CN1636315A - 具有动态放大器阻抗补偿的电流调制器 - Google Patents

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Abstract

调幅电路向射频功率放大器提供经调制的供电电流，可能结合提供经调制的供电电压，它包括响应电压与该经调制供电电流的比率的变化的检测电路，其中这里将所述比率描述为其AM调制阻抗。这种阻抗(电阻)变化通常因被功率放大器驱动的天线部件的变化耦合特性而产生。增益控制电路可以与检测电路相关，并且响应它，由此响应AM调制阻抗的变化而允许调整调制增益控制。这种安排允许调制器在变化的AM调制阻抗上保持固定调制增益，而其它实施例响应功率放大器阻抗变化而改变调制增益，从而避免信号削波，否则在增加的功率放大器电阻导致电压超过功率放大器的供电电压时将产生信号削波。

Description

具有动态放大器阻抗补偿的电流调制器
发明背景
本发明一般涉及到功率放大器电流调制，特别涉及功率放大器电阻中的理论上感测的变化。
目前存在各种技术用于产生用在无线通信系统中的射频发送信号。这各种技术解决了每个必要的优点和缺陷，但是对于移动通信设备很重要的一种考虑是需要相对良好的工作效率。工作效率在移动通信设备的电池寿命中一般是重要的因素。功率放大器效率在总工作效率方面是基本因素，因为用于产生射频(RF)发送信号的功率放大器电路是这些设备中的主要功率消耗者。
用于提高功率放大器效率的一种技术包括极性调制，其中表示所希望的发送数据的调相和调幅信息被分成调幅信号和调相信号。调相信号是作为施加于功率放大器放大输入的恒定包络(envelope)信号产生的。功率放大器在饱和模式操作，在工作效率上产生显著的增益，但妨碍了可变幅度输入信号的线性放大。为了对来自功率放大器的输入信号进行线性调幅，根据所希望的调幅信息调制其供电电压(supply voltage)或供电电流(supply current)。这就从具有调相和调幅信息的放大器产生了随时间变化的RF输出信号。
供电电压调制是相对直接的，并包括使用电压调制器响应控制调幅信号来调制放大器供电电压。虽然是相对直接的，但在遇到由于例如晶体管导通电压偏移造成的功率放大器非线性的情况下供电电压调制有时是不希望的。
供电电流调制提供优异的线性，但是没有它伴随而来的挑战。例如，功率放大器具有低频“AM调制阻抗”，从而供电电流调制产生在标称工作范围内摆动的最终的功率放大器工作电压。然而，由调制供电电流所视的实际放大器阻抗(电阻)作为其RF输出阻抗耦合的函数而变化。因此，随着发送天线的耦合特性变化，由调制供电电流导致的工作电压可能引人注目地改变。随着功率放大器受影响的AM调制阻抗增加，其工作电压可能上升到供电极限，在该供电极限之上RF输出信号被削波(clip)。这种削波潜在地引起明显的非线性，导致包括增加的相邻信道信号干扰和更高通信误码率的大量不希望的效果。
虽然有些采用电流调制的常规系统尝试着补偿功率放大器阻抗改变，已有方案依赖使用诸如传输线耦合器之类的耗散感测元件来检测RF输出信号功率。这些已有方案浪费了传输信号功率，因此降低了工作效率。
发明概述
本发明提供了一种方法和设备，与给功率放大器提供经调幅的供电电流一起动态地补偿改变功率放大器阻抗。这个动态补偿是以功率放大器的DC电阻的理论上感测改变为基础的，其中所述感测改变是由例如与发送天线耦合的变化相关的功率放大器阻抗的变化引起的。功率放大器AM调制阻抗的改变，例如功率放大器输出阻抗的改变，是由功率放大器工作电压和参考电流推断而来的，其中参考电流保持与进入功率放大器中的调制供电电流的固定比例。这种方案使得可以精确地感测功率放大器阻抗的变化，但是在功率放大器的电流供给路径或RF输出信号路径中不需要使用耗散元件，如定向耦合器。
根据本发明一些实施例的电流调制器理论上感测功率放大器输出阻抗(PA电阻)，以便动态地调节在产生成比例的参考电流中使用的控制增益，从而在调幅信号和最终的调制供电电流之间保持固定的总调幅增益。利用这个方案，调制增益可以保持在变化的PA电阻的相对宽范围内。这些实施例中使用的示例方案包括响应理论上感测的PA电阻在调制控制反馈回路内改变增益控制电阻。
