WO2011040507A1 - 電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法 - Google Patents

電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2011040507A1
WO2011040507A1 PCT/JP2010/067037 JP2010067037W WO2011040507A1 WO 2011040507 A1 WO2011040507 A1 WO 2011040507A1 JP 2010067037 W JP2010067037 W JP 2010067037W WO 2011040507 A1 WO2011040507 A1 WO 2011040507A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
amplitude
component
modulation
modulation component
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/067037
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
慎吾 山之内
Original Assignee
日本電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
Priority to US13/499,205 priority Critical patent/US8797113B2/en
Priority to JP2011534293A priority patent/JP5621780B2/ja
Publication of WO2011040507A1 publication Critical patent/WO2011040507A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C5/00—Amplitude modulation and angle modulation produced simultaneously or at will by the same modulating signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/001—Digital control of analog signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/004—Control by varying the supply voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/324—An amplitude modulator or demodulator being used in the amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages

Definitions

  • polar modulator 411 receives transmission signal data from input terminal 401, outputs amplitude modulation component 403 of the transmission signal to output terminal 402, and transmits it.
  • An RF (Radio-Frequency, high frequency) modulation signal 408 in which the amplitude component and phase component of the signal data are mounted on a carrier wave is output to the output terminal 407.
  • Polar modulator 411 can individually set the output timings of amplitude modulation component 403 and RF modulation signal 408 to desired values.
  • the amplitude modulator 404 outputs an amplitude modulation component 405 obtained by amplifying the amplitude modulation component 403, and modulates the power supply terminal 409 of an RF amplifier (RF-PA: Radio Frequency Power Amplifier) 406 by the amplitude modulation component 405.
  • the RF-PA 406 receives the RF modulation signal 408 output to the output terminal 407.
  • the RF-PA 406 outputs an RF modulation signal 410 obtained by amplifying a carrier wave carrying the amplitude component and phase component of transmission signal data to the output terminal 412.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a power amplifier to which the EER technique is applied.
  • FIG. 13 shows the result of simulating the relationship between the input sine wave frequency and the output current of the linear amplifier 201.
  • the output current I C of the linear amplifier 201 is increased by the delay of the gate driver 208a and 208b.
  • Increasing the output current I C of the linear amplifier 201 increases the power consumption of the linear amplifier 201, and as a result, decreases the power efficiency of the amplitude modulator 404.
  • the power consumption of the linear amplifier 201 increases due to the delay of the gate drivers 208a and 208b.
  • An amplitude modulator of A second amplitude modulator that receives the amplitude modulation component and the pulse modulation signal and amplifies and outputs the amplitude modulation component using the amplitude modulation component and the pulse modulation signal as a control signal;
  • a first RF amplifier that receives the RF phase modulation signal, amplifies the RF phase modulation signal, and then amplitude-modulates the output signal from the output signal of the second amplitude modulator.
  • the power amplification method is: Extracting the amplitude modulation component from the modulation signal including the amplitude modulation component and the phase modulation component, superimposing the phase modulation component on a carrier wave to form an RF phase modulation signal, and at least one of the amplitude modulation component and the RF phase modulation signal A step of delaying one of them, A first amplifying step of amplifying the amplitude modulation component using the amplitude modulation component and the pulse modulation signal as a control signal; A second amplification step using the amplitude modulation component and the pulse modulation signal as a control signal, and amplifying the amplitude modulation component to obtain an amplified amplitude modulation component; Amplifying the RF phase modulation signal, and then performing amplitude modulation with the amplified amplitude modulation component.
  • the power amplifier and the power amplification method of the present invention it is possible to amplify a broadband signal with high power efficiency.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power amplifier based on Patent Literature 1.
  • FIG. It is a figure which shows the change of the switching frequency of switching amplifier with respect to gate driver delay time in the structure of patent document 1.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram showing a change in average output current of a linear amplifier with respect to a gate driver delay time in the configuration of Patent Document 1.
  • the power amplifier according to the second development form is preferably the power amplifier according to the second aspect.
  • the power amplifier of the fifth development form may further include a resistance element that terminates the output signal of the first amplitude modulator.
  • the power amplifier of the sixth development form is A terminal for inputting the amplitude modulation component, the first amplitude modulator; A voltage source that amplifies the amplitude modulation component and outputs a voltage signal; A pulse modulator for pulse-modulating the amplitude-modulated component and outputting it as a pulse-modulated signal; A current source that amplifies the amplitude modulation component and outputs it as a current signal using the pulse modulation signal as a control signal; A terminal for combining and outputting the voltage signal and the current signal; And a terminal for outputting the pulse modulation signal.
  • the power amplifier of the twelfth development form is
  • the load impedance of the first amplitude modulator is the same value as the load impedance of the second amplitude modulator, It is preferable that the first amplitude modulator and the second amplitude modulator include smoothing filters having the same configuration.
  • the second amplitude modulator 11 receives the amplitude modulation component and the pulse modulation signal, and amplifies and outputs the amplitude modulation component using the amplitude modulation component and the pulse modulation signal as a control signal.
  • the first RF amplifier 6 receives the RF modulation signal, amplifies the RF modulation signal, amplitude-modulates the output signal from the second amplitude modulator 11, and outputs the result.
  • the polar modulator 52 adjusts the output timing (delay time) of the amplitude modulation component 84a, the amplitude modulation component 84b, the RF modulation signal 82a or the RF phase modulation signal 83a, and the RF modulation signal 82b or the RF phase modulation signal 83b.
  • the output timing of the RF modulation signal 82a or the RF phase modulation signal 83a is preferably delayed from the output timing of the amplitude modulation component 84a by the delay time of the amplitude modulator 41. Further, it is preferable to delay the output timing of the RF modulation signal 82b or the RF phase modulation signal 83b by the delay time of the amplitude modulator 11 from the output timing of the amplitude modulation component 84b.
  • the polar modulation type power amplifier 12 amplifies the RF modulation signal 82b or the RF phase modulation signal 83b and outputs a desired RF modulation signal 81.
  • the power efficiency of the amplitude modulator 11 is also high.
  • the amplitude modulator 11 and the RF-PA 6 are designed to output a high power signal, and as an example, it is preferable to mount them with discrete components.
  • the polar modulator 52 delays the output timing of the amplitude modulation component 84b by the delay time of the gate drivers 8a and 8b from the output timing of the amplitude modulation component 84a. Further, the polar modulator 52 delays the output timing of the RF modulation signal 82b or the RF phase modulation signal 83b by the delay time of the gate drivers 8a and 8b from the output timing of the RF modulation signal 82a or the RF phase modulation signal 83a.
  • the effect of the delay time of the gate driver 8a and 8b are corrected, synchronization of the voltage V out and the current I out and the RF modulated signal 81 outputted from the amplitude modulator 11, caused by the deviation of synchronization (delay)
  • the power consumption of the voltage source (linear amplifiers 9 and 10) to be increased and the signal error of the RF modulation signal 81 can be suppressed.
  • the amplitude modulator 41 of the polar modulation type power amplifier 42 does not use a gate driver having a large delay time, the band limitation of the current feedback loop 21 which is a problem in Patent Document 1 does not occur.
  • the amplitude modulator 11 of the polar modulation type power amplifier 12 does not have a current feedback loop, the problem of band limitation does not occur.
  • the delay amounts of the gate drivers 208a and 208b in the configuration of FIG. 11 (FIG. 11) and the gate drivers 8a and 8b in the configuration of this embodiment (FIG. 2) are set to 65 ns. And the result of having simulated each waveform of the circuit in this embodiment is shown.
  • FIG. 5 is a diagram showing time waveforms of output currents of the linear amplifier according to Patent Document 1 and the linear amplifier according to the present embodiment.
  • the output current of the linear amplifier 201 is increased in the configuration of Patent Document 1.
  • the output current of the linear amplifier 9 is suppressed.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the power amplifier according to the present embodiment.
  • the RF-PA (second RF amplifier) 26 in the power amplifier of the first embodiment is replaced with a resistance element 34.
  • the inductor 94 and the inductor 74 is the same inductor value
  • the output voltage V ′ out of the amplitude modulator 41 is set by the power supply voltage V ′ DD of the switching amplifier 22, and the output voltage V out of the amplitude modulator 11 is set by the power supply voltage V DD of the switching amplifier 2.
  • the output current I ′ out of the amplitude modulator 41 is set by the device size of the RF-PA 26, and the output current I out of the amplitude modulator 11 is set by the device size of the RF-PA 6.
  • the present embodiment eliminates the need for the high-side driver 8a that requires high-voltage operation and the switch element to be driven. Therefore, power consumption can be reduced, and the risk of the element being destroyed by high voltage operation can be suppressed.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

