및 기지국으로부터 추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

RACH 신호는 선택된 위상 패턴 벡터를 구성하는 요소들을 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간 각각에서 선택된 시퀀스에 곱하여 생성될 수 있다.

위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터들은 서로 직교 또는 준직교하며, 위상 패턴 벡터 셋은 하다마드(Hadamard) 형태 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로 구현될 수 있다.

추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터는 단말이 전송한 RACH 신호와의 상관관계 값이 최대가 되는 시퀀스 및 위상 패턴 벡터일 수 있다.

RACH 응답 신호에 포함되고 추정된 시퀀스 및 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RA-PID(Random Access Preamble ID)는 복수의 비트로 표현될 수 있다.

반복 전송 횟수는 경로 손실에 따라 결정된 RACH 송신 파워를 단말의 최대 송신 파워와 비교함으로써 결정될 수 있다.

RACH 송신 파워가 최대 송신 파워보다 작은 경우, 반복 전송 횟수는 기지국으로부터 수신한 기본 반복 횟수로 결정되며, RACH 송신 파워가 최대 송신 파워보다 큰 경우, 반복 전송 횟수는 기지국으로부터 수신한 최대 반복 횟수로 결정될 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 단말은, 송신부, 수신부, 및 송신부 및 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 프로세서는, 랜덤 액세스 과정에서 사용될 시퀀스 셋에 대한 정보 및 위상 패턴 벡터 셋에 대한 정보를 획득하고, 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터 중에서, RACH(Random Access Channel) 신호의 반복 전송 횟수에 대응하는 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하고, 시퀀스 셋에 포함된 복수의 시퀀스 중에서 선택된 어느 하나의 시퀀스와 선택된 위상 패턴 벡터를 이용하여 생성된 RACH 신호를 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간동안 기지국으로 전송하도록 송신부를 제어하며, 기지국으로부터 추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 수신하도록 수신부를 제어한다.

본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.

첫째로, 무선 통신 시스템에서 기지국과 단말 간의 랜덤 액세스 과정이 개선되어 단말들의 RACH 신호 충돌이 해소된다.

둘째로, 단말과 기지국에 증가하는 복잡도가 무시할 수 있을만큼 적어, 제안하는 발명을 구현하기 위한 부담이 최소화된다.

셋째로, 제안하는 실시 예에 따르더라도 하위 호환성(backward compatibility) 문제가 발생하지 않아 레거시 단말들에 대한 지원도 유지될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.

도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.

도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍(narrow beamforming)을 도시하는 도면이다.

도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.

도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.

도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.

도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다.

도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다.

도 8은 제안하는 실시 예에 따른 랜덤 액세스 수행 방법을 설명하는 도면이다.

도 9는 일 실시 예에 따른 랜덤 액세스 수행 방법을 도시하는 흐름도이다.

도 10은 제안하는 또 다른 실시 예에 따른 반복 횟수 결정 방법을 도시하는 흐름도이다.

도 11은 제안하는 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.

본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.

이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, '이동국(Mobile Station, MS)'은 UE(User Equipment), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal), 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS), 단말(Terminal) 또는 스테이션(STAtion, STA) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

또한, 디바이스가 '셀'과 통신을 수행한다는 기재는 디바이스가 해당 셀의 기지국과 신호를 송수신하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 디바이스가 신호를 송신하고 수신하는 실질적인 대상은 특정 기지국이 될 수 있으나, 기재의 편의상 특정 기지국에 의해 형성되는 셀과 신호를 송수신하는 것으로 기재될 수 있다. 마찬가지로, '매크로 셀' 및/또는 '스몰 셀' 이라는 기재는 각각 특정한 커버리지(coverage)를 의미할 수 있을 뿐 아니라, '매크로 셀을 지원하는 매크로 기지국' 및/또는 '스몰 셀을 지원하는 스몰 셀 기지국'을 의미할 수도 있다.

본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다.

또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예들은 IEEE 802.16 시스템의 표준 문서인 P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p 및 P802.16.1b 표준 문서들 중 하나 이상에 의해 뒷받침될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

1. 초고주파 대역을 이용한 통신 시스템

LTE(Long Term Evolution)/LTE-A(LTE Advanced) 시스템에서는 단말과 기지국의 오실레이터의 오차값을 요구사항(requirement)로 규정하며, 아래와 같이 기술한다.

- UE side frequency error (in TS 36.101)

The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B

- eNB side frequency error (in TS 36.104)

Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.

한편, 기지국의 종류에 따른 오실레이터 정확도는 아래의 표 1과 같다.

표 1

BS class	Accuracy
Wide Area BS	±0.05 ppm
Local Area BS	±0.1 ppm
Home BS	±0.25 ppm

따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로, 한쪽 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm의 오프셋 값이 발생할 수 있다. 이러한 오프셋 값은 중심 주파수와 곱해짐으로써 각 중심 주파수에 맞는 Hz 단위로 변환된다.

한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의해 다르게 나타나며, 일반적으로 큰 CFO 값이라 하더라도 서브캐리어 간격이 충분히 큰 OFDM 시스템에서 미치는 영향은 상대적으로 작다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현될 필요가 있으며, 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라 한다. 정규화된 CFO는 CFO 값을 서브캐리어 간격으로 나눈 값으로 표현되며, 아래의 표 2는 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO와 정규화된 CFO를 나타낸다.

표 2

Center frequency(subcarrier spacing)	Oscillator Offset
Center frequency(subcarrier spacing)	±0.05ppm	±0.1ppm	±10ppm	±20ppm
2GHz(15kHz)	±100Hz(±0.0067)	±200Hz(±0.0133)	±20kHz(±1.3)	±40kHz(±2.7)
30GHz(104.25kHz)	±1.5kHz(±0.014)	±3kHz(±0.029)	±300kHz(±2.9)	±600kHz(±5.8)
60GHz(104.25kHz)	±3kHz(±0.029)	±6kHz(±0.058)	±600kHz(±5.8)	±1.2MHz(±11.5)

표 2에서 중심 주파수가 2GHz인 경우(예를 들어, LTE Rel-8/9/10)에는 서브캐리어 간격(15kHz)를 가정하였으며, 중심 주파수가 30GHz, 60GHz인 경우에는 서브캐리어 간격을 104.25kHz를 사용함으로써 각 중심 주파수에 대해 도플러 영향을 고려한 성능 열화를 방지하였다. 위의 표 2는 단순한 예시이며, 중심 주파수에 대해 다른 서브캐리어 간격이 사용될 수 있음은 자명하다.

