JP2005518745A

JP2005518745A - 増幅器のインピーダンスを動的に補償する電流変調器

Info

Publication number: JP2005518745A
Application number: JP2003572167A
Authority: JP
Inventors: キャムプ、ウィリアム; ハジクリストス、アリストテレ; ペルケ、デーヴィッド
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 2002-02-21
Filing date: 2003-01-21
Publication date: 2005-06-23
Also published as: KR20040085217A; AU2003205260A1; CN1636315B; EP1476941A2; CN1636315A; WO2003073603A3; US6566944B1; AU2003205260A8; EP1476941B1; WO2003073603A2

Abstract

振幅変調回路は、可能性として変調された電圧（ＶＰＡ）と組み合わせられた変調された供給電流（ＩＰＡ）を無線周波数電力増幅器（４８）に提供するとともに、ここでは該増幅器のＡＭ変調インピーダンスとして説明されている、変調された供給電流（ＩＰＡ）とその電圧（ＶＰＡ）の比の変化に応答する検出回路（６６）を含む。このようなインピーダンス（抵抗）の変化は、電力増幅器（４８）によって駆動されるアンテナアセンブリ（５４）の結合特性を変化させることに起因して発生する。利得制御回路は検出回路（６６）に付随して該回路に応答するので、ＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して変調利得制御の調整を可能にすることができる。

Description

本発明は、一般に電力増幅器の電流変調（current modulation）に関し、より詳細には、電力増幅器の抵抗の変化を推測感知（inferentially sensing）することに関する。

無線通信システムで使用される無線周波送信信号を発生する各種の手法が存在する。これらの各種方法には、それぞれ利点と欠点が伴うが、無線通信装置に関して非常に重要な検討事項の１つは、相対的に良好な動作効率（operation efficiency）の必要性である。動作効率は、一般に移動通信装置のバッテリ寿命の重要な要因である。電力増幅器の効率は動作効率全体の主要な要因である。何故ならば、無線周波（ＲＦ）送信信号を発生するために使用される電力増幅器回路が、このような装置において最も多く電力を消費するからである。

電力増幅器の効率を上げるために使用される１つの技術は、所望の送信データを表す位相と振幅の変調情報が振幅変調信号と位相変調信号に分離されているポーラ変調を含む。位相変調信号は、電力増幅器の増幅入力に印加される包絡線が一定の信号として発生する。電力増幅器は、飽和モードで動作する。飽和モードは動作効率に対してかなりの利得をもたらすが、可変振幅の入力信号の線形振幅を抑止する。電力増幅器からの出力信号を線形の振幅変調するためには、所望の振幅変調情報のとおり電力増幅器の供給電圧または供給電流を変調する。これによって位相と振幅の変調情報をもつた時間的に変化するＲＦ出力信号が増幅器から発生する。

供給電圧の変調は比較的簡単であり、振幅変調制御信号（a controlling amplitude modulation signal）に応答して増幅器の供給電圧を変調する電圧変調器の使用を含む。比較的簡単であるが、たとえば、トランジスタのターンオン電圧のオフセットのため電力増幅器が非線形になる場合は、供給電圧の変調が望ましくないことがある。

供給電流の変調は優れた線形性を提供するが、それに付随する課題を解消しなければそうはならない。たとえば、電力増幅器には低周波の「ＡＭ変調インピーダンス（AM modulation impedance）」があるが、これは公称動作範囲内で変動する電力増幅器の動作電圧をもたらす供給電流の変調のことである。しかし、変調された供給電流から見た実際の増幅器のインピーダンス（抵抗）は、その増幅器のＲＦ出力インピーダンス結合の関数として変化する。したがって、送信アンテナの結合特性が変化すると、変調された供給電流から生じた動作電圧は動的に変化することができる。増幅器の影響を受けたＡＭ変調インピーダンスが増大すると、増幅器の動作電圧は、それ以上になるとＲＦ出力信号がクリップされる供給限界まで上昇する。このようなクリッピングは、隣接チャネル信号の妨害を大きくし通信のビット誤り率を高くすることを含む多くの望ましくない効果の原因となる潜在的に重要な非線形性をもたらす。

電流変調を採用するいくつかの従来システムも電力増幅器インピーダンスの変化を補償することを試みているが、既存の方法は、伝送線路カプラのようなＲＦ出力信号の電力を検出する損失型（dissipative）感知素子の使用に依存している。これらの既存の方法は送信信号の電力を浪費するので、動作効率が損なわれる。

（発明の要約）
本発明は、電力増幅器に対して振幅変調された供給電流を与えることに関連して変化する電力増幅器のインピーダンスを動的に補償する方法と装置を提供する。この動的な補償は、たとえば、送信アンテナの結合の変化に関連する電力増幅器の変化から生じる電力増幅器の直流抵抗の変化を推測感知することに基づいている。電力増幅器の出力インピーダンスのような電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化は、電力増幅器の動作電圧と、電力増幅器に供給される変調された供給電流と固定的比例関係に維持される基準電流とから推測される。この方法は、電力増幅器のインピーダンスの変化を正確に感知するが、電力増幅器の電流供給経路またはＲＦ出力信号経路のいずれかで、方向性結合器（directional coupler）のような損失型構成要素の使用を必要としない。

本発明のいくつかの実施例による電流変調器は、電力増幅器インピーダンスを推測感知して、振幅変調信号と、変調されて発生した供給電流との間の、振幅変調利得全体を一定に維持する、スケーリングされた基準電流を発生する場合に使用される制御利得を、動的に調整する。この方法を使うと、変調利得は、ＰＡ抵抗が変化する比較的広い範囲にわたって維持されうる。これらの実施例で使用される典型的な方法は、推測感知されたＰＡ抵抗に応答して、利得制御抵抗を変調制御フィードバックループの中で変化させることを含む。

代替的には、利得制御を使用し、変化するＰＡ抵抗を変化させることに対応して利得を変化させ、被変長供給電流をクリップすることを回避してもよい。つまり、ＰＡ抵抗が増加するにつれて、変調利得を低下させて、電力増幅器の動作電圧を電流変調器の電圧限界まで駆動することを回避してもよい。利得制御には、可変抵抗の使用を含めてもよいし、あるいは、電流変調器を駆動する変調信号の調整に推測感知されたＰＡ抵抗の使用を含めてもよい。このような調整は、アナログ領域またはデジタル領域、あるいは、両方の領域で実行されうる。

更に他の実施例における整合回路網インピーダンスは、推測感知されたＰＡ抵抗に応答して調整され、送信アンテナの結合の変化を補償する。これらの構成における電力増幅器からのＲＦ出力信号は、インピーダンスの範囲にわたってインピーダンス整合を維持するために調整可能な可変整合回路網を介して送信アンテナに結合する。ＲＦ出力と送信アンテナとの間のインピーダンス整合を維持することにより、反射されるＲＦ電力は、公称電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の値に維持され、変調された供給電流を与える電流変調器は、電力増幅器の供給入力を調べて本質的に一定のＰＡ抵抗を「知る」。