　高い電力効率で広帯域の信号を増幅できるようにする。電力増幅器は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、振幅変調成分を出力するとともに、変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、振幅変調成分及びＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、振幅変調成分を受信し、振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、振幅変調成分及びパルス変調信号を制御信号として振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、振幅変調成分及びパルス変調信号を受信し、振幅変調成分及びパルス変調信号を制御信号として振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、ＲＦ変調信号を受信し、ＲＦ変調信号を増幅した後、第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力するＲＦアンプを有する。

Description

電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法
［関連出願についての記載］
　本発明は、日本国特許出願：特願２００９－２２７９８９号（２００９年９月３０日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
　本発明は、電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法に関し、特に、無線通信で使用され、高い電力効率が要求される電力増幅器、かかる電力増幅器を備えた無線通信機、および電力増幅方法に関する。
　無線通信機に用いられる送信用電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）は、無線通信機の中でも特に電力を多く消費する。したがって、無線通信機の開発において、ＰＡの電力効率を改善する必要がある。近年の通信規格は、スペクトル効率を改善するために振幅変調が主流となっている。振幅変調は信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器は線形性が良好となる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる。しかし、高バックオフ動作を行なう場合、電力増幅の電力効率が低下するという問題がある。
　ＰＡにおいて高い電力効率と良好な線形性を両立させるため、近年、ポーラ変調技術が広く研究されている。図９は、エンベロープトラッキング(ＥＴ：Envelope Tracking)技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。
　図９を参照すると、ポーラ変調技術の一種であるＥＴ方式では、ポーラ変調器４１１は、入力端子４０１から送信信号データを受信し、送信信号の振幅変調成分４０３を出力端子４０２に出力し、送信信号データの振幅成分及び位相成分を搬送波に載せたＲＦ(Radio Frequency、高周波)変調信号４０８を出力端子４０７に出力する。ポーラ変調器４１１は、振幅変調成分４０３とＲＦ変調信号４０８の出力タイミングを個別に所望値に設定できる。
　振幅変調器４０４は、振幅変調成分４０３を増幅した振幅変調成分４０５を出力し、振幅変調成分４０５によってＲＦアンプ（ＲＦ－ＰＡ：Radio Frequency Power Amplifier)４０６の電源端子４０９の変調を行う。ＲＦ－ＰＡ４０６は、出力端子４０７に出力されたＲＦ変調信号４０８を受信する。ＲＦ－ＰＡ４０６は、送信信号データの振幅成分及び位相成分を載せた搬送波を増幅して得られたＲＦ変調信号４１０を出力端子４１２に出力する。
　上記のＥＴ技術では、ＲＦ変調信号４１０の振幅に合わせてＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を制御する。特に、ＲＦ変調信号４１０が低出力電力である場合には、ＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を低下させる。したがって、低出力時に振幅変調器４０４からＲＦ－ＰＡ４０６への供給電力を必要最低限の量に抑制し、無駄な消費電力を抑えることができる。
　ＥＴ方式に類似する技術として、ＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)方式がある。図１０は、ＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。
　図１０を参照すると、ＥＥＲ方式では、ポーラ変調器４１１が出力端子４０７に送信信号の位相成分を搬送波に載せたＲＦ位相変調信号４１３を出力し、ＲＦ－ＰＡ４０６がＲＦ位相変調信号４１３を受信する。この場合にも、ＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９を振幅変調成分４０５で変調し、ＲＦ変調信号４１０の振幅が低いときはＲＦ－ＰＡ４０６の電源電圧を下げ、低出力時の無駄な消費電力を抑制することができる。
　しかし、これらのポーラ変調方式によると、振幅変調器４０４に広帯域（高速）、広ダイナミックレンジ（大電圧、低ノイズ）及び高電力効率の両立が要求されるものの、上記の技術ではこれらの要求を満たすことが困難であるという問題がある。例えば、振幅変調器４０４をリニアレギュレータで実装した場合には、広帯域（高速）特性と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性を実現することができるものの、高電力効率を実現することは困難となる。一方、振幅変調器４０４をスイッチングレギュレータで実装した場合には、高い電力効率を実現することができるものの、広帯域（高速）特性と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性を実現することが困難となる。また、振幅変調器４０４を構成するトランジスタは高耐圧のものほど動作速度が低下する傾向があるため、大電圧動作と広帯域（高速）特性を両立させることは一般に困難となる。
　上記のポーラ変調方式の振幅変調器の問題を解決する手法が、特許文献１で提案されている。図１１は、特許文献１に記載されている発明の構成図である。
　図１１を参照すると、出力端子４０２に入力された振幅変調成分４０３をリニアアンプ２０９で増幅してリニアアンプ２０１に入力し、リニアアンプ２０１の出力電圧ＶＣにより振幅変調器４０４の負荷であるＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９に所望電圧４０５（Ｖｏｕｔ）を印加する。リニアアンプ２０１はボルテージフォロワ型に構成することで、低出力インピーダンスの電圧源として動作させている。また、インバータ回路２０３とインダクタ２０４とで構成されるスイッチングアンプ２０２から電流ＩＭを出力し、ＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９に向けて供給する。ヒステリシス比較器２０６は、センス抵抗２０５における検知電流ＩＣに基づいて、パルス変調信号２０７をハイサイドゲートドライバ２０８ａ及びローサイドゲートドライバ２０８ｂに出力する。ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂは、パルス変調信号２０７に基づいてスイッチングアンプ２０２の出力電流を制御する。