한편, 단말이 고속으로 이동하는 상황이나 고주파수 대역에서 이동하는 상황에서는 도플러 분산(Doppler spread) 현상이 크게 발생한다. 도플러 분산은 주파수 영역에서의 분산을 유발하며, 결과적으로 수신기 입장에서 수신 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 분산은

로 표현될 수 있다. 이때, v는 단말의 이동 속도이며, λ는 전송되는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ는 수신되는 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다. 이하에서는 θ가 0인 경우를 전제로 하여 설명한다.

이때, 코히어런스 타임(coherence time)은 도플러 분산과 반비례하는 관계에 있다. 만약, 코히어런스 타임을 시간 영역에서 채널 응답의 상관관계(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격으로 정의하는 경우,

로 표현된다. 무선 통신 시스템에서는 도플러 분산에 대한 수식과 코히어런스 타임에 대한 수식 간의 기하 평균(geometric mean)을 나타내는 아래의 수학식 1이 주로 이용된다.

[수학식 1]

도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.

주파수 변화에 따른 도플러 값의 변화를 나타내는 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum, 또는 도플러 파워 스펙트럼 밀도(Doppler power spectrum density))는 통신 환경에 따라 다양한 모양을 가질 수 있다. 일반적으로, 도심지와 같이 산란(scattering)이 많이 발생하는 환경에서, 수신 신호가 모든 방향으로 동일한 파워로 수신된다면 도플러 스펙트럼은 도 1과 같은 U-형태로 나타난다. 도 1은 중심 주파수를

라 하고 최대 도플러 분산 값을

라 할 때의 U-형태 도플러 스펙트럼을 도시한다.

도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍을 도시하는 도면이며, 도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.

초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에, 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 복수의 안테나로 구성되는 안테나 어레이를 설치할 수 있는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해 수십 내지 수백 개의 안테나를 이용한 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming), 펜슬 빔포밍(pencil beamforming), 좁은 빔포밍(narrow beamforming), 또는 얇은 빔포밍(sharp beamforming)이 가능해진다. 이러한 좁은 빔포밍은 수신되는 신호가 등방향이 아닌 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.

도 2(a)는 등방향으로 수신되는 신호에 따라 도플러 스펙트럼이 U-형태로 나타나는 경우를 도시하며, 도 2(b)는 복수의 안테나를 이용한 좁은 빔포밍이 수행되는 경우를 도시한다.

이와 같이, 좁은 빔포밍을 수행하면 줄어든 angular spread로 인하여 도플러 스펙트럼도 U-형태 보다 좁게 나타난다. 도 3에 도시된 바와 같이, 좁은 빔포밍이 수행되는 경우의 도플러 스펙트럼은 일정 대역에서만 도플러 분산이 나타남을 알 수 있다.

앞서 설명한 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz 대역에서 동작한다. 이러한 중심주파수의 특성은 단말의 이동에 따라 발생하는 도플러 효과나 송신기/수신기 간의 오실레이터 차이로 인한 CFO의 영향을 더욱 심각하게 한다.

단말은 기지국이 전송하는 하향링크(Downlink, DL) 동기 신호(synchronization signal)를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다. 이러한 동기화 과정에서는 기지국과 단말 간에 타이밍(timing) 과 주파수가 동기화된다. 동기화 과정에서 특정 셀 내의 단말들이 동기 신호를 수신하고 이용할 수 있도록, 기지국은 빔폭을 최대한 넓게 구성하여 동기 신호를 전송한다.

한편, 고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템의 경우, 동기 신호 전송에 있어서 저주파 대역을 이용하는 경우에 비해 경로 감쇄(path loss)가 더 크게 나타난다. 즉, 고주파 대역을 이용하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하)을 이용하는 종래의 셀룰러 시스템(예를 들어, LTE/LTE-A)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경(radius)이 큰 폭으로 축호된다.

이러한 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 하나의 방법으로서, 빔포밍(beam forming)을 이용한 동기 신호 전송 방법이 이용될 수 있다. 빔포밍이 이용되는 경우 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어드는 단점이 있다. 아래의 수학식 2는 빔 폭에 따른 수신 신호 SINR 의 변화를 나타낸다.

[수학식 2]

수학식 2은 빔포밍에 따라 빔 폭이

배 감소하는 경우, 수신 SINR이

배 향상됨을 나타낸다.

이러한 빔포밍 방식 이외에, 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 또다른 방법으로서 동일한 동기 신호를 반복하여 전송하는 방식 또한 고려해볼 수 있다. 이러한 방식의 경우, 시간축으로 추가적인 자원할당이 필요하지만, 빔 폭의 감소 없이도 셀 반경을 증가시킬 수 있다는 장점이 있다.

한편, 기지국은 특정 구역 내에 위치하는 주파수 자원 및 시간 자원을 스케쥴링함으로써 각 단말들에 자원을 할당한다. 이하에서는 이러한 특정 구역을 섹터(sector)라 정의한다. 도 4에 도시된 섹터에서 A1, A2, A3, A4는 반경 0~200m 이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. B1, B2, B3, B4는 반경 200~500m이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. 도 4에 도시된 내용들을 바탕으로, 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4} 로 정의하고, 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}라 정의한다. 또한, 현재 기지국의 동기 신호 서비스 구역이 섹터 1인 경우, 기지국이 섹터 2에 동기 신호를 서비스하기 위해서는 동기 신호의 전송에 6dB 이상의 추가 파워가 요구된다고 가정한다.