（発明の詳細な説明）
図１は、従来の電流変調器を採用した無線通信装置１０を示している。装置１０は、送受信機１２、デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）１４、電流変調器１６、電力増幅器１８、ＲＦ出力整合回路網２０、受信フィルタ２２およびアンテナアセンブリ２４を含む。動作する場合、送受信機１２は、ＤＳＰ１４から受信した送信データに基づいて包絡線が一定な位相変調された入力信号を電力増幅器１８に与える。さらにＤＳＰ１４は、変調器１６を駆動する振幅変調信号を発生する。次に変調器１６は変調された供給電流Ｉ_ＰＡを発生するが、この電流は電力増幅器１８に対する入力供給電流の役目をする。電力増幅器の出力インピーダンスに注入された変調された供給電流が電力増幅器１８からのＲＦ出力信号の中で振幅変調を発生するように、電力増幅器１８は飽和モードで動作する。したがって、ＲＦ信号は所望の送信データに対応する位相変調および振幅変調の情報を含む。

図２は、電力増幅器１８の単純化した表現と関連して変調器１６を示している。この図における電力増幅器１８は、変調器１６の観点から可変負荷インピーダンスＺ_ＰＡとして表されている。Ｚ_ＰＡの変化は、アンテナアセンブリ２４に対する結合環境の変化によって起きる。つまり、アンテナから放射される信号は、アンテナアセンブリ２４に対する外部物体の性質と近接性にそれぞれ異なる方法で依存して、周囲環境に結合される。アンテナアセンブリ２４の実効インピーダンスが変化すると、出力整合回路網２０とアンテナアセンブリ２４の間のインピーダンス整合も変化する。当業者は容易に理解できるように、整合回路網２０とアンテナアセンブリ２４の間のインピーダンスの不整合によって、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の変化が生じる。これは、変調器１６から見ると電力増幅器１８の出力インピーダンスが効率的に変化していることになる。

インピーダンスが変化すると、所定の大きさの、変調された供給電流に対して電力増幅器１８の供給入力で各種動作電圧が生じる。つまり、出力インピーダンスが変化して電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスが増加あるいは減少するに従って、変調された供給電流によって異なる動作電圧が生じる。この現象の１つの結果は、電力増幅器のインピーダンスが大きくなりすぎて、電力増幅器１６を駆動する変調された供給電流の瞬時値が変調器１６の電圧限界を超える電圧になる場合、電力増幅器１８からの出力信号の電圧がクリップされうるということである。たとえば、変調器１６がバッテリまたは装置１０の中の他の電源から変調された供給電流を取り出すと、その電圧源の大きさは、変調器１６が変調された供給電流を注入（drive）することができる電圧に制限することによって、電力増幅器１８の動作電圧を制限する。

図３Ａと図３Ｂは、電圧がクリップされる現象の結果を示している。図３において、整合回路網２０とアンテナアセンブリ２４の間のインピーダンス整合が許容限度内であると想定すると、公称値Ｒ_ＯＵＴ１に等しい実効直流抵抗が電力増幅器１８に与えられる。振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮの尖頭値振幅はＡ４であり、変調器１６は、所定の変調利得に基づいて尖頭値振幅Ａ２の変調された供給電流を発生する。電力増幅器１６の供給入力に変調された供給電流が注入されると、Ｒ_ＯＵＴ１の値に依存して決まる尖頭値振幅の大きさがＡ３の動作電圧Ｖ_ＰＡが発生する。Ｒ_ＯＵＴ１は公称値であるから、動作電圧Ｖ_ＰＡは電圧限界値の範囲内にある。

図３Ｂにおいて、アンテナアセンブリ２４に対して結合する外部信号の変化に起因するインピーダンス不整合のため、電力増幅器１８の直流抵抗はＲ_ＯＵＴ１からＲ_ＯＵＴ２に増大する。変調された供給電流がＲ_ＯＵＴ２に注入する結果として生じる動作電圧Ｖ_ＰＡは動作限界を超過するので、出力電圧は電圧限界の位置でクリップされる。したがって、尖頭値振幅Ａ４を駆動するのではなく、出力信号は振幅Ａ３でクリップされる。このクリッピングにより出力信号の中に歪みが生じると、隣接チャネル妨害を増大させると共に受信システムにおけるビット誤り率を増大させる。

図４、５は、電力増幅器の電流変調と関連するインピーダンス不整合の課題に対する従来の方法を示している。図４において、増幅器１８の出力は、アイソレータ２６を介してアンテナアセンブリ２４に結合される。アイソレータ２６は、３ポート回路網として機能し、インピーダンス不整合に起因する反射電力を電力増幅器１８の出力に戻すのではなく、負荷Ｒ_Ｉに対して転送することにより、電力増幅器１８をアンテナアセンブリ２４のインピーダンスの変化から遮蔽する。この方法は、変調器１６の観点から出力インピーダンスが一定であると疑似するという意味では効果的であるが、実際の出力インピーダンスの不整合が依然として存在するということでは非効率であり、負荷抵抗器Ｒ_Ｉにおいて放散中の反射エネルギに関連してかなりの潜在的電力消費となる。

図５に示す方法も、変調された供給電流経路または電力増幅器１８の出力信号経路のいずれかの中に損失型素子（dissipative element）があることに関連する非効率を欠点として持っている。ここで方向性結合器２８、３０は、ＡＭ検出ダイオード３１Ａ、３１Ｂと組み合わされて基本波順方向電力と基本波反射電力をそれぞれ検出する。これらの２つの電力の差を感知することにより、制御システムは電力増幅器１８の利得を変えるか、あるいは、それ以外の場合、ＲＦ入力信号を補償して、電力増幅器の出力インピーダンスの変化に関連する課題を回避する。この場合も、このような補償は、電力増幅器の出力インピーダンスを感知することに関連して生じるかなりの潜在的電力消費を併なって行われる。

図６は、変調された供給電流経路または電力増幅器１８の出力信号経路のいずれかの中に損失型素子を配置することを回避する手法を使用して、（たとえば、直流抵抗を推測感知して）電力増幅器の出力インピーダンスを推測感知する典型的な方法を示している。推測感知は、当面の応用に好適な周波数を感知するのに必要なように、帯域幅を調整し得る。たとえば、結果として得られた電力増幅器４８の動作電圧が電流変調器４２からの変調された供給電流の大きさと共に変化すると、電力増幅器４８の外見上のインピーダンス（apparent impedance）も変化する。したがって、推測感知は、変化するアンテナアセンブリ５４の結合特性に起因して生じる比較的低速のインピーダンス変化だけでなく、振幅変調周波数で迅速に変化する増幅器のインピーダンスに応答して実行される。

この図の典型的な無線通信装置４０は、本発明にしたがって構成された電流変調器４２を含む。この実施例における電流変調器４２は、変調制御回路６０、出力回路６２、基準回路６４、検出回路６６およびオプションとして補償コントローラ６８を含む。電流変調器４２のほかに、装置４０は送受信機４４、ベースバンドプロセッサ４６、電力増幅器４８、整合回路網５０、受信フィルタ５２およびアンテナアセンブリ５４を含む。

動作する場合、電流変調器４２の出力回路６２は、所望の変調利得の振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮに応答して電力増幅器４８の供給入力に変調された供給電流を与える。ベースバンドプロセッサ４６は、従来の装置１０に示す振幅変調信号と同様なＡＭ＿ＩＮを発生できるかもしれないし、発生できないかもしれない。いずれにしても、変調制御回路６０は振幅変調信号に直線的に応答して変調制御信号を発生させ、この変調制御信号は、基準回路６４で発生する基準電流と、出力回路６２で発生する変調された供給電流の発生を促進する。