　特許文献１によると、リニアアンプ２０１の出力電流ＩＣを抑制し、ＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９に供給される電流Ｉｏｕｔとスイッチングアンプ２０２の出力電流ＩＭとが一致するように、電流フィードバックループ２１０が構成されている。この構成によると、振幅変調器４０４の出力電圧Ｖｏｕｔは、出力誤差の無い電圧源として動作するリニアアンプ２０１の出力電圧ＶＣにほぼ一致する。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔの誤差を抑制することができる。また、ＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９に供給される電流Ｉｏｕｔ（及び電力）の大部分は、高効率のスイッチングアンプ２０２の出力電流ＩＭ（及び電力）によって供給される。したがって、振幅変調器４０４の電力効率も高効率となる。このように、特許文献１ではスイッチングアンプ２０２とリニアアンプ２０１を併用することで、高電力効率と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性の両立を実現している。
　特許文献２及び３において、特許文献１と同様の原理に基づく回路が記載されている。これらの回路の原理は既に説明した内容と同様であることから、説明を省略する。
ＵＳＰ５９０５４０７号公報 特開２００２－２５２５２４号公報 特表２００３－５３３１１６号公報
　上記特許文献１から３の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。
　以下の分析は、本発明によってなされたものである。
　特許文献１の方式（図１１）において、スイッチングアンプ２０２が数十Ｗ以上の大電力を出力する場合、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂはディスクリート部品で実装することが好ましい。しかしながら、そのようなゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂは数十ｎｓ程度の遅延時間を持つ。この結果、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延時間により電流フィードバックループ２１０の帯域が制限され、所望の広帯域（高速）特性が得られないという問題がある。
　図１２は、特許文献１の構成（図１１）において、出力端子４０２に正弦波を入力した場合における、入力正弦波周波数とパルス変調信号２０７の平均スイッチング周波数の関係をシミュレーションした結果を示す。図１２を参照すると、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によってパルス変調信号２０７の平均スイッチング周波数が低下している。パルス変調信号２０７のスイッチング周波数が低下すると、スイッチングアンプ２０２の出力電流ＩＭの誤差が増大し、ＩＭの誤差分を補うようにリニアアンプ２０１の出力電流ＩＣも増大する。
　図１３は、入力正弦波周波数とリニアアンプ２０１の出力電流の関係をシミュレーションした結果を示す。図１３を参照すると、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によってリニアアンプ２０１の出力電流ＩＣが増大している。リニアアンプ２０１の出力電流ＩＣの増大はリニアアンプ２０１の消費電力を増大させ、結果として振幅変調器４０４の電力効率を低下させる。特に、入力信号が広帯域となるにつれて、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によるリニアアンプ２０１の消費電力増大が顕著になる。
　そこで、高い電力効率で広帯域の信号を増幅できるようにすることが課題となる。本発明の目的は、かかる課題を解決する電力増幅器及び電力増幅方法を提供することにある。
　本発明の第１の視点に係る電力増幅器は、
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、
　前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、
　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、
　前記ＲＦ変調信号を受信し、前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えている。
　本発明の第２の視点に係る電力増幅器は、
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、
　前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、
　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、
　前記ＲＦ位相変調信号を受信し、前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えている。
　本発明の第３の視点に係る電力増幅方法は、
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、
　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する工程と、
　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする工程と、
　前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記増幅された変調成分によって振幅変調する工程と、を含む。
　本発明の第４の視点に係る電力増幅方法は、
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、
　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する第１の増幅工程と、
　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする第２の増幅工程と、
　前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記増幅された振幅変調成分によって振幅変調する工程と、を含む。
　本発明の電力増幅器及び電力増幅方法によると、高い電力効率で広帯域の信号を増幅することができる。
第１の実施形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 第１の実施形態に係るゲートドライバ遅延時間に対するリニアアンプの平均出力電流の依存性を示す図である。 第１の実施形態に係るスイッチングアンプのスイッチング電圧の時間波形を示す図である。 第１の実施形態に係るリニアアンプの出力電流の時間波形を示す図である。 第１の実施形態に係る振幅変調器の出力電圧の時間波形を示す図である。 第２の実施形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 第３の実施形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 ＥＴ技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。 ＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。 特許文献１に基づく電力増幅器の構成図である。 特許文献１の構成における、ゲートドライバ遅延時間に対するスイッチングアンプのスイッチング周波数の変化を示す図である。 特許文献１の構成における、ゲートドライバ遅延時間に対するリニアアンプの平均出力電流の変化を示す図である。