먼저, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위하여 빔포밍 기법을 이용하여 6dB의 추가 이득을 얻을 수 있다. 이러한 빔포밍 과정을 통해 서비스 반경을 A1에서 B1까지 늘릴 수 있다. 그러나, 빔포밍을 통해 빔 폭이 줄어들기 때문에, A2, A3, A4는 동시에 서비스할 수 없게 된다. 따라서, 빔포밍이 수행되는 경우 A2~B2, A3~B3, A4~B4 섹터에 동기 신호가 각각 별도로 전송되어야 한다. 다시 말해서, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위해 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔포밍을 수행해가며 전송해야만 한다.

반면, 앞서 설명한 동기 신호의 반복 전송을 생각해보면, 기지국이 동기 신호를 섹터 2 전부에 전송할 수 있지만, 시간축 상에서 동기 신호를 4번 반복하여 전송해야 한다. 결과적으로, 섹터 2를 서비스하기 위해 필요한 자원은 빔포밍 방식과 반복 전송 방식 모두에 있어서 동일하다.

그러나, 빔포밍 방식의 경우 빔폭이 좁기 때문에 빠른 속도로 이동하는 단말이나 섹터의 경계에 있는 단말이 안정적으로 동기 신호를 수신하기 어렵다. 그 대신에, 단말이 위치하는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 동기 신호를 통해 단말이 자신의 위치를 파악할 수 있다는 장점이 있다. 반면, 반복 전송 방식의 경우 빔 폭이 넓어서 단말이 동기 신호를 놓칠 가능성은 매우 낮다. 그 대신, 단말이 자신의 위치를 파악할 수는 없게 된다.

먼저, 하나의 프레임은 Q 개의 서브프레임으로 구성되며, 하나의 서브프레임은 P 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 슬롯은 T 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 이때, 다른 서브프레임들과는 달리, 프레임 내에서 첫 번째 서브프레임은 0 번째 슬롯('S'로 표시된 슬롯)을 동기화 용도로 사용한다. 이러한 0번째 슬롯은 타이밍과 주파수 동기를 위한 A개의 OFDM 심볼들, 빔 스캐닝을 위한 B 개의 OFDM 심볼들, 시스템 정보를 단말에 알리기 위한 C 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 나머지 D 개의 OFDM 심볼들은 각 단말에 데이터 전송을 위해 사용된다.

한편, 이러한 프레임 구조는 단순한 예시에 불과하며, Q, P, T, S, A, B, C, D는 각각 임의의 값으로서, 사용자에 의해 설정되거나 시스템 상에서 자동적으로 설정되는 값일 수 있다.

이하에서는 기지국과 단말 간의 타이밍 동기화 알고리즘에 대해 설명한다. 도 5에서 기지국이 동일한 동기 신호를 A 번 반복 전송하는 경우를 생각해본다. 단말은 기지국이 전송한 동기 신호를 바탕으로, 수학식 3의 알고리즘을 이용하여 타이밍 동기화를 수행한다.

[수학식 3]

수학식 3에서

, N_g, i는 각각 OFDM 심볼의 길이, CP(Cyclic Prefix)의 길이, OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다.

은 수신기에서 수신 신호의 벡터를 의미한다. 이때,

식은 수신 신호 벡터

의

번째부터

번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.

수학식 3의 알고리즘은 시간적으로 인접한 2개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 조건에서 동작한다. 이러한 알고리즘은 슬라이딩 윈도우(sliding window) 방식을 이용할 수 있어 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, 주파수 오프셋에 강한 특징을 갖는다.

한편, 아래의 수학식 4는 수신 신호와 기지국이 전송한 신호 간의 상관관계를 이용함으로써 타이밍 동기화를 수행하는 알고리즘을 나타낸다.

[수학식 4]

수학식 4에서 s는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에 미리 약속된 신호 벡터이다. 수학식 4의 방식은 수학식 3에 비해 더 좋은 성능을 낳을 수 있으나, 슬라이딩 윈도우 방식으로 구현될 수 없어 복잡도가 높게 요구된다. 또한, 주파수 오프셋에 취약한 특징을 갖는다.

타이밍 동기화 방식의 설명에 이어서, 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 빔 스캐닝(beam scanning)이란 수신기의 수신 SINR을 최대화하는 빔의 방향을 찾는 송신기 및/또는 수신기의 동작을 의미한다. 예를 들어, 기지국은 단말에 데이터를 전송하기 전에 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.

도 4를 예로 들어 더 설명하면, 도 4에서는 하나의 기지국이 서비스하는 섹터를 8 개의 영역으로 나누어 도시한다. 이때, 기지국은 (A1+B1), (A2+B2), (A3+B3), (A4+B4) 영역에 각각 빔을 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 빔들을 구분이 가능하다. 이러한 조건에서, 빔 스캐닝 과정은 4가지 과정으로 구체화될 수 있다. 먼저, i) 기지국은 4개의 영역에 차례로 빔을 전송한다. ii) 단말은 수신 SINR 관점에서 빔들 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 결정한다. iii) 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백한다. iv) 기지국은 피드백된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다. 위의 빔 스캐닝 과정을 통해 단말은 수신 SINR이 최적화된 빔을 통해 하향링크 데이터를 수신할 수 있게 된다.

이하에서는 Zadoff-Chu 시퀀스에 대해 설명한다. Zadoff-Chu 시퀀스는 추(chu) 시퀀스 또는 ZC 시퀀스라 불리며, 아래의 수학식 5로 정의된다.

[수학식 5]

수학식 5에서 N은 시퀀스의 길이, r은 루트 값,

은 ZC 시퀀스의 n 번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스가 갖는 특징으로는, 먼저 모든 요소의 크기가 동일하다는 점을 들 수 있다(constant amplitude). 또한, ZC 시퀀스의 DFT 결과 또한 모든 요소에 대해 동일하게 나타난다.

다음으로, ZC 시퀀스와 ZC 시퀀스의 원형 시프팅(cyclic shifting)된 버전 은 수학식 6과 같은 상관관계를 갖는다.

[수학식 6]

수학식 6에서

는

를 i 만큼 원형 시프팅한 시퀀스이며, ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. 또한, ZC 시퀀스는 zero auto-correlation 특성 또한 가져, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation)특성을 갖는다고 표현하기도 한다.