基準回路６４は、変調された供給電流に比例する基準電流を発生するとともに、基準制御素子（後で示す）を含み、これは検出回路６６によって発生する推測感知信号に応答して、基準電流を、変調された供給電流に対する固定的比率に維持する。検出回路６６は、基準電流と、電力増幅器４８の動作電圧の関数としての推測感知信号とを発生する。したがって、推測感知信号は電力増幅器４８のＡＭ変調インピーダンスの関数として発生する。

各種実施例における電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの推測感知は、電力増幅器の変化するＡＭ変調インピーダンスを介して変調利得が維持されるように、とくに変調利得を有効にするために使用される。他の実施例における変調利得は、電力増幅器の変化するＡＭ変調インピーダンスを介して変更され、ＲＦ出力信号の電圧クリッピングを防止する。更に別の実施例における推測感知は、インピーダンス整合回路網を変化させるために使用されて、変化する条件を介して電力増幅器４８とアンテナアセンブリ５４の間のインピーダンス整合を維持する。この最後の方法は、アンテナアセンブリ５４のインピーダンス変化を効果的に相殺するが、ＲＦ電力を消費せずにこれを実行する。推測感知法の他の用途は、当業者には明らかであろう。事実、あらゆる場合に、電流変調器４２は、変調器の電流供給経路またはＲＦ出力信号経路のいずれかに損失型素子を追加することなく、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化を感知する能力を装置４０に付与する。

図７は、電流変調器４２の典型的な詳細を示しており、ここでは電力増幅器の変化する出力インピーダンスを介して一定な変調利得を維持するためにインピーダンスの推測感知が使用される。ここで、変調制御回路６０は差動増幅器７０、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１および基準回路６４の周囲で閉じているフィードバックループを含む。変調制御回路６０はトランジスタＱ１，Ｑ２のゲートを駆動する変調制御信号を発生させ、トランジスタＱ２は出力回路６２の出力トランジスタの役目をする。ここで注意すべきことは、Ｑ１とＱ２のゲートは、直列抵抗器Ｒ_Ｑ１とＲ_Ｑ２を介し変調制御信号によってそれぞれ駆動されることである。このように直列抵抗を配置すると、Ｑ１とＱ２の入力ゲート容量と組み合わされた直列抵抗のフィルタ効果に起因して、周波数が補償される。Ｒ_Ｑ１とＲ_Ｑ２の値は個別に調整され、所望の周波数応答を達成するか、またはＱ１とＱ２のゲートが共通直列抵抗器を介して駆動されるように、Ｒ_Ｑ１とＲ_Ｑ２を組み合わせて差動増幅器７０の出力の共通抵抗としてもよい。

振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮに直線的に応答して変調制御信号が発生することを保証するために、閉ループ制御が使用される。この実施例における変調制御回路６０は、基準回路６４を介して自回路のフィードバック制御ループを閉じる。より詳細には、差動増幅器７０のフィードバック電圧が基準回路６４の中の動作電圧Ｖ_ＲＥＦから取り出されると、差動増幅器７０は、入力振幅変調信号と基準回路６４からのフィードバック電圧の差に基づいて変調制御信号を発生する。差動増幅器７０のフィードバックループはＲ_ＦＢＩとＣ_ＦＢＩの並列結合を含んでおり、これによってフィードバックループの周波数応答の調整が可能になる。より詳細には、Ｃ_ＦＢＩを使用すると高い周波数で利得が低くなり、電力増幅器４８でインピーダンスの変化を推測感知するときの変化に関連した増幅器７０の制御応答の改善をもたらす。Ｒ_ＦＢＩとＣ_ＦＢＩの特定の値が電流変調器４２の所望の動作周波数に依存していること、各種増幅器の周波数応答が使用されることなど、を当業者は理解しているであろうことは勿論である。

後でより詳細に説明するとおり、基準回路６４は、Ｑ１とＱ２が同じ動作条件に維持されるように、Ｑ１のドレーンの基準動作電圧Ｖ_ＲＥＦを出力トランジスタＱ２のドレーン電圧に等しく維持する。この実施例におけるＱ２のドレーン電圧は、検出回路６６によって検出される電力増幅器４８の動作電圧Ｖ_ＰＡであることに注意されたい。したがって、Ｑ１のドレーンに印加される基準動作電圧Ｖ_ＲＥＦは動作電圧Ｖ_ＰＡに維持されるので、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答する。このように増幅器７０に印加されるフィードバック電圧は、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答する。したがって、この実施例における変調制御回路６０の制御利得は、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して変わり、振幅変調信号に関連する、変調された供給電流の変調利得は一定に維持される。

電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスを正確に推測する能力は、基準電流と変調された供給電流との間の固定的比例関係に依存する。つまり、電力増幅器４８の実際の動作電圧Ｖ_ＰＡが既知だとすると、基準電流Ｉ_ＰＡを変調された供給電流に関連づけるスケーリング因子が既知であるという条件のもとでは、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスが基準電流から推測される。たとえば、ｎ×ＡＲＥＡ_１のように、出力トランジスタＱ２のジオメトリはトランジスタＱ１に比例して正確にスケーリングされているので、Ｑ１がＱ２と同じ動作条件に維持されているとすれば、Ｑ１を通過する電流と、Ｑ２を通過する電流との間の比例関係は既知である。したがって、Ｑ１は、変調された供給電流に対して正確にスケーリングされた基準電流を発生する基準トランジスタの役目を果たしている。

ここでＱ１とＱ２のゲートは両方とも、増幅器７０からの変調制御信号によって駆動され、両トランジスタのソースは供給電圧Ｖ_ＤＤに対して共通に接続されている。したがって、Ｑ１のゲート・ソース間電圧はＱ２のそれに等しい。Ｑ１とＱ２のドレーン電圧が等しくなっていれば、Ｑ１とＱ２のソース・ドレーン間電圧は等しく、両トランジスタＱ１，Ｑ２の動作条件は同じである。基準動作電圧Ｖ_ＲＥＦを電力増幅器の動作電圧Ｖ_ＰＡに等しく維持することは、Ｑ１の動作条件がＱ２と同じであることを保証する。次にＱ１とＱ２の動作条件を同じに維持することは、Ｑ１を通過する基準電流Ｉ_ＲＥＦと、Ｑ２を流れる変調された供給電流Ｉ_ＰＡとの間の比例関係は予想通りであることを保証する。

Ｑ２のドレーンは電力増幅器４８の動作電圧Ｖ_ＰＡであるか、さもなければＶ_ＰＡに依存しているから、Ｑ２のドレーン電圧は電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの関数として変わる。したがって、検出回路は、Ｖ_ＰＡの変化に応答してＱ３の両端の電圧降下を変化させることにより、基準回路６４の制御トランジスタＱ３を駆動してＱ１のドレーンをＶ_ＰＡに維持する。このように制御トランジスタＱ３は図６における考察で述べた基準制御要素として機能する。制御トランジスタＱ３は、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して、電圧制御抵抗として効果的に動作する。

Ｑ３の制御は、検出回路６６による閉ループ方式で維持され、検出回路６６は、動作電圧Ｖ_ＰＡに結合された感知入力と、Ｑ１のドレーンに結合されたフィードバック入力を有する差動増幅器７２を含む。したがって、増幅器７０はＱ３のゲートを駆動するために使用される推測感知信号を出力して、基準電流から見た抵抗を上下に変化させ、Ｑ１のドレーンを動作電圧Ｖ_ＰＡに維持する。したがって、変調された供給電流Ｉ_ＰＡの既知の一部分である基準電流Ｉ_ＲＥＦは、動作電圧Ｖ_ＰＡで可変抵抗Ｒ_ＲＥＦの中に注入される。このように、推測感知信号は、