　第１の展開形態の電力増幅器は、上記第１の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。
　第２の展開形態の電力増幅器は、上記第２の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。
　第３の展開形態の電力増幅器は、前記ポーラ変調器が、前記第１の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分、及び、前記第２の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させることが好ましい。
　第４の展開形態の電力増幅器は、前記ＲＦ変調信号又は前記ＲＦ位相変調信号を受信して増幅した後、前記第１の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第２のＲＦアンプをさらに備えていてもよい。
　第５の展開形態の電力増幅器は、前記第１の振幅変調器の出力信号を終端する抵抗素子をさらに備えていてもよい。
　第６の展開形態の電力増幅器は、
　前記第１の振幅変調器が、前記振幅変調成分を入力する端子と、
　前記振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、
　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するパルス変調器と、
　前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、
　前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、
　前記パルス変調信号を出力する端子と、を備えていることが好ましい。
　第７の展開形態の電力増幅器は、
　前記第２の振幅変調器が、前記振幅変調成分を入力する端子と、
　前記変調信号の振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、
　前記パルス変調信号を入力する端子と、
　前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、
　前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、を備えていることが好ましい。
　第８の展開形態の電力増幅器は、前記電圧源が帰還増幅器を備えていることが好ましい。
　第９の展開形態の電力増幅器は、前記電流源が、前記パルス変調信号を増幅した後、平滑フィルタで平滑化することによって、前記電流信号を生成するスイッチングアンプであることが好ましい。
　第１０の展開形態の電力増幅器は、
　前記スイッチングアンプが、第１のスイッチング素子と、
　第２のスイッチング素子と、
　第１のスイッチング素子の一端が接続された接地端子と、
　第２のスイッチング素子の一端が接続された直流電源と、
　第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の他端とが接続された第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、
　前記パルス変調信号を用いて、前記接地端子から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御するとともに前記直流電源から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御することによって、前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することが好ましい。
　第１１の展開形態の電力増幅器は、
　前記スイッチングアンプが、トランスと、
　前記トランスの１次側コイルの一端に接続された直流電源と、
　前記トランスの１次側コイルの他端に接続されたスイッチング素子と、
　前記トランスの２次側コイルの一端に接続された接地端子と、
　前記トランスの２次側コイルの他端と第１のノードとの間に接続された第１の整流素子と、
　前記接地端子と前記第１のノードとの間に接続された第２の整流素子と、
　前記第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、
　前記パルス変調信号を用いた前記スイッチング素子によって前記直流電源からの電流の導通及び非導通を制御することで前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記トランス及び前記整流素子を経由させた後に前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することが好ましい。
　第１２の展開形態の電力増幅器は、
　前記第１の振幅変調器の負荷インピーダンスが、前記第２の振幅変調器の負荷インピーダンスと同一の値であって、
　前記第１の振幅変調器及び前記第２の振幅変調器が、同一の構成からなる平滑フィルタを備えていることが好ましい。
　第１３の展開形態の無線通信機は、上記の電力増幅器を備えていることが好ましい。
　第１４の展開形態の電力増幅方法は、上記第３の視点に係る電力増幅方法であることが好ましい。
　第１５の展開形態の電力増幅方法は、上記第４の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。
　第１６の展開形態の電力増幅方法は、前記第１の増幅工程における前記振幅変調成分、及び、前記第２の増幅工程における前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させる工程をさらに含むことが好ましい。
　以下、本発明方法および装置を添付の図面に示す実施形態に基づいて説明する。なお、図中同一または相当部分については同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　（実施形態１）
　第１の実施形態に係る電力増幅器について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図である。図１を参照すると、電力増幅器は、ポーラ変調器５２、第１の振幅変調器４１、第２の振幅変調器１１、及び、第１のＲＦアンプ（ＲＦ－ＰＡ：Radio Frequency Power Amplifier）６を有する。
　ポーラ変調器５２は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる。
　第１の振幅変調器４１は、前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する。
　第２の振幅変調器１１は、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する。
　第１のＲＦアンプ６は、前記ＲＦ変調信号を受信し、前記ＲＦ変調信号を増幅した後、第２の振幅変調器１１の出力信号によって振幅変調して出力する。
　ポーラ変調器５２は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させてもよい。このとき、第１のＲＦアンプ６は、前記ＲＦ位相変調信号を受信し、前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、第２の振幅変調器１１の出力信号によって振幅変調して出力する。
　図２は、本実施形態に係る電力増幅器の構成をさらに詳細に示す図である。図２を参照すると、本実施形態の電力増幅器は、ポーラ変調器５２と、実際に通信に用いるＲＦ変調信号８１を出力するためのポーラ変調型電力増幅器１２と、パルス変調信号３２を生成するためのポーラ変調型電力増幅器４２とを備えている。