ZC 시퀀스의 마지막 특징으로, 시퀀스의 길이 N과 서로소인 루트 값을 갖는 ZC 시퀀스들 간에는 아래의 수학식 7과 같은 상관관계를 갖는다.

[수학식 7]

수학식 7에서

는 N과 서로소이다. 예를 들어, N=111인 경우,

은 수학식 7을 항상 만족한다. 수학식 6의 자기 상관관계와는 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지는 않는다.

ZC 시퀀스에 이어 하다마드(Hadamard) 행렬을 설명한다. 하다마드 행렬은 아래의 수학식 8과 같이 정의된다.

[수학식 8]

수학식 8에서

는 행렬의 크기를 나타낸다. 하다마드 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상

을 만족하는 단위 행렬(unitary matrix)이다. 또한, 하다마드 행렬에서 모든 열(column)과 모든 행(row)끼리는 서로 직교한다. 일 예로, n=4인 경우 하다마드 행렬은 수학식 9와 같이 정의된다.

[수학식 9]

수학식 9로부터 각 열들끼리, 각 행들끼리 서로 직교함을 알 수 있다.

도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다. OVSF 코드는 하다마드 행렬을 기반으로 생성되는 코드이며, 특정한 규칙을 갖는다.

먼저, OVSF 코드에서 오른쪽으로 분기할 때(lower branch), 첫 번째 코드는 좌측의 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복하며, 두 번째 코드는 상위 코드를 1번 반복하고 반전하여 1번 반복함으로써 생성된다. 도 6은 OVSF 코드의 트리 구조(tree structure)를 나타낸다.

이러한 OVSF 코드는 코드 트리 상의 인접한 상위 코드와 하위 코드(child code) 간의 관계를 제외하고는 모두 직교성이 보장된다. 예를 들어, 도 6에서 [1 -1 1 -1] 코드는 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 모두 직교한다. 또한, OVSF 코드는 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수가 동일하다. 즉, 도 6에서 특정 코드의 길이와 해당 코드가 속한 분기(branch)에서의 총 개수가 동일함을 확인할 수 있다.

도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다. 도 7에서는 RACH(Random Access CHannel)에 대해 설명한다.

LTE 시스템의 경우, 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 단말들의 RACH 신호 파워는 동일해야 한다. 이를 위해, 기지국은 'preambleInitialReceivedTargetPower'라는 파라미터를 정의함으로써, SIB(System Information Block)2를 통해 해당 셀 내의 모든 단말에 파라미터를 방송한다. 단말은 기준 신호(reference signal)을 이용하여 경로 손실을 계산하며, 계산된 경로 손실과 'preambleInitialReceivedTargetPower' 파라미터를 아래의 수학식 10과 같이 이용함으로써 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.

[수학식 10]

수학식 10에서 P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.

수학식 10을 예로 들어 설명하면, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm 이고 기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm 이라고 가정한다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 단말이 배치된 상황을 가정한다.

먼저, 단말은 수신 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다. 아래의 표 3은 단말의 경로 손실과 그에 따른 송신 파워를 나타낸다.

표 3

단말	preambleInitialReceivedTargetPower	경로 손실	필요한송신파워	송신파워	추가 필요 파워
K1	-104dBm	60dB	-44dBm	-44dBm	0dBm
K2	-104dBm	110dB	6dBm	6dBm	0dBm
K3	-104dBm	130dB	26dBm	23dBm	3dBm

표 3에서 K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송해야 한다. 한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요 송신 파워는 6dBm이다. 그러나, K3단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm을 초과하게 된다. 이러한 경우, 단말은 최대 송신 파워인 23dBm으로 전송해야만 하며, 단말의 RACH 액세스 성공률은 3dB 열화된다.

2. 제안하는 랜덤 액세스 수행 방법

이하에서는 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템에서 수행되는 랜덤 액세스 과정(또는, RACH 과정)을 제안하며, 도 8 내지 도 10을 통해 제안하는 실시 예들을 구체적으로 설명한다.

제안하는 실시 예에 의하면, RACH 과정에서 발생하는 충돌(collision) 발생 확률을 줄이기 위하여, 반복 전송되는 RACH 신호를 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 이용하여 정의한다. 구체적으로 설명하면, 단말이 기지국으로 RACH 신호를 기결정된 반복 횟수만큼 반복하여 전송하는 경우, 단순히 동일한 시퀀스를 반복하여 전송하는 것이 아니라 시퀀스에 적용되는 스칼라 값을 달리할 수 있다. 이러한 스칼라 값은 시퀀스의 위상을 변경시키므로 '위상 패턴 벡터'로 정의하며, 복수의 위상 패턴 벡터를 하나의 위상 패턴 벡터 셋(set)으로 정의할 수 있다.

예를 들어, 두 단말이 RACH 과정에서 동일한 시퀀스를 선택하여 RACH 신호를 전송한다 하더라도, 두 단말이 서로 다른 위상 패턴 벡터를 선택한다면 두 단말 간에는 충돌 없이 RACH 과정이 수행된다. 이는, 기지국도 두 단말의 RACH 신호를 서로 간의 간섭 없이 구별해낼 수 있음을 의미한다. 이하에서는 제안하는 실시 예를 구체적으로 설명한다.

먼저, RACH 과정을 위한 위상 패턴 벡터 셋이 단말과 기지국 간에 공유된다. 위상 패턴 벡터 셋은 기지국에 의해 결정되고 단말로 전송되는 방식을 통해 단말과 기지국이 공유할 수 있다. 이와는 달리, 고정된 위상 패턴 벡터 셋이 정의되는 경우, 오프라인으로 미리 단말과 기지국이 하나의 위상 패턴 벡터 셋을 약속하여 사용할 수도 있다.

한편, 위상 패턴 벡터 셋은 동일한 반복 횟수에 대하여 서로 직교 또는 준직교하는 복수의 위상 패턴 벡터들로 구성된다. 예를 들어, 일 실시 예에 따른 위상 패턴 벡터 셋은 하다마드(Hadamard) 형태로 구현될 수 있으며, 수학식 8 및 수학식 9에서 설명한 하다마드 행렬의 각 행 또는 각 열들이 하나의 위상 패턴 벡터를 구성할 수 있다. 아래의 표 4에는 하다마드 형태로 구현되는 위상 패턴 벡터 셋의 예가 표시된다. 표 4에서, 벡터 크기가 4인 경우 서로 직교하는 4개의 벡터가 위상 패턴 벡터 셋을 구성하는 4개의 위상 패턴 벡터가 된다.