に基づいて、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスを反映する。
ここでＲ_ＲＥＦ＝Ｒ（Ｑ３）＋Ｒ_ＮＯＭ、Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＰＡ／ｎであり、変調制御回路６０のフィードバック電圧＝Ｖ_ＰＡ−Ｉ_ＲＥＦ×Ｒ（Ｑ３）である。

図７の電流変調器４２はＡＭ変調インピーダンスを推測感知することの利点を提供しているが、電力増幅器４８とアンテナアセンブリ５４との間の過大なインピーダンス不整合に起因する電圧クリッピングの防止に対する用意をしていない。図８は、図７に示す電流変調器と多くの点で似ている電流変調器４２を示しているが、電圧クリッピング制御が追加されている。ここで変調制御回路６０の制御ループは基準回路６４の周囲で閉じられていないが、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して変調制御回路６０の制御利得を変えるように動作する補償制御回路７８を介して閉じられている。より詳細には、電力増幅器４８の実効直流抵抗が、電力増幅器のＲＦ＿ＯＵＴ信号の電圧クリッピングが発生する点まで増大すると、検出回路６６と補償コントローラ６８は協調動作して電流変調器４２の変調利得を調整し、このようなクリッピングを回避する。

この実施例におけるトランジスタＱ１は、トランジスタＱ２に対して同じスケーリング関係を有しているが、ここでは第２のスケーリングされたトランジスタＱ４が基準トランジスタとして基準回路６４の中に含まれている。トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ４のゲートは変調制御信号によって駆動され、Ｑ１は離散的ステップで変化できる補償コントローラ６８の負荷に変調された電流を注入し、補償コントローラ６８によって与えられる負荷に電流変調器４２の変調利得を効果的に依存させる。Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４のゲート入力は、前に説明したように、周波数補償用として直列補償抵抗器Ｒ_Ｑ１、Ｒ_Ｑ２、Ｒ_Ｑ４をそれぞれ含む。この場合も、図示のように個別のゲート抵抗器を使用してもよいし、あるいは、１つの直列抵抗器を増幅器７０の出力で使用し、すべてのゲートをその１つの抵抗器の出力に共通に接続してもよい。

基準トランジスタＱ４がトランジスタＱ５に基準電流Ｉ_ＲＥＦを注入すると、ここでトランジスタＱ５は、検出回路６６からの推測感知信号に応答し基準制御素子として動作する。検出回路６６からの推測感知信号に応答するＱ５の動作は、基準トランジスタＱ４のドレーンにおける基準動作電圧Ｖ_ＲＥＦをＱ２のドレーンに現れる動作電圧に維持する。したがって、基準動作電圧Ｖ_ＲＥＦは電力増幅器の動作電圧Ｖ_ＰＡに従う。ここでＱ２のドレーン電圧は、電力増幅器４８の動作電圧Ｖ_ＰＡに等しい。したがって、図７の回路と同様、Ｑ４を通過する基準電流Ｉ_ＲＥＦは既知の比例関係で、出力回路６２の出力トランジスタＱ２から流出する変調された供給電流Ｉ_ＰＡに維持される。

検出回路６６は、Ｑ５を上記考察と同様な電圧制御抵抗として動作させる差動増幅器７２を含み、更に電流源７６と第２のトランジスタＱ６を含む。電流源７６は固定電流Ｉ_Ｌを発生する。補償コントローラ６８の入力インピーダンスは高インピーダンスなのであるから、本質的にすべての電流Ｉ_ＬはトランジスタＱ６に流れ込む。したがって、補償制御信号として機能する電圧Ｖ_Ｌは、Ｑ６のドレーン・ソース間抵抗の関数である。Ｑ６のゲートは、基準回路６４を制御するために使用される推測感知信号によって駆動されるのであるから、Ｑ６の抵抗と電圧Ｖ_Ｌは、共に電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの関数として変化する。

補償コントローラ６８の中のピーク検出・レベル設定（peak-detect-and-level-set）回路（利得制御回路）７４は検出回路６６からの補償制御信号（Ｖ_Ｌ）に応答して電流変調器４２の変調利得を制御して電圧クリッピングを回避する。利得制御回路７４は、補償信号を発生してスイッチ７８を動作させることによって変調利得制御を実行し、負荷抵抗Ｒ１〜ＲＮの各種組み合わせが変調制御回路６０のフィードバックループに結合される。

換言すると、この実施例における利得コントローラ７４は、検出した電圧のピークを、スイッチ７８を動作させる２進数のコード語に翻訳して、電圧のクリッピングを回避する。利得コントローラ７４のこの動作は離散的論理の中で実行されるか、またはベースバンドプロセッサ４６の中で利用可能な論理資源によって簡単に実行されうる。実際に、補償コントローラ６８は、Ｖ_Ｌの中で検出したピークに応答し、たとえば、トランジスタの負荷のような可変抵抗器を利用して、スイッチ７８の使用を先取りすることができる。増幅器の出力インピーダンスの推測感知された変化に応答して、利得制御を動的に変更する多数の変化が存在することは勿論である。

利得コントローラ７４が、スイッチ７８を介して負荷抵抗器の動的かつリアルタイムな補償調整を実行することは不必要かもしれない。スイッチ７８の設定に適応する計画的で間欠的な更新は、ＰＡＲＦ出力インピーダンスの整合、温度およびプロセスのドリフト効果に対する変化を補償するため、十分な頻度で実行されうる。たとえば、利得コントローラ７４は、計画的間欠的な更新周期中、おそらくは電力増幅器４８がＲＦ信号を送信中でないときに、スイッチ７８を調整して負荷抵抗器Ｒ１〜ＲＮから選択した１つを変調制御回路６０のフィードバックループに結合することができる。このような調整は、１つまたは複数の所定の電圧閾値に関連して補償制御信号Ｖ_Ｌから検出した電圧のピークに基づいて実行されるであろう。

図９は、補償コントローラ６８を使用して電力増幅器４８からのＲＦ＿ＯＵＴ信号の電圧クリッピングを回避するが、異なる方法でそれを実行する電流変調器４２の他の実施例を示している。ここで補償コントローラ６８は、補償制御信号Ｖ_Ｌの変化に応答して振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮのスケールを調整する処理回路を含む。したがって、振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮは、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの推測感知された変化に応答して調整される。この方法によれば、補償コントローラ６８はベースバンドプロセッサ４６の一部として有利に実行されるが、スタンドアローン論理として実行されうるか、あるいは、装置４０の機能のどこかに統合されうる。

典型的な実施例におけるベースバンドプロセッサは、電圧Ｖ_Ｌの大きさを決定するアナログインタフェース回路と、アナログ電圧波形として振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮを発生するアナログインタフェース回路を含む。代表的な実施例におけるベースバンドプロセッサ４６は、適切な設定を決定するか、電圧Ｖ_Ｌの大きさの関数として振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮに対してスケーリングを実行するように、あるいは、電圧Ｖ_Ｌの大きさの関数として振幅変調信号ＡＭ＿ＩＮに対してスケーリングを実行するようになされている処理回路を更に含む。ベースバンドプロセッサ４６は、間欠的にこれらの設定を決定するので、電流変調器４２の変調利得は十分頻繁に動的に調整され、電力増幅器４８におけるＲＦ＿ＯＵＴ信号の電圧クリッピングを回避する。