　ポーラ変調器５２は、入力端子５１に入力された送信信号データに基づいて、出力端子５７ａに送信信号の振幅変調成分８４ａを出力し、出力端子５７ｂに送信信号の振幅変調成分８４ｂを出力する。また、出力端子５６ａにＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａを出力し、出力端子５６ｂにＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂを出力する。ポーラ変調器５２は、振幅変調成分８４ａと、振幅変調成分８４ｂと、ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａと、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂとの出力タイミング（遅延時間）を調整する。ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａの出力タイミングを、振幅変調成分８４ａの出力タイミングから振幅変調器４１の遅延時間の分だけ遅らせることが好ましい。また、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂの出力タイミングを、振幅変調成分８４ｂの出力タイミングから振幅変調器１１の遅延時間の分だけ遅らせることが好ましい。
　ポーラ変調型電力増幅器１２は、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂを増幅し、所望のＲＦ変調信号８１を出力する。
　ポーラ変調型電力増幅器４２は、ポーラ変調型電力増幅器１２のスイッチングアンプ２を制御するためのパルス変調信号３２を出力する。
　ポーラ変調型電力増幅器１２は、振幅変調器１１とＲＦ－ＰＡ（第１のＲＦアンプ）６を備えている。振幅変調器１１は、ＲＦ変調信号８１の振幅に応じてＲＦ－ＰＡ６への供給電力を制御する。振幅変調器１１は、リニアアンプ１０とボルテージフォロワ型リニアアンプ９を含む電圧源を有し、ハイサイドゲートドライバ８ａとローサイドゲートドライバ８ｂとスイッチングアンプ２を含む電流源を有する。
　特許文献１と同様に、振幅変調器１１の出力電圧５（Ｖｏｕｔ）は、出力誤差の無い電圧源として動作するリニアアンプ９の出力電圧ＶＣにほぼ一致する。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔの誤差を抑制することができる。なお、リニアアンプ９を出力インピーダンスが低い良好な電圧源として動作させるため、リニアアンプ９は、一例として、帰還増幅器であるボルテージフォロワ型回路で実装することが好ましい。
　スイッチングアンプ２は、インバータ回路３とインダクタ４を含む。スイッチングアンプ２において、インバータ回路３はゲートドライバ８ａ及び８ｂを経由して入力されたパルス変調信号３２を増幅し、増幅後のパルス変調信号をインダクタ素子４で平滑化する。これにより、スイッチングアンプ２は、振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉｏｕｔを出力する。
　ＲＦ－ＰＡ６の電源端子に供給される電流Ｉｏｕｔ（及び電力）の大部分は高効率のスイッチングアンプ２の出力電流（及び電力）によって供給される。したがって、振幅変調器１１の電力効率も高効率となる。なお、振幅変調器１１とＲＦ－ＰＡ６は大電力信号を出力するように設計され、一例として、ディスクリート部品で実装することが好ましい。
　ポーラ変調器５２は、振幅変調成分８４ｂの出力タイミングを、振幅変調成分８４ａの出力タイミングからゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の分だけ遅らせる。また、ポーラ変調器５２は、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂの出力タイミングを、ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａの出力タイミングからゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の分だけ遅らせる。
　これにより、ゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の効果が補正され、振幅変調器１１から出力される電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩｏｕｔとＲＦ変調信号８１の同期を取り、同期（遅延）のずれに起因する電圧源（リニアアンプ９及び１０）の消費電力増大とＲＦ変調信号８１の信号誤差を抑制することができる。
　ポーラ変調型電力増幅器４２は、振幅変調器４１とＲＦ－ＰＡ（第２のＲＦアンプ）２６を有する。振幅変調器４１は、ＲＦ―ＰＡ２６の出力信号であるＲＦ変調信号８５の振幅に応じてＲＦ－ＰＡ２６への供給電力を制御する。出力されたＲＦ変調信号８５は負荷５９で終端される。振幅変調器４１は、リニアアンプ３０とボルテージフォロワ型リニアアンプ２９を含む電圧源を有し、スイッチングアンプ２２を含む電流源を有する。スイッチングアンプ２２は、インバータ回路２３とインダクタ２４を含む。スイッチングアンプ２２及び２を制御するパルス変調信号３２は、センス抵抗３１における検知電流ＩＣに基づいてヒステリシス比較器２８から出力される。すなわち、ヒステリシス比較器２８は、パルス変調器として動作する。
　ゲートドライバを用いることなく、ヒステリシス比較器２８でスイッチングアンプ２２を直接ドライブできる程度に、スイッチングアンプ２２の出力電力を小さく設計する。したがって、振幅変調器４１とＲＦ－ＰＡ２６も出力電力は小さく設計される。ポーラ変調型電力増幅器４２から出力されるＲＦ変調信号８５の電力は、ポーラ変調型電力増幅器１２から出力されるＲＦ変調信号８１の電力に対して無視できる程度の小電力に設計することが好ましい。また、振幅変調器４１とＲＦ－ＰＡ２６は、ＩＣ集積されることが好ましい。
　本実施形態においては、インダクタ２４とインダクタ４を同じインダクタ値とし、振幅変調器４１の負荷インピーダンス（＝Ｖ’ｏｕｔ／Ｉ’ｏｕｔ）と振幅変調器１１の負荷インピーダンス（＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔ）を同一の値とすることが好ましい。振幅変調器４１の出力電圧Ｖ’ｏｕｔは、スイッチングアンプ２２の電源電圧Ｖ’ＤＤで設定され、振幅変調器１１の出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチングアンプ２の電源電圧ＶＤＤで設定される。また、振幅変調器４１の出力電流Ｉ’ｏｕｔはＲＦ－ＰＡ２６のデバイスサイズで設定され、振幅変調器１１の出力電流ＩｏｕｔはＲＦ－ＰＡ６のデバイスサイズで設定される。
　これらの値とすることにより、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。
　ポーラ変調型電力増幅器４２の振幅変調器４１は、遅延時間の大きなゲートドライバを用いないことから、特許文献１で問題となった電流フィードバックループ２１の帯域制限は発生しない。また、ポーラ変調型電力増幅器１２の振幅変調器１１は電流フィードバックループが存在しないことから、やはり帯域制限の問題は発生しない。