표 4

인덱스	위상 패턴 벡터
0	[1 1 1 1]
1	[1 -1 1 -1]
2	[1 1 -1 -1]
3	[1 -1 -1 1]

또 다른 실시 예에 의하면, 위상 패턴 벡터 셋은 DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로도 구현될 수 있다. 아래의 표 5는 DFT 형태로 구현된 위상 패턴 벡터 셋의 예를 도시한다.

표 5

인덱스	위상 패턴 벡터
0	[1 1 1 1]
1	[1 -1 1 -1]
2	[1 -j -1 j]
3	[1 j -1 -j]

이어서, 상술한 위상 패턴 벡터 셋을 이용하여 단말이 RACH 신호를 생성하는 과정을 설명한다. 단말은 위상 패턴 벡터 셋 중에서 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하며, 선택된 위상 패턴 벡터를 소정의 반복 횟수만큼 RACH 신호를 전송하는 과정에 적용한다. 구체적으로, 단말은 선택된 위상 패턴 벡터에 포함된 스칼라 값들을 동일한 시퀀스에 곱하여 반복 횟수만큼의 RACH 신호를 전송한다.

예를 들어 반복 횟수가 4이고, RACH 신호의 시퀀스로

가 선택되며, 표 4의 위상 패턴 벡터 셋에서 3번째 위상 패턴 벡터 [1 -1 -1 1]가 선택된 경우를 설명한다. 단말은 선택한 시퀀스에 선택한 위상 패턴 벡터를 적용하여 4번의 반복 횟수 동안 전송할 RACH 신호를 아래의 수학식 11과 같이 생성할 수 있다.

[수학식 11]

수학식 11에 의하면, 단말은 4번의 시간구간(예를 들어, OFDM 심볼) 동안 시퀀스

에 위상 패턴 벡터 [1 -1 -1 1]가 적용되어 생성된 총 4개의 RACH 신호를 기지국으로 전송한다. 위상 패턴 벡터의 각 요소(element)들은 앞서 설명한 바에 따라 시퀀스에 곱해지는 스칼라 값이 된다.

이어서, 기지국이 단말로부터 수신한 RACH 신호를 처리하는 과정에 대해 설명한다. 기지국은 수신된 RACH 신호의 파라미터들과 임의의 시퀀스 및 위상 패턴 벡터 조합 간의 상관관계를 계산하며, 계산된 상관관계 값이 최대가 되는 특정 시퀀스와 위상 패턴 벡터의 조합을 선택한다. 기지국은 선택된 시퀀스 및 위상 패턴 벡터를 단말이 RACH 과정에 사용한 시퀀스 및 위상 패턴 벡터로써 결정하게 된다.

기지국이 상관관계를 계산하는 과정은 아래의 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 12]

수학식 12에서

,

는 각각 상관관계 값이 최대가 되는 특정 위상 패턴 벡터와 시퀀스를 나타내며,

,

은 상관관계 값의 계산 대상이 되는 임의의 위상 패턴 벡터 및 시퀀스 각각의 인덱스를 나타내며,

은 기결정된 RACH 신호의 반복 횟수를 나타내며,

는

번째 위상 패턴 벡터의

번째 요소를 나타낸다. 또한, 수학식 12에서

는 수학식 3에서의 정의와 유사하게, 기지국의 수신 신호 벡터

의

번째부터

번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이며,

는 전체 시퀀스 셋 중에서

번째 시퀀스를 나타낸다.

결과적으로, 수학식 12는 기지국이 수신된 RACH 신호와 임의의 시퀀스

및 임의의 위상 패턴 벡터

(

) 간의 상관관계 값들을 계산하는 과정을 의미한다. 기지국은 수학식 12를 통해서 상관관계 값이 최대가 되는 시퀀스와 위상 패턴 벡터 조합

을 찾는다.

예를 들어 설명하면, 아래의 표 6은 3개의 단말들 UE 1, UE 2, UE 3이 선택한 시퀀스 및 위상 패턴 벡터를 나타낸다. 이때, RACH 신호의 반복 전송 횟수는 4이고 표 4의 위상 패턴 벡터 셋이 사용되는 경우를 나타낸다.

표 6

단말	시퀀스	위상 패턴 벡터
UE 1		[1 1 -1 -1] (인덱스 2)
UE 2		[1 -1 -1 1] (인덱스 3)
UE 3		[1 -1 -1 1] (인덱스 3)

표 6에서 3개의 단말들이 동일한 시간 및 주파수 자원을 통해 RACH 신호를 4번 반복하여 전송하는 경우를 생각해본다. 이때, 기지국은 수학식 12를 통해 각각의 단말로부터 수신한 RACH 신호의 상관관계 값들을 계산하며, 이하에서는 도 8을 통해 기지국의 상관관계 값 계산 과정을 설명한다. 도 8에서

는

로 정의되며,

는

로 정의되며,

는

번째 UE만 RACH 신호를 전송하고 나머지 UE들이 RACH 신호를 전송하지 않았을 때의 기지국의 수신 신호를 나타낸다. 만약 채널이 플랫(flat) 하며 시간에 따라 변하지 않고 잡음이 없는 경우,

관계가 성립한다. 설명의 편의를 위해 이러한 채널 상태를 가정하는 경우, 기지국이 계산한 상관관계 값들은 도 8과 같이 도시된다.

도 8에서 3번째 상관관계 값으로부터 UE 1이 전송한 RACH 신호(시퀀스 인덱스 0, 위상 패턴 벡터 인덱스 2)가 검출됨을 알 수 있으며, 도 8의 4번째 상관관계 값으로부터 UE 2가 전송한 RACH 신호(시퀀스 인덱스 0, 위상 패턴 벡터 인덱스 3)가 검출됨을 알 수 있으며, 도 8의 8번째 상관관계 값으로부터 UE 3이 전송한 RACH 신호(시퀀스 인덱스 1, 위상 패턴 벡터 인덱스 3)가 검출됨을 알 수 있다.