図１０は、補償コントローラ６８を採用し、電力増幅器４８をアンテナアセンブリ５４に結合する可変整合回路網８０のインピーダンスを制御することによって、前の実施例の利得制御手法から派生した電流変調器４２の実施例を示している。この実施例における電流変調器４２は、感知されたアンテナインピーダンスの変化に対してインピーダンス整合回路網８０を動的に適応させることによって、変化するアンテナインピーダンスの影響を効果的に相殺する。動作する場合、この働きは電力増幅器４８を公称直流抵抗に維持するので、アンテナインピーダンスの変化で発生しうる電圧クリッピングの問題点を回避する。

図１１は、電流変調器４２の初期の実施例のいくつかに関する利得制御手法への回帰を示しているが、供給電流変調と供給電圧変調の双方を使用して、電力増幅器４８からのＲＦ＿ＯＵＴ信号に対して振幅変調を実施する。更にこの実施例における電流変調器４２は、電力増幅器４８の典型的なバイアス電圧制御を動的に実施する。当業者が容易に理解できるように、電力増幅器４８のバイアス電圧を制御することは、増幅器のゼロ入力電流（quiescent current）のレベルを確定するために使用され、送信信号の出力電力にしたがって所望の動作領域におけるトランジスタの動作点を確定する。動的バイアス電圧制御に関するより詳細なことは同時係属でかつ被譲渡人が共通の特許出願で、タイトルが「電力増幅器回路用動的バイアスコントローラ（DYNAMIC BIAS CONTROLLER FOR POWER AMPLIFIER CIRCUITS）」の中で与えられている。ここでこの特許出願に言及することによりこの特許出願の開示内容のすべてを本願に明確に組み入れることにする。

以前、背景に関する考察の中で注意したように、供給電流の変調と供給電圧の変調は、それぞれある種の利点を提供するとともに、それぞれ１つまたは複数の欠点を持っている。たとえば、本発明の上記実施例のいくつかは、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの推測感知を使用して、電圧クリッピングの問題を回避するか、さもなければ供給電流の変調に付随する問題を回避する。したがって、電流変調器４２は、付随する欠点と共に供給電流の変調に関する利点を提供し、供給電圧の変調と動的バイアス制御を含めることによって、増幅器の動作を更に向上させる。

供給電圧と供給電流の変調、またはそのいずれかに関するより詳細なことに関心のある読者は、２０００年１２月１４日出願、シリアル番号第０９／７３８，９７１号、タイトルが「ＲＦ電力増幅に関するシステムと方法（SYSTEM AND METHOD OF RF POWER AMPLIFICATION）」の特許出願、２００１年３月２１日出願、シリアル番号第０９／８１３，５９３号、タイトルが「電流モード振幅変調のためのシステムと方法（SYSTEM AND METHOD FOR CURRENT-MODE AMPLITUDE MODULATION）」の特許出願および２００１年３月２１日出願、シリアル番号第０９／８１３，７４１号、タイトルが「ＲＦ信号増幅のためのシステムと方法（SYSTEM AND METHOD FOR RF SIGNAL AMPLIFICATION）」の特許出願を参照することができるとともに、これらのすべての出願は被譲渡人が共通である。ここでこれらの特許出願に言及することによりこれらの特許出願の開示内容のすべてを本願に明確に組み入れることにする。

図１１の実施例における変調制御回路６０、基準回路６４および検出回路６６は、たとえば、図７に示す実施例と同様に動作する。しかし、変調制御回路６０の中の差動増幅器７０のフィードバック入力は、２つのフィードバックループによって駆動される。より詳細に説明すると、第１のフィードバックループ９０は電圧フィードバックループとして機能し、コンデンサＣ_ＦＢＶと抵抗器Ｒ_ＦＢＶの並列結合を介して電流変調器４２の変調された供給電流出力に結合されている。フィードバックループ９０は、電力増幅器４８の動作電圧Ｖ_ＰＡのスケーリングされた帰還を、変調制御回路６０の中の増幅器７０のフィードバック入力に与える。第２のフィードバックループ９２はコンデンサＣ_ＦＢＩと抵抗器Ｒ_ＦＢＩの並列結合を介して、基準回路６４のＲ_ＮＯＭの両端に発生した可変フィードバック電圧に選択的に結合する。フィードバックループ９０は供給電圧の変調に関連するが、フィードバックループ９２は供給電流の変調に関連するとともに、そのフィードバック信号は、上記詳細説明のとおり、推測感知された電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスとともに変化する。

バイアスコントローラ１００は、電流変調器４２の一部を形成し、バイアスコントローラ１００の中の増幅器１０２は、Ｒ_ＮＯＭの両端の各種フィードバック電圧を閉ループ制御回路１０４の中に一時記憶（buffers）させる。閉ループ制御回路１０４は、選択した動作時間にその電圧を使用し、電力増幅器４８が所望のレベルのゼロ入力電流でバイアスがとられるように、バイアスコントローラ１００から出力されたバイアス電圧を動的に最適レベルに設定する。スイッチ１０６は、バイアスコントローラ１００がバイアス電圧を調整していない場合、フィードバックループ９２の一時記憶されたフィードバック電圧を、コンデンサＣ_ＦＢＩと抵抗器Ｒ_ＦＢＩの並列結合を介して、増幅器７０のフィードバック入力に選択的に結合する。

より詳細に説明すると、バイアスコントローラ１００は、増幅器７０の信号入力を振幅変調信号からバイアス校正基準電圧Ｖ_ＱＳＥＴへスイッチするスイッチ１０８と、バイアスの校正中に電流変調器４２のフィードバック利得を変えるトランジスタＱ７および付随する負荷抵抗器Ｒ_Ｙを更に含む。少なくともこの典型的実施例における閉ループ制御回路１０４は、差動増幅器１１４を含む増幅器回路１１２と、増幅器１１８および（たとえば、Ｃ_ＨＯＬＤのような）アナログ記憶素子を含むトラック・アンド・ホールド回路１１６とを含む。

バイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳは、ゼロ入力電流の条件で第１の動作状態において校正される、つまり、電力増幅器４８に対するＲＦ＿ＩＮは、ＲＦ電力ゼロに保持される。イネーブル信号ＥＮの立ち上がりエッジで、パルスコントローラ１１０は、一般にＥＮ信号のパルス幅よりずっと短い時間制御パルス、たとえば、１５μｓの継続時間が比較的短い所定の時間制御パルスＱＣＨＫを発生する。したがって、無線送信バーストの前にＥＮが立ち上げられると、ＱＣＨＫは、ＲＦ送信の前に自動的に終了する（self-ending）短いバイアス電圧校正パルスとして動作する。

いずれの場合でもバイアス電圧校正中、ＱＣＨＫはスイッチ１０６を開き、スイッチ１０８を閉じてＶ_ＱＳＥＴに接続し、スイッチ１２０を閉じ、さらにスイッチとしても動作するトランジスタＱ７をオンにする。Ｑ７を動作可能にすると、負荷抵抗器Ｒ_Ｙが回路に入り電流変調器４２の利得を増大させて、ＱＣＨＫの比較的短いパルス継続時間中に供給電流の設定が可能になる。スイッチ１２０を閉じると、Ｖ_ＢＩＡＳの閉ループフィードバック制御が動作可能になり、Ｑ３からの可変電圧フィードバックを、バッファ増幅器１０２を介して増幅器１１４に結合することによって、ゼロ入力電流条件における供給電流Ｉ_ＰＡを設定する。スイッチ１２０を閉じると、増幅器１１４から発生する誤差信号に応答してＶ_ＢＩＡＳが変わるように、トラック・アンド・ホールド回路１１６がトラックモードになる。