　図３は、特許文献１（図１１）におけるゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延量とリニアアンプ２０１の出力電流の関係と、本実施形態（図２）におけるゲートドライバ８ａ及び８ｂとリニアアンプ９の出力電流の関係とをシミュレーションした結果を示す。図３を参照すると、特許文献１の構成ではゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延量が増大するにつれてリニアアンプ２０１の出力電流が大きく増大する。一方、本実施形態によると、ゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延量が増大した場合のリニアアンプ９の出力電流の増分は低く抑えられている。したがって、本実施形態の構成によると、特許文献１の構成と比較して、リニアアンプ９の消費電力が抑制され、ポーラ変調型電力増幅器１２の電力効率が改善される。
　図４～図６は、特許文献１の構成（図１１）におけるゲートドライバ２０８ａと２０８ｂ及び本実施形態の構成（図２）におけるゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延量を６５ｎｓに設定し、特許文献１及び本実施形態における回路の各波形をシミュレーションした結果を示す。
　図４は、特許文献１に係るスイッチングアンプ及び本実施形態に係るスイッチングアンプのスイッチング電圧の時間波形を示す図である。図４を参照すると、ゲートドライバに遅延量（６５ｎｓ）がある場合には、特許文献１の構成ではパルス変調信号２０７のスイッチング周波数が低減している。一方、本実施形態の構成ではパルス変調信号３２のスイッチング周波数の低減は見られない。
　図５は、特許文献１に係るリニアアンプ及び本実施形態に係るリニアアンプの出力電流の時間波形を示す図である。図５を参照すると、特許文献１の構成ではリニアアンプ２０１の出力電流が増大している。一方、本実施形態の構成ではリニアアンプ９の出力電流は抑制されている。
　図６は、特許文献１に係る振幅変調器及び本実施形態に係る振幅変調器の出力電圧の時間波形を示す図である。図６を参照すると、特許文献１の構成の振幅変調器４０４の出力電圧Ｖｏｕｔと本実施形態の構成の振幅変調器１１の出力電圧Ｖｏｕｔとは、ほぼ一致しており、同程度の信号精度が実現されている。
　（実施形態２）
　第２の実施形態に係る電力増幅器について図面を参照して説明する。図７は、本実施形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図７を参照すると、本実施形態の電力増幅器においては、第１の実施形態の電力増幅器におけるＲＦ－ＰＡ（第２のＲＦアンプ）２６が抵抗素子３４に置き換えられている。
　抵抗素子３４のインピーダンス値（＝Ｖ’ｏｕｔ／Ｉ’ｏｕｔ）は振幅変調器１１の負荷インピーダンス値（＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔ）と同一とし、インダクタ２４とインダクタ４を同一のインダクタ値とすることが好ましい。このような値とすることで、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。
　本実施形態では、振幅変調器４１の負荷を、第１の実施形態に係る電力増幅器におけるＲＦ－ＰＡ２６から抵抗素子３４に置き換えることで、回路の構成が簡略化されている。本実施形態のように、振幅変調器４１の出力負荷回路を変更した場合においても、第１の実施形態と同様の作用及び効果が得られる。すなわち、本発明は、振幅変調器４１の出力負荷の回路種別によらず、適用することができる。
　（実施形態３）
　第３の実施形態に係る電力増幅器について図面を参照して説明する。図８は、本実施形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図８を参照すると、本実施形態では、第１の実施形態の電力増幅器におけるスイッチングアンプ２及び２２が、インバータ型回路からフィードフォワードコンバータ型回路に置き換えられている。
　スイッチングアンプ２は、電源７１とトランス７２とスイッチ素子７３とインダクタ７４とダイオード７５及び７６とを含み、ローサイドゲートドライバ８ｂでドライブされる。パルス変調信号３２は、ローサイドゲートドライバ８ｂを経由してスイッチングアンプ２に入力され、パルス変調信号３２は増幅されてダイオード７５及び７６のカソードに出力される。増幅されたパルス変調信号３２は、インダクタ素子７４で平滑化することで、スイッチングアンプ２は振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉｏｕｔを出力する。
　スイッチングアンプ２２は、電源９１、トランス９２、スイッチ素子９３、インダクタ９４、及び、ダイオード９５、９６を含む。スイッチングアンプ２２においても、増幅されたパルス変調信号３２は、ダイオード９５及び９６のカソードに出力され、増幅されたパルス変調信号３２をインダクタ素子９４で平滑化することで、振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉ’ｏｕｔが出力される。
　本実施形態においては、インダクタ９４とインダクタ７４を同一のインダクタ値とし、振幅変調器４１の負荷インピーダンス（＝Ｖ’ｏｕｔ／Ｉ’ｏｕｔ）と振幅変調器１１の負荷インピーダンス（＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔ）を同一の値とすることが好ましい。振幅変調器４１の出力電圧Ｖ’ｏｕｔはスイッチングアンプ２２の電源電圧Ｖ’ＤＤで設定され、振幅変調器１１の出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチングアンプ２の電源電圧ＶＤＤで設定される。また、振幅変調器４１の出力電流Ｉ’ｏｕｔはＲＦ－ＰＡ２６のデバイスサイズで設定され、振幅変調器１１の出力電流ＩｏｕｔはＲＦ－ＰＡ６のデバイスサイズで設定される。
　これらの値とすることで、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。
　インバータ型のスイッチングアンプを適用した第１の実施形態と比較すると、本実施形態では、高電圧動作が必要なハイサイドドライバ８ａとその駆動対象となるスイッチ素子が不要となる。したがって、消費電力を低減でき、高電圧動作によって素子が破壊される危険性を抑えることができる。
　本実施形態のように、スイッチングアンプ２及び２２の内部構成を変更した場合であっても、第１の実施形態と同様の作用及び効果が得られる。すなわち、本発明は、スイッチングアンプ２及び２２の内部構成によらずに適用することができる。
　なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせ乃至選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
２、２２、２０２　スイッチングアンプ
３、２３、２０３　インバータ回路
４、２４、７４、９４、２０４　インダクタ
６、２６、４０６　ＲＦアンプ（ＲＦ－ＰＡ：Radio Frequency Power Amplifier)
８ａ、８ｂ、２０８ａ、２０８ｂ　ゲートドライバ
９、１０、２９、３０、２０１、２０９　リニアアンプ
１１、４１、４０４　振幅変調器
１２、４２　ポーラ変調型電力増幅器
２１、２１０　電流フィードバックループ
２８、２０６　ヒステリシス比較器
３１、２０５　センス抵抗
３２、２０７　パルス変調信号
３４　抵抗素子
５１、４０１　入力端子
５６ａ、５６ｂ、５７ａ、５７ｂ、４０２、４０７、４１２　出力端子
５２、４１１　ポーラ変調器
５９　負荷
８１、８２ａ、８２ｂ、８５、４０８、４１０　ＲＦ変調信号
８３ａ、８３ｂ、４１３　ＲＦ位相変調信号
８４ａ、８４ｂ、４０３、４０５　振幅変調成分
７１、９１　電源
７２、９２　トランス
７３、９３　スイッチ素子
７５、７６、９５、９６　ダイオード
４０９　電源端子