특히, UE 1과 UE 2는 동일한 시퀀스를 선택하였음에도 불구하고, 서로 다른 위상 패턴 벡터를 적용한 결과 기지국이 두 단말의 RACH 신호를 구별해낼 수 있게 된다. 따라서, 기지국은 시퀀스 자체가 상이한 경우의 RACH 신호들을 구별해낼 수 있는 것은 물론이고, 위상 패턴 벡터 인덱스가 상이한 경우에도 RACH 신호를 구별해낼 수 있게 된다.

한편, 도 8로부터 시퀀스 인덱스 0에 대응하는 4개의 상관관계 값들은 4개의 스칼라 값들

의 조합으로 표현됨을 알 수 있다. 즉, 기지국은 4개의 스칼라 값들에 대한 계산을 먼저 수행하고, 스칼라 값들에 위상 패턴 벡터를 적용함으로써 4개의 상관관계 값들을 쉽게 얻어낼 수 있다. 이때,

의 계산은 벡터와 벡터의 곱연산인 반면, 위상 패턴 벡터를 적용하는 과정은 간단한 부호의 변경이기 때문에, 위상 패턴 벡터의 적용으로 인한 복잡도는 상대적으로 매우 미미하다.

한편, 기지국은 이상에서와 같이 단말이 전송한 RACH 신호를 식별하면, 추정한 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 단말로 전송한다. 이때, 기지국이 추정한 시퀀스와 위상 패턴 벡터 인덱스는 RA-PID(Random Access Preamble ID)로 표현될 수 있으며, 동일한 시퀀스라 하더라도 위상 패턴 벡터 인덱스가 다르면 다른 RA-PID 가 된다. 기지국은 RA-PID를 RACH 응답 신호에 포함시켜 단말로 전송한다.

이때, RA-PID는 시퀀스와 위상 패턴 인덱스를 모두 표현하도록 정의되어야 한다. 예를 들어, 시퀀스 인덱스가 64이고 위상 패턴 벡터 인덱스가 1인 경우, RA-PID는 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 13]

기지국은 RA-PID가 포함된 RACH 응답 신호를 생성하여 단말로 전송함으로써, 단말의 RACH 신호가 수신되었음을 단말에 알리게 된다.

도 9는 일 실시 예에 따른 랜덤 액세스 수행 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 9는 이상에서 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하며, 이하의 도 9에 관련된 설명에서 구체적인 내용이 생략되더라도 이상에서 제안한 실시 예들이 동일 또는 유사하게 적용될 수 있다.

먼저, S910에서 기지국과 단말 간에 RACH 신호 전송을 위한 시퀀스 셋과 위상 패턴 벡터 셋이 공유된다. RACH 과정에서 어떠한 시퀀스 셋과 위상 패턴 벡터 셋을 사용할 것인지는 기지국이 결정한 뒤 단말에 알려주는 방식으로 이루어질 수도 있으며, 미리 특정 시퀀스 셋과 위상 패턴 벡터 셋이 약속되는 형태로 단말과 기지국 간에 공유될 수도 있다.

단말은 RACH 과정에서 사용할 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 RACH 신호 반복 전송 횟수에 따라 선택한다(S920). RACH 신호의 반복 전송 횟수가 결정되는 과정은 도 10에서 구체적으로 설명한다. 예를 들어 반복 전송 횟수가 4인 경우, 4에 대응하는 위상 패턴 벡터 셋 중 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하며, 시퀀스 셋 중에서 어느 하나의 시퀀스를 선택한다.

이어서, 단말은 선택된 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 적용하여 생성된 RACH 신호를 기지국으로 전송한다(S930). 단말이 전송하는 RACH 신호는 기결정된 반복 횟수만큼의 시간구간 동안 기지국으로 전송되며, S920에서 선택한 시퀀스에 S920에서 선택한 위상 패턴 벡터의 각 요소들이 곱해져서 생성될 수 있다.

한편, 기지국은 단말이 전송한 RACH 신호의 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 추정한다(S940). 즉, 기지국은 수신된 RACH 신호와 임의의 시퀀스 및 위상 패턴 벡터 조합 간의 상관관계 값을 계산하는 과정을 통해 단말이 RACH 신호의 전송에 적용한 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 계산한다. 이러한 과정은 수학식 12에 따라 상관관계 값이 최대가 되는 시퀀스 및 위상 패턴 벡터를 선택하는 과정으로 이해될 수 있다.

이어서, 기지국은 단말이 사용한 것으로 추정되는 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 단말로 전송한다(S950). RACH 응답 신호는 추정된 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 나타내는 RA-PID를 포함하여 전송될 수 있다. RACH 응답 신호를 수신한 단말은 기지국이 추정한 시퀀스와 위상 패턴 벡터가 자신이 RACH 신호에 적용한 시퀀스 및 위상 패턴 벡터와 일치하는지 확인함으로써, RACH 과정이 성공적으로 수행되었는지를 확인한다(S960).

이상에서 제안한 실시 예들에 의하면, 단말들이 동일한 시퀀스를 선택하여 RACH 과정을 수행하더라도, 위상 패턴 벡터가 다른 경우 기지국이 이를 간섭 없이 구분해낼 수 있게 된다. 단순히 시퀀스의 수를 늘림으로써 단말들 간의 RACH 과정의 충돌을 해소할 수도 있지만, 시퀀스의 수를 늘리는 것은 아래와 같은 문제점이 있다. 첫째로, 시퀀스의 수를 늘릴수록 시퀀스 간의 상관관계가 커져서 시퀀스 간의 간섭이 커진다. 시퀀스의 간섭이 커진다는 것은 기지국의 시퀀스 추정 성능을 열화시키는 문제를 낳을 수 있다. 둘째로, LTE/LTE-A에서는 SIB(System Information Block)를 통해 각 셀에서 사용할 수 있는 시퀀스를 단말에게 알려준다. 시퀀스의 수가 증가하게 되면 이러한 SIB의 시그널링 정보 자체를 수정해야 하기 때문에 하위 호환성(backward compatibility) 관점에서 문제가 발생할 수 있다. 또한, 각 셀 끼리의 RACH 신호 간섭을 최소화하기 위해 기정의된 시퀀스 테이블을 모두 수정해야 하며, 레거시 단말을 지원하기 위해서는 기존의 시퀀스 테이블 또한 보유해야 하는 문제가 발생한다.