増幅器１１４から発生する誤差信号は、Ｒ_ＮＯＭの両端に生じるフィードバック電圧の関数であって、この関数は、電力増幅器４８に流入する実際の供給電流Ｉ_ＰＡとバイアス調整基準電圧Ｖ_{ＩＤＱＲＥＦ}とに依存して決まる所望のまたは目標とするバイアス電圧を代表する。したがって、バイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳは電力増幅器４８に流入する供給電流が所望のゼロ入力電流の値に等しくなるまで閉ループに制御されて上下に調整される。

このような調整は、ＱＣＨＫが立ち下げられる前に実行され、この時点で、バイアスコントローラ１００は第２の動作状態に遷移し、ここで調整されたバイアス電圧を保持して、電流変調器４２の利得制御を初期設定値に戻す。より詳細には、ＱＣＨＫが立ち上げられると、バイアスコントローラ１００は、増幅器７０のフィードバックループからＲ_Ｙを切り離し、増幅器７０のフィードバック入力にフィードバックループ９２を結合し、さらに増幅器７０の入力にＡＭ＿ＩＮ信号を結合する。

変形動作の場合、図１１の回路は、ゼロ入力電流基準電圧Ｖ_{ＩＤＱＲＥＦ}に対する調整を使用し、電力増幅器４８からの出力電力を制御することができる。第１のステップとして、バイアス校正パルスＱＣＨＫは、送信バーストイネーブルパルスと等しくされるか、送信バーストイネーブルパルスで置き換えられる。したがって、バイアスコントローラ１００は、ＲＦ送信バーストの前とその始めから終わりまで第１の状態（調整条件）を続ける。この状態におけるＡＭ＿ＩＮ信号は変調制御回路６０に印加されないので、供給電流の変調を制御することは、Ｖ_{ＩＤＱＲＥＦ}を操作することに依存して決まるバイアス電圧の関数となる。

このような制御の一用途はＧＳＭのバースト電力制御であり、この場合、ＲＦ電力が立ち上げられて変調時間のあいだ所望のレベルに保持された後、立ち下げられるが、これらのすべては、送信バーストの全フェーズ中、使用可能なＲＦ出力電力を定義する電力マスクに従う。この処理におけるバイアスコントローラ１００は、第１の状態、すなわち、供給電流Ｉ_ＰＡとゼロ入力基準電圧Ｖ_{ＩＤＱＲＥＦ}の感知に応答して、閉ループ制御のもとにＶ_ＢＩＡＳが変動する。ベースバンドプロセッサ４６、または他の処理回路を使用してＶ_{ＩＤＱＲＥＦ}を動的に制御し、電力増幅器４８の所望のＲＦ出力電力の制御を達成する。読者は、前に組み込んだ同時係属特許出願、「電力増幅器回路のための動的バイアスコントローラ（DYNAMIC BIAS CONTROLLER FOR POWER AMPLIFIER CIRCUITS）」の特許出願をＧＳＭの送信バーストの詳細として参照可能である。

上で考察した各種実施例の数と複雑さから、当業者が理解するであろうことは、本発明が多数の変形に恵まれていることである。しかし一般的には、本発明は、電力増幅器の供給電力またはＲＦ出力電力の消費を生じない感知手法を使用する電流変調環境の中で、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの推測感知方法を提供している。したがって、前述の実施例は内容の限定を意図したものではなく、むしろ典型例なのである。事実、本発明は添付の特許請求の範囲と妥当かつ等価な記述とによってのみ制限を受けるのである。

電力増幅器供給電流の変調を採用している従来の無線通信装置の説明図である。図１の電流変調器の説明図である。電力増幅器抵抗が補償されない場合の電力増幅器の出力信号電圧がクリップされる様子を示す図である。電力増幅器抵抗が補償されない場合の電力増幅器の出力信号電圧がクリップされる様子を示す図である。変化する出力インピーダンスから電力増幅器を分離するために従来から使用されているインピーダンス・アイソレータの説明図である。電力増幅器からの基本波電力と反射された電力を感知するために従来から使用されている一対の方向性結合器の説明図である。本発明による電流変調器の典型的実施例を含む無線通信装置の説明図である。図６の電流変調器の典型的実施例を示す説明図であって、この実施例では推測感知されたＰＡ抵抗に応答して制御利得が変わり、変調利得を維持する。電流変調器の他の典型的実施例を示す説明図であって、この実施例では推測感知されたＰＡ抵抗に応答して制御利得が変わり電圧のクリッピングを回避する。電流変調器の他の典型的実施例を示す説明図であって、この実施例では推測感知されたＰＡ抵抗に応答して制御利得が変わり電圧のクリッピングを回避する。電流変調器の他の典型的実施例を示す説明図であって、この実施例では推測感知されたＰＡＡＭ変調インピーダンスに応答して可変インピーダンス整合回路網が制御され、変化する全アンテナインピーダンスについてＰＡインピーダンスを維持する。電力増幅器のバイアス電圧の動的調節を組み入れた電流変調器の他の典型的実施例を示す説明図である。