Claims (16)

  1. 　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、
    　前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、
    　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、
    　前記ＲＦ変調信号を受信し、前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えていることを特徴とする電力増幅器。
  2. 　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、
    　前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、
    　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、
    　前記ＲＦ位相変調信号を受信し、前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えていることを特徴とする電力増幅器。
  3. 　前記ポーラ変調器は、前記第１の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分、及び、前記第２の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力増幅器。
  4. 　前記ＲＦ変調信号又は前記ＲＦ位相変調信号を受信して増幅した後、前記第１の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第２のＲＦアンプをさらに備えていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
  5. 　前記第１の振幅変調器の出力信号を終端する抵抗素子をさらに備えていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
  6. 　前記第１の振幅変調器は、前記振幅変調成分を入力する端子と、
    　前記振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、
    　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するパルス変調器と、
    　前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、
    　前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、
    　前記パルス変調信号を出力する端子と、を備えていることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力増幅器。
  7. 　前記第２の振幅変調器は、
    　前記振幅変調成分を入力する端子と、
    　前記変調信号の振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、
    　前記パルス変調信号を入力する端子と、
    　前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、
    　前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、を備えていることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力増幅器。
  8. 　前記電圧源は、帰還増幅器を備えていることを特徴とする、請求項６又は７に記載の電力増幅器。
  9. 　前記電流源は、前記パルス変調信号を増幅した後、平滑フィルタで平滑化することによって、前記電流信号を生成するスイッチングアンプであることを特徴とする、請求項６又は７に記載の電力増幅器。
  10. 　前記スイッチングアンプは、第１のスイッチング素子と、
    　第２のスイッチング素子と、
    　第１のスイッチング素子の一端が接続された接地端子と、
    　第２のスイッチング素子の一端が接続された直流電源と、
    　第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の他端とが接続された第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、
    　前記パルス変調信号を用いて、前記接地端子から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御するとともに前記直流電源から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御することによって、前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器。
  11. 　前記スイッチングアンプは、トランスと、
    　前記トランスの１次側コイルの一端に接続された直流電源と、
    　前記トランスの１次側コイルの他端に接続されたスイッチング素子と、
    　前記トランスの２次側コイルの一端に接続された接地端子と、
    　前記トランスの２次側コイルの他端と第１のノードとの間に接続された第１の整流素子と、
    　前記接地端子と前記第１のノードとの間に接続された第２の整流素子と、
    　前記第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、
    　前記パルス変調信号を用いた前記スイッチング素子によって前記直流電源からの電流の導通及び非導通を制御することで前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記トランス及び前記整流素子を経由させた後に前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器。
  12. 　前記第１の振幅変調器の負荷インピーダンスは、前記第２の振幅変調器の負荷インピーダンスと同一の値であって、
    　前記第１の振幅変調器及び前記第２の振幅変調器は、同一の構成からなる平滑フィルタを備えていることを特徴とする、請求項９乃至１１のいずれか１項に記載の電力増幅器。
  13. 　請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の電力増幅器を備えていることを特徴とする無線通信機。
  14. 　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、
    　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する工程と、
    　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする工程と、
    　前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記増幅された変調成分によって振幅変調する工程と、を含むことを特徴とする電力増幅方法。
  15. 　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、
    　前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する第１の増幅工程と、
    　前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする第２の増幅工程と、
    　前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記増幅された振幅変調成分によって振幅変調する工程と、を含むことを特徴とする電力増幅方法。
  16. 　前記第１の増幅工程における前記振幅変調成分、及び、前記第２の増幅工程における前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させる工程をさらに含むことを特徴とする、請求項１４又は１５に記載の電力増幅方法。
PCT/JP2010/067037 2009-09-30 2010-09-30 電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法 WO2011040507A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/499,205 US8797113B2 (en) 2009-09-30 2010-09-30 Power amplifier, wireless communication device, and power amplification method
JP2011534293A JP5621780B2 (ja) 2009-09-30 2010-09-30 電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-227989 2009-09-30
JP2009227989 2009-09-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011040507A1 true WO2011040507A1 (ja) 2011-04-07