반면에, 제안하는 실시 예에 의하면 기존의 시퀀스 셋을 그대로 활용하면서 새로운 위상 패턴 벡터만을 추가적으로 도입한다. 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 활용함으로써 단말이 선택할 수 있는 RACH 신호의 수는 (시퀀스 셋의 크기 X 위상 패턴 벡터 셋의 크기)가 된다. RACH 신호의 수가 증가함에 따라 기지국의 추정 과정의 복잡도가 상승하는 면이 있으나, 위상 패턴 벡터를 계산하는 과정은 앞서 설명했듯이 단순한 스칼라 연산 과정이기 때문에, 그 복잡도 상승은 상대적으로 무시할 수 있을 만큼이라는 장점이 있다.

도 10은 제안하는 또 다른 실시 예에 따른 반복 횟수 결정 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 10에서는 앞서 제안한 실시 예와 관련하여, RACH 신호의 반복 전송 횟수가 결정되는 과정을 설명한다.

먼저, 기지국은 RACH 신호의 전송을 위한 기본 반복 횟수 및 최대 반복 횟수를 단말로 전송한다(S1010). 기본 반복 횟수 또는 최대 반복 횟수가 단말이 실제로 RACH 신호의 전송에 적용할 반복 횟수로 선택된다.

한편, 단말은 RACH 과정에 앞서 수행된 동기화 과정과 빔 스캐닝 과정을 통해 경로 손실(path loss)을 계산한다(S1020). 이어서, 단말은 계산된 경로 손실에 기초하여 기지국의 RACH 수신 파워와 단말의 RACH 송신 파워를 결정한다(S1030). 이때, RACH 수신 파워는 단말이 전송한 RACH 신호가 기지국에 도달할 때에 예상되는 수신 파워를 의미하며, 단말은 RACH 수신 파워에 맞추어 자신의 RACH 송신 파워를 결정하게 된다. 이러한 과정은 앞서 도 7 및 수학식 10에서 이미 설명한 바 있어 구체적 내용은 생략한다.

이어서, 단말은 결정된 RACH 송신 파워를 단말의 최대 송신 파워와 비교함으로써(S1030), 최종 반복 횟수를 결정한다(S1040). 결정된 RACH 송신 파워가 단말의 최대 송신 파워보다 작은 경우, 단말은 S1010에서 수신한 기본 반복 횟수를 RACH 반복 전송 횟수로 결정한다. 반면에, 결정된 RACH 송신 파워가 단말의 최대 송신 파워보다 큰 경우, 단말은 S1010에서 수신한 최대 반복 횟수를 RACH 반복 전송 횟수로 결정한다. 후자의 경우, 단말은 RACH 송신 파워와 단말의 최대 송신 파워 간의 차이 또는 비를 이용하여 최대 반복 횟수보다 작은 임의의 수를 RACH 반복 횟수로 결정할 수도 있다.

RACH 신호의 기본 반복 횟수가 4이고 최대 반복 횟수가 16인 경우를 예로 들어 설명한다. 먼저, 단말은 경로 손실을 산출하고 기지국의 RACH 수신 파워로부터 단말의 RACH 송신 파워를 결정한다. 표 3을 예로 들면, 단말 K1, K2의 경우 필요한 송신 파워가 단말의 최대 송신 파워(23dB)보다 작으므로 RACH 반복 횟수는 4가 된다. 한편, 단말 K3의 경우 필요한 송신 파워가 최대 송신 파워보다 3dB 크기 때문에 단말의 RACH 성공률이 그만큼 열화된다. 이 경우, 단말은 반복 횟수를 4가 아닌 최대 반복 횟수 16으로 결정한다. 이 경우, 단말 K3는 6dB만큼의 추가 파워 이득을 얻을 수 있으며, 다른 단말들 보다 개선된 RACH 성공 확률을 얻을 수 있다. 또는, 단말 K3는 필요한 송신 파워와 최대 송신 파워의 차 또는 비를 바탕으로, 반복 횟수를 최대 반복 횟수보다 작은 8로 결정할 수도 있다.

3. 장치 구성

도 11은 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 11에서 단말(100) 및 기지국(200)은 각각 무선 주파수(RF) 유닛(110, 210), 프로세서(120, 220) 및 메모리(130, 230)를 포함할 수 있다. 도 11에서는 단말(100)와 기지국(200) 간의 1:1 통신 환경만을 도시하였으나, 다수의 단말과 다수의 기지국 간에도 통신 환경이 구축될 수 있다. 또한, 도 11에 도시된 기지국(200)은 매크로 셀 기지국과 스몰 셀 기지국에 모두 적용될 수 있다.

각 RF 유닛(110, 210)은 각각 송신부(112, 212) 및 수신부(114, 214)를 포함할 수 있다. 단말(100)의 송신부(112) 및 수신부(114)는 기지국(200) 및 다른 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(120)는 송신부(112) 및 수신부(114)와 기능적으로 연결되어 송신부(112) 및 수신부(114)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(120)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(112)로 전송하며, 수신부(114)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행한다.

필요한 경우 프로세서(120)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(130)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 단말(100)은 이상에서 설명한 본 발명의 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.

기지국(200)의 송신부(212) 및 수신부(214)는 다른 기지국 및 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(220)는 송신부(212) 및 수신부(214)와 기능적으로 연결되어 송신부(212) 및 수신부(214)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(220)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(212)로 전송하며 수신부(214)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행할 수 있다. 필요한 경우 프로세서(220)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(230)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 기지국(200)은 앞서 설명한 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.

단말(100) 및 기지국(200) 각각의 프로세서(120, 220)는 각각 단말(100) 및 기지국(200)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(120, 220)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리(130, 230)들과 연결될 수 있다. 메모리(130, 230)는 프로세서(120, 220)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.