Claims

振幅変調信号に応答して電力増幅器に変調された供給電流を供給する電流変調器であって、
前記振幅変調信号に応答して変調制御信号を発生する変調制御回路と、
前記変調制御信号に応答して前記変調された供給電流を発生する出力回路と、
前記変調された供給電流に比例する基準電流を発生するとともに、推測感知信号に応答して前記基準電流を、前記変調された供給電流に対して既知の比例関係に維持する基準制御素子を含む基準回路と、
前記推測感知信号が電力増幅器（ＰＡ）のＡＭ変調インピーダンスに依存して変わるように、前記電力増幅器の動作電圧と前記基準電流との関数として前記推測感知信号を発生する検出回路と、
を含む電流変調器。
請求項１に記載の電流変調器において、前記出力回路は、前記変調制御信号に応答して、供給電圧から前記変調された供給電流を取り出す出力トランジスタを含む前記電流変調器。
請求項２に記載の電流変調器において、前記基準回路は、前記変調制御信号に応答して、前記基準電流を制御するとともに、前記出力トランジスタに対して既知のジオメトリック・スケーリングを有する基準トランジスタを含む前記電流変調器。
請求項３に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、前記基準電流が前記変調された供給電流に対して既知の比例関係に維持されるように、前記出力トランジスタに対応する動作条件とまったく同じに変わるよう前記基準トランジスタの動作条件を制御する前記電流変調器。
請求項４に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、前記基準トランジスタの動作電圧を制御する前記電流変調器。
請求項５に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、前記基準トランジスタと直列に配置されるとともに、前記基準トランジスタの前記動作電圧が前記出力トランジスタの動作電圧に等しい状態が続くように、前記推測感知信号に応答して、前記出力トランジスタの対応する動作電圧の変化とともに、前記基準トランジスタの前記動作電圧を変える可変抵抗器として構成される前記電流変調器。
請求項６に記載の電流変調器において、前記基準トランジスタの前記動作電圧は、前記基準電流によって発生する前記電流変調器。
請求項６に記載の電流変調器において、前記基準トランジスタは、前記基準トランジスタが前記変調制御信号に応答して前記基準電流を変えるように、前記供給電圧に結合される第１の信号端子と、前記制御トランジスタに結合される第２の信号端子と、前記変調制御回路に結合される制御端子とを含む前記電流変調器。
請求項８に記載の電流変調器において、前記制御トランジスタは、前記基準トランジスタの前記動作電圧を前記第２の信号端子で制御する前記電流変調器。
請求項９に記載の電流変調器において、前記出力トランジスタは、前記基準トランジスタが前記変調制御信号に応答して前記基準電流を変えるように、前記供給電圧に結合される第１の信号端子と、前記電力増幅器の供給入力に結合される第２の信号端子と、前記変調制御回路に結合される制御端子とを含む前記電流変調器。
請求項１０に記載の電流変調器において、前記基準トランジスタの前記動作電圧は、前記電力増幅器の前記供給電圧に等しい前記電流変調器。
請求項６に記載の電流変調器において、前記検出回路は、前記出力回路と前記基準回路との間に接続され、前記基準トランジスタの前記動作電圧と前記出力トランジスタの前記動作電圧の差に基づいて前記推測感知信号を発生する差動増幅器回路を含む前記電流変調器。
請求項１２に記載の電流変調器において、前記差動増幅器回路は、前記可変抵抗器が前記ＰＡ抵抗の変化に応答して変わるように、前記基準制御素子を介して閉じられるフィードバックループを含む前記電流変調器。
請求項６に記載の電流変調器において、前記変調制御回路は、前記基準トランジスタの前記動作電圧から取り出されたフィードバック電圧と前記振幅変調信号との差に基づいて前記変調制御信号を発生する差動増幅器回路を含む前記電流変調器。
請求項１４に記載の電流変調器において、前記差動増幅器回路のフィードバックループは、前記差動増幅器の制御利得が前記ＰＡＡＭ変調インピーダンスの関数として変わる前記電流変調器。
請求項１に記載の電流変調器において、前記検出回路は、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化と共に変わる補償制御信号を発生する前記電流変調器。
請求項１６に記載の電流変調器であって、前記検出回路からの前記補償制御信号に応答して、電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化を補償する補償信号を発生する補償コントローラを更に含む前記電流変調器。
請求項１７に記載の電流変調器において、前記補償コントローラは、前記補償信号に応答して前記変調回路の変調利得を変える変調利得制御回路を含む前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、前記変調利得制御回路は、前記補償制御信号に応答して前記補償信号を発生するピーク検出器と、前記変調制御回路に結合され、前記ピーク検出器からの前記補償信号に応答して前記変調制御回路に可変実効抵抗を与える抵抗器回路網とを含む前記電流変調器。
請求項１７に記載の電流変調器において、前記補償コントローラは、前記補償制御信号に応答して、前記振幅変調信号のスケーリングを制御する前記電流変調器。
請求項１７に記載の電流変調器において、前記補償制御回路は補償信号を発生して前記電力増幅器の前記出力に結合される整合回路網の前記インピーダンスを調整する前記電流変調器。
請求項１に記載の電流変調器であって、ゼロ入力条件のもとに前記電流変調器によって前記電力増幅器に与えられるゼロ入力供給電流が所望のゼロ入力電流値に等しいように、前記電力増幅器をバイアスするバイアス電圧を発生するバイアスコントローラを更に含む前記電流変調器。
請求項２２に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、
前記電力増幅器に流入するゼロ入力供給電流に比例する感知信号を発生する検出回路と、
前記ゼロ入力供給電流が前記所望のゼロ入力電流値に等しいように、前記電力増幅器に印加される前記バイアス電圧を調整する閉ループ制御回路と、
を含む前記電流変調器。
請求項２３に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラの前記閉ループ制御回路は、
前記感知信号と、前記所望のゼロ入力電流値を表すゼロ入力電流基準電圧との差に基づいて、誤差信号を発生する誤差増幅器と、
第１の状態の誤差信号に応答して前記バイアス電圧を調整するとともに、前記誤差信号に関係なく第２の状態の前記バイアス電圧の調整されたレベルを保持するトラック・アンド・ホールド回路と、
を含む前記電流変調器。
請求項２４に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、バイアス校正パルスを発生するタイミング機能を更に含み、前記トラック・アンド・ホールド回路は、前記バイアス校正パルスに依存して前記第１と前記第２の状態のどちらか１つで動作する前記電流変調器。
請求項２５に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、前記バイアス電圧の調整中、前記バイアス校正パルスに応答して、前記振幅変調信号から前記電流変調制御回路を切り離す入力制御スイッチを更に含む前記電流変調器。
請求項２５に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、前記バイアス電圧の調整を容易にするように、電流変調器の前記変調制御利得を選択的に修正する利得制御回路を更に含む前記電流変調器。
請求項２５に記載の電流変調器において、前記利得制御回路は、前記電流変調器の前記変調制御利得が前記バイアス校正パルスの継続時間中に修正されるように、前記バイアス校正パルスに応答する前記電流変調器。
請求項２５に記載の電流変調器であって、前記第１のフィードバックループが供給電圧の変調のフィードバックをするように、前記変調制御回路のフィードバック制御入力を前記電流変調器の出力に結合する第１のフィードバックループを含み、前記第２のフィードバックループが供給電流の変調のフィードバックをするように、前記基準電流に応答して、前記変調制御回路の前記フィードバック制御入力を前記基準回路のフィードバック電圧に結合する第２のフィードバックループをさらに含む前記電流変調器。
請求項２９に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、前記バイアス校正パルスの継続時間中、前記電流変調制御回路から前記第２のフィードバックループを選択的に切り離すフィードバックスイッチング回路を更に含む前記電流変調器。
請求項２４に記載の電流変調器において、前記バイアスコントローラは、前記送信イネーブルパルスの立ち上げ時間中、前記変調制御回路が前記振幅変調信号から切り離されるように、送信イネーブルパルスに応答可能なスイッチング回路を含む前記電流変調器。