Family

ID=43826319

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/067037 WO2011040507A1 (ja) 2009-09-30 2010-09-30 電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8797113B2 (ja)
JP (1) JP5621780B2 (ja)
WO (1) WO2011040507A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016013138A1 (ja) * 2014-07-24 2016-01-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信制御装置およびそれを備える無線通信装置

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012017580A1 (ja) * 2010-08-03 2012-02-09 日本電気株式会社 送信装置及びその制御方法
US9083441B2 (en) 2011-10-26 2015-07-14 Qualcomm Incorporated Impedance balancing for transmitter to receiver rejection
US8654867B2 (en) * 2011-12-07 2014-02-18 Texas Instruments Incorporated Transformer power combiner with filter response
US8494468B1 (en) * 2012-01-27 2013-07-23 Research In Motion Limited Mobile wireless communications device including sensing transistor and hysteretic comparator and related methods
US8971219B2 (en) * 2012-03-30 2015-03-03 Qualcomm Incorporated Hybrid transformer based integrated duplexer for multi-band/multi-mode radio frequency (RF) front end
US20130259099A1 (en) 2012-03-30 2013-10-03 Qualcomm Incorporated Tunable notch filter using feedback through an existing feedback receiver
US9692367B2 (en) * 2014-10-17 2017-06-27 Daico Industries, Inc. T-shaped power amplifier cooling plate

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905407A (en) * 1997-07-30 1999-05-18 Motorola, Inc. High efficiency power amplifier using combined linear and switching techniques with novel feedback system
JP2003533116A (ja) * 2000-05-05 2003-11-05 テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン（パブル） 広帯域包絡線信号を効率的に増幅する装置と方法
WO2008090712A1 (ja) * 2007-01-24 2008-07-31 Nec Corporation 電力増幅器
WO2009101905A1 (ja) * 2008-02-14 2009-08-20 Nec Corporation 電力増幅器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE513360T1 (de) * 2000-12-28 2011-07-15 Alcatel Lucent Xdsl klasse c-ab treiber
US8030995B2 (en) * 2008-12-25 2011-10-04 Hitachi Kokusai Electric Inc. Power circuit used for an amplifier

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905407A (en) * 1997-07-30 1999-05-18 Motorola, Inc. High efficiency power amplifier using combined linear and switching techniques with novel feedback system
JP2003533116A (ja) * 2000-05-05 2003-11-05 テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン（パブル） 広帯域包絡線信号を効率的に増幅する装置と方法
WO2008090712A1 (ja) * 2007-01-24 2008-07-31 Nec Corporation 電力増幅器
WO2009101905A1 (ja) * 2008-02-14 2009-08-20 Nec Corporation 電力増幅器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016013138A1 (ja) * 2014-07-24 2016-01-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信制御装置およびそれを備える無線通信装置
JPWO2016013138A1 (ja) * 2014-07-24 2017-04-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信制御装置およびそれを備える無線通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP5621780B2 (ja) 2014-11-12
US20120188024A1 (en) 2012-07-26
US8797113B2 (en) 2014-08-05
JPWO2011040507A1 (ja) 2013-02-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5621780B2 (ja) 電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法
JP5472119B2 (ja) 電力増幅装置
JP5516423B2 (ja) 電力増幅器及び電力増幅方法
CN101401261B (zh) 功率放大器控制器电路
US6566944B1 (en) Current modulator with dynamic amplifier impedance compensation
JP5472115B2 (ja) 電力増幅器
US7560984B2 (en) Transmitter
Hsia et al. Wideband high efficiency digitally-assisted envelope amplifier with dual switching stages for radio base-station envelope tracking power amplifiers
JP5273056B2 (ja) 電力増幅器
US9270241B2 (en) Power supply device, transmission device using same, and method for operating power supply device
JP2007036973A (ja) 電力増幅器および通信装置
JP5867501B2 (ja) 電源装置および制御方法
JP2004173249A (ja) 送信機
US7504881B2 (en) Power amplifier
US7135918B1 (en) Linear power amplifier circuit with a modulated power supply signal
US8145148B2 (en) Transmitter and communication apparatus
Briffa et al. Dynamically biased Cartesian feedback linearization
US10187022B2 (en) RF class AB cascode amplifier with linearization and steering diodes
CN114424453A (zh) 极化调制器中的宽带包络控制
JP2010118879A (ja) 電源回路
KR100824773B1 (ko) 선형 전력 증폭방법
CN114467261B (zh) 具有宽带乘积模式控制的极化调制发射机
Lu et al. Design of a wideband constant-on-time control envelope amplifier for wireless basestation envelope tracking power amplifiers
JP2022185232A (ja) 電力増幅器および物標探知装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10820622

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011534293

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13499205

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10820622

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1