본 발명의 프로세서(120, 220)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(120, 220)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(120, 220)에 구비될 수 있다.

한편, 상술한 방법은, 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성 가능하고, 컴퓨터 판독 가능 매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 상술한 방법에서 사용된 데이터의 구조는 컴퓨터 판독 가능 매체에 여러 수단을 통하여 기록될 수 있다. 본 발명의 다양한 방법들을 수행하기 위한 실행 가능한 컴퓨터 코드를 포함하는 저장 디바이스를 설명하기 위해 사용될 수 있는 프로그램 저장 디바이스들은, 반송파(carrier waves)나 신호들과 같이 일시적인 대상들은 포함하는 것으로 이해되지는 않아야 한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, DVD 등)와 같은 저장 매체를 포함한다.

본원 발명의 실시 예 들과 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

상술한 바와 같은 랜덤 액세스 수행 방법은 3GPP LTE, LTE-A 시스템뿐 아니라, 그 외에도 IEEE 802.16x, 802.11x 시스템을 포함하는 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

Claims

mmWave 대역을 이용하는 무선 통신 시스템에서 단말이 랜덤 액세스를 수행하는 방법 있어서,

랜덤 액세스 과정에서 사용될 시퀀스 셋에 대한 정보 및 위상 패턴 벡터 셋에 대한 정보를 획득하는 단계;

상기 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터 중에서, RACH(Random Access Channel) 신호의 반복 전송 횟수에 대응하는 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하는 단계;

상기 시퀀스 셋에 포함된 복수의 시퀀스 중에서 선택된 어느 하나의 시퀀스와 상기 선택된 위상 패턴 벡터를 이용하여 생성된 RACH 신호를 상기 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간동안 기지국으로 전송하는 단계; 및

상기 기지국으로부터 추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 수신하는 단계를 포함하는, 랜덤 액세스 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 RACH 신호는 상기 선택된 위상 패턴 벡터를 구성하는 요소들을 상기 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간 각각에서 상기 선택된 시퀀스에 곱하여 생성되는 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 상기 복수의 위상 패턴 벡터들은 서로 직교 또는 준직교하며, 상기 위상 패턴 벡터 셋은 하다마드(Hadamard) 형태 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로 구현되는 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 추정된 시퀀스와 상기 추정된 위상 패턴 벡터는 상기 단말이 전송한 RACH 신호와의 상관관계 값이 최대가 되는 시퀀스 및 위상 패턴 벡터인 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 RACH 응답 신호에 포함되고 상기 추정된 시퀀스 및 상기 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RA-PID(Random Access Preamble ID)는 복수의 비트로 표현되는 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 반복 전송 횟수는 경로 손실에 따라 결정된 RACH 송신 파워를 상기 단말의 최대 송신 파워와 비교함으로써 결정되는 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
제6항에 있어서,

상기 RACH 송신 파워가 상기 최대 송신 파워보다 작은 경우, 상기 반복 전송 횟수는 상기 기지국으로부터 수신한 기본 반복 횟수로 결정되며,

상기 RACH 송신 파워가 상기 최대 송신 파워보다 큰 경우, 상기 반복 전송 횟수는 상기 기지국으로부터 수신한 최대 반복 횟수로 결정되는 것인, 랜덤 액세스 수행 방법.
mmWave 대역을 이용하는 무선 통신 시스템에서 랜덤 액세스를 수행하는 단말에 있어서,

송신부;

수신부; 및

상기 송신부 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,

상기 프로세서는,

랜덤 액세스 과정에서 사용될 시퀀스 셋에 대한 정보 및 위상 패턴 벡터 셋에 대한 정보를 획득하고,

상기 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 복수의 위상 패턴 벡터 중에서, RACH(Random Access Channel) 신호의 반복 전송 횟수에 대응하는 어느 하나의 위상 패턴 벡터를 선택하고,

상기 시퀀스 셋에 포함된 복수의 시퀀스 중에서 선택된 어느 하나의 시퀀스와 상기 선택된 위상 패턴 벡터를 이용하여 생성된 RACH 신호를 상기 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간동안 기지국으로 전송하도록 상기 송신부를 제어하며,

상기 기지국으로부터 추정된 시퀀스와 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RACH 응답 신호를 수신하도록 상기 수신부를 제어하는 것인, 단말.
제8항에 있어서,

상기 RACH 신호는 상기 선택된 위상 패턴 벡터를 구성하는 요소들을 상기 반복 전송 횟수 만큼의 시간 구간 각각에서 상기 선택된 시퀀스에 곱하여 생성되는 것인, 단말.
제8항에 있어서,

상기 위상 패턴 벡터 셋에 포함된 상기 복수의 위상 패턴 벡터들은 서로 직교 또는 준직교하며, 상기 위상 패턴 벡터 셋은 하다마드(Hadamard) 형태 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로 구현되는 것인, 단말.
제8항에 있어서,

상기 추정된 시퀀스와 상기 추정된 위상 패턴 벡터는 상기 단말이 전송한 RACH 신호와의 상관관계 값이 최대가 되는 시퀀스 및 위상 패턴 벡터인 것인, 단말.
제8항에 있어서,

상기 RACH 응답 신호에 포함되고 상기 추정된 시퀀스 및 상기 추정된 위상 패턴 벡터를 나타내는 RA-PID(Random Access Preamble ID)는 복수의 비트로 표현되는 것인, 단말.
제8항에 있어서,

상기 반복 전송 횟수는 경로 손실에 따라 결정된 RACH 송신 파워를 상기 단말의 최대 송신 파워와 비교함으로써 결정되는 것인, 단말.
제13항에 있어서,

상기 RACH 송신 파워가 상기 최대 송신 파워보다 작은 경우, 상기 반복 전송 횟수는 상기 기지국으로부터 수신한 기본 반복 횟수로 결정되며,

상기 RACH 송신 파워가 상기 최대 송신 파워보다 큰 경우, 상기 반복 전송 횟수는 상기 기지국으로부터 수신한 최대 반복 횟수로 결정되는 것인, 단말.