請求項３１に記載の電流変調器において、前記スイッチング回路は、ＲＦ送信動作中のゼロ入力電流基準電圧と前記検出信号の差に応答して前記送信イネーブルパルスの立ち上げ時間中に前記バイアス電圧の動的調整を可能にする前記トラック・アンド・ホールド回路を更に動作可能にする前記電流変調器。
請求項３２に記載の電流変調器であって、前記送信動作中に前記ゼロ入力電流基準電圧の大きさを動的に制御することによって、ＲＦ送信電力を動的に制御するゼロ入力電流基準電圧コントローラを更に含む前記電流変調器。
電力増幅器に変調された供給電流が供給される場合、電力増幅器に変調された電流を供給する電流変調器において、電流変調器の電力増幅器（ＰＡ）のＡＭ変調インピーダンスを推測感知する方法であって、
振幅変調信号に応答して出力回路の中で前記変調された供給電流を発生し、
基準回路の中で前記変調された供給電流に比例する基準電流を発生し、
ＰＡＡＭ変調インピーダンスの変化に関係なく、前記基準電流が前記変調された供給電流に対して既知の比例関係に維持されるように、前記基準回路によって発生する前記基準回路の動作電圧を電力増幅器の動作電圧と連動し、
前記電力増幅器の動作電圧と前記基準電流の関数として推測感知信号を発生する、
ことを含む方法。
請求項３４に記載の方法において、前記基準電流によって発生する前記基準回路の動作電圧を電力増幅器の動作電圧と連動することは、前記基準回路の前記動作電圧と前記電力増幅器の前記動作電圧に依存して決まる前記出力回路の中の対応する動作電圧との間の固定的関係を維持するように、前記基準回路の動作電圧を制御することを含む前記方法。
請求項３５に記載の方法において、前記基準電流によって発生する前記基準回路の動作電圧を電力増幅器の動作電圧に連動させることは、前記推測感知信号に応答して前記基準回路の抵抗を変えることを更に含む前記方法。
請求項３６に記載の方法において、前記推測感知信号に応答して前記基準回路の抵抗を変えることは、前記電力増幅器の前記動作電圧に応答して前記制御トランジスタの前記実効抵抗が変わるように、前記推測感知信号に応答する前記制御トランジスタを可変抵抗器として構成することを含む前記方法。
請求項３４に記載の方法において、前記電力増幅器の動作電圧と前記基準電流の関数として推測感知信号を発生することは、前記基準回路の前記動作電圧と前記出力回路の前記動作電圧の差に基づいて、差動増幅器の中で前記推測感知信号を発生する前記方法。
請求項３４に記載の方法において、振幅変調信号に応答して出力回路の中で前記変調された供給電流を発生することは、前記変調制御信号に応答して、前記出力電流が前記変調された供給電流を変えるように、変調制御回路の中で前記変調制御信号を発生するとともに、前記変調制御回路を前記出力回路に結合することを含む前記方法。
請求項３９に記載の方法において、変調制御回路の中で変調制御信号を発生することは、振幅変調信号と前記基準回路の前記動作電圧から取り出されたフィードバック信号の差に基づいて、差動増幅器回路の中で前記変調制御信号を発生することを含む前記方法。
請求項４０に記載の方法であって、前記電力増幅器のＰＡＡＭ変調インピーダンスの変化に関係なく、前記推測感知信号に応答して前記基準回路の抵抗を変え、前記変調制御回路の制御利得を固定的に維持することを更に含む前記方法。
請求項３４に記載の方法であって、前記電力増幅器のＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して、補償制御信号を発生することを更に含む前記方法。
請求項４２に記載の方法であって、ＰＡＡＭ変調インピーダンスの変化を補償する前記補償制御信号に応答して、前記電流変調器の変調利得を変えることを更に含む前記方法。
請求項４３に記載の方法において、前記推測感知信号に応答して、前記電流変調器の変調利得を変えることを更に含む前記方法。
請求項４２に記載の方法であって、前記補償制御信号に応答して、前記電力増幅器の出力に結合される整合回路網のインピーダンスを調整することを更に含む前記方法。
請求項３４に記載の方法であって、前記推測感知信号に応答して、前記振幅変調信号のスケーリングすることを更に含む前記方法。
振幅変調信号に応答して電力増幅器に変調された供給電流を供給する電流変調器であって、
前記変調制御信号に応答して前記変調された供給電流を発生する出力回路と、
前記基準電流が前記変調された供給電流に対して既知の比例関係に維持されるように、前記変調された供給電流に比例する基準電流を発生し、前記基準電流によって発生した動作電圧を含み、さらに前記電力増幅器の動作電圧に連動する前記基準回路と、
前記推測感知信号が電力増幅器（ＰＡ）のインピーダンスに依存して変わるように、前記電力増幅器と前記基準回路の動作電圧の関数として前記推測感知信号を発生する検出回路と、
を含む電流変調器。
請求項４７に記載の電流変調器において、前記基準回路は、前記推測感知信号に応答して前記基準回路内の抵抗を変える基準制御素子を含む前記電流変調器。
請求項４８に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、前記基準回路の中で可変抵抗器として構成された基準制御トランジスタを含む前記電流変調器。
請求項４７に記載の電流変調器において、前記出力回路は、前記振幅変調信号に応答して前記変調された供給電流を制御する出力トランジスタを含み、前記基準回路は、前記振幅変調信号に応答して前記基準電流を制御する基準トランジスタを含み、さらに前記基準トランジスタは、前記出力トランジスタに対して既知のジオメトリック・スケーリングを有する前記電流変調器。
請求項５０に記載の電流変調器において、前記基準制御回路は、前記基準トランジスタの前記動作条件を、前記出力トランジスタの前記動作条件と同じに維持する基準制御素子を更に含む前記電流変調器。
請求項５１に記載の電流変調器において、前記基準制御回路の前記動作電圧は、前記基準トランジスタの前記ドレーン電圧を含む前記電流変調器。
請求項５２に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、前記基準トランジスタの前記ドレーン電圧を、前記出力トランジスタの前記ドレーン電圧に等しく維持するように動作する前記電流変調器。
請求項５３に記載の電流変調器において、前記出力トランジスタと前記基準トランジスタの前記ドレーン電圧は、双方共に前記電力増幅器の前記動作電圧に等しい前記電流変調器。
請求項５１に記載の電流変調器において、前記基準制御素子は、可変抵抗器として構成された基準制御トランジスタを含む前記電流変調器。
請求項５５に記載の電流変調器において、前記基準制御トランジスタは、前記基準トランジスタと直列に接続される前記電流変調器。
請求項４７に記載の電流変調器において、前記基準回路の前記動作電圧は、前記電力増幅器の前記動作電圧に等しい前記電流変調器。
請求項４７に記載の電流変調器において、前記検出回路は、前記出力回路と前記基準回路の間に接続され、前記基準回路の前記動作電圧と、前記出力回路の前記電力増幅器の電圧に依存して決まる前記出力回路の対応する動作電圧の差に基づいて、前記推測感知信号を発生する差動増幅器回路を含む前記電流変調器。
請求項５８に記載の電流変調器において、前記基準回路の前記動作電圧と前記出力回路の前記動作電圧は、双方共に前記電力増幅器の前記動作電圧に等しい前記電流変調器。
請求項４７に記載の電流変調器であって、前記振幅変調信号に応答して変調制御信号を発生する変調制御回路を更に含む前記電流変調器において、前記変調制御回路は、前記出力回路が前記変調制御回路からの前記変調制御回路に応答して、前記変調された供給電流を制御するように、前記出力回路に結合される前記電流変調器。
請求項６０に記載の電流変調器において、前記変調制御回路は、前記基準信号が前記変調制御信号に応答して制御されるように、前記基準回路に結合される前記電流変調器。
請求項６１に記載の電流変調器において、前記変調制御回路は、前記基準回路の前記動作電圧から取り出されたフィードバック信号と前記振幅変調信号を比較する差動増幅器回路を含む前記電流変調器。
請求項６２に記載の電流変調器において、フィードバック信号は、前記変調制御回路の前記制御利得が前記電力増幅器のＰＡＡＭ変調インピーダンスの変化に関係なく固定的状態を続けるように、前記推測感知信号に応答して変わる前記電流変調器。
請求項５１に記載の電流変調器において、前記検出回路は、前記電力増幅器のＰＡＡＭ変調インピーダンスに応答して、補償制御信号を発生する前記電流変調器。
請求項６４に記載の電流変調器であって、前記補償制御信号に応答して前記電流変調器の変調利得を変え、前記補償制御信号に応答して電力増幅器のＰＡＡＭ変調インピーダンスの変化を補償する前記電流変調器。
請求項６５に記載の電流変調器において、前記利得コントローラは、前記電流変調器の抵抗を変えて前記変調利得を調整する前記電流変調器。
請求項６５に記載の電流変調器において、前記利得コントローラは、前記振幅変調信号のスケーリングを変えて前記変調利得を調整する前記電流変調器。
請求項６４に記載の電流変調器であって、前記補償制御信号に応答して整合回路網のインピーダンスを調整し、前記補償制御信号に応答して前記電力増幅器の出力に結合される補償コントローラ回路を更に含む前記電流変調器。