可替换地，响应变化的PA电阻，可使用增益控制来改变增益，以便避免由于驱动调制供电电流到增加PA电阻中而产生的电压削波。也就是说，随着PA电阻增加，可以减小调制增益，以便避免驱动功率放大器的工作电压到电流调制器的电压极限。增益控制可包括使用可变电阻，或者可包括将理论上感测的PA电阻转换为调节驱动电流调制器的调制信号。这种调节可能在模拟或数字域或两者中进行。
在另一些实施例中，响应于理论上感测的PA电阻来调节匹配网络阻抗，以便补偿发送天线耦合的改变。在这些配置中，来自功率放大器的RF输出信号经可变匹配网络耦合到发送天线，其中可变匹配网络可调节以便在阻抗范围内保持阻抗匹配。通过在RF输出和发送天线之间保持阻抗匹配，反射的RF功率保持在标称电压驻波比(VSWR)值，并且提供调制供电电流的电流调制器“所视为(see)”观察功率放大器供电输入的基本上恒定的PA电阻。
附图简述
图1是采用功率放大器供电电流调制的常规无线通信设备的示意图。
图2是图1的电流调制器的示意图。
图3A和3B是图示没有补偿功率放大器电阻的变化的功率放大器输出信号电压削波的曲线图。
图4是常规地用于隔离功率放大器与变化的输出阻抗的阻抗隔离器的示意图。
图5是常规地用于感测来自功率放大器的基本和反射功率的成对的定向耦合器的示意图。
图6是示例无线通信设备的示意图，包括根据本发明的电流调制器的示例性实施例。
图7是表示其中响应于理论上感测的PA电阻而改变控制增益以保持调制增益的图6的电流调制器的示例实施例的示意图。
图8是表示响应于理论上感测的PA电阻而改变调制增益以避免电压削波的电流调制器的另一示例实施例的示意图。
图9是表示响应于理论上感测的PA电阻而改变调制增益以避免电压削波的电流调制器的另一示例实施例的示意图。
图10是表示响应于理论上感测的PA AM调制阻抗而控制可变阻抗匹配网络以便在变化的天线阻抗之上保持PA阻抗的电流调制器的另一示例实施例的示意图。
图11是表示结合了功率放大器偏置电压的动态调节的电流调制器的另一示例实施例的示意图。
发明的详细说明
图1图示了采用常规电流调制器的无线通信设备10。设备10包括收发器12、数字信号处理器(DSP)14、电流调制器16、功率放大器18、RF输出匹配网络20、接收滤波器22、和天线部件24。在工作中，基于从DSP14接收的期望发送数据，收发器12向功率放大器18提供恒定包络、经调相的输入信号。另外，DSP14产生驱动调制器16的调幅信号。然后，调制器16产生用作功率放大器18的输入供电电流的调制供电电流IPA。功率放大器18在饱和模式工作，使得被驱动到功率放大器输出阻抗中的调制供电电流在来自功率放大器18的RF输出信号中产生调幅。相应地，RF输出信号包括与期望发送数据相应的调相和调幅信息。
图2示出了与功率放大器18的简化表示相关的调制器16。这里，作为可变阻抗负载ZPA，从调制器16的方面表示了功率放大器18。出现ZPA的变化是由于相对于天线部件24的耦合环境变化造成的。也就是说，从天线辐射的信号被不同地耦合到周围环境中，这取决于外部物体相对于天线部件24的特性和接近程度。随着天线部件24的有效阻抗改变，输出匹配网络20和天线部件24之间的阻抗匹配也改变。如本领域技术人员应该理解的，匹配网络20和天线部件24之间的阻抗失配导致电压驻波比(VSWR)改变，这有效地改变了如调制器16所视的功率放大器18的输出阻抗。
变化的阻抗导致对于给定幅度的调制供电电流产生功率放大器18的供电输入上的不同工作电压。就是说，当功率放大器AM调制阻抗随着变化的输出阻抗而增加或减小时，调制供电电流导致不同的工作电压。这种现象的一个结果是：如果功率放大器阻抗增加太多，来自功率放大器18的输出信号可能是被削波的电压，其中驱动功率放大器16的调制供电电流的瞬时振幅将导致超过调制器16的电压极限的电压。例如，如果调制器16使调制供电电流源自设备10内的电池或其它电源，则电压源的振幅通过限制其中调制器16可驱动调制供电电流的电压而限制了功率放大器18的工作电压。
图3A和3B图示了这种电压削波现象的结果。在图3A中，在匹配网络20和天线24之间的阻抗匹配假设是正常的，给功率放大器18提供等于标称值的有效DC电阻ROUT1。调幅信号AM_IN具有峰峰值振幅A1，并且调制器16基于给定调制增益在峰值振幅A2上产生调制供电电流IPA。被驱动到功率放大器16供电输入中的调制供电电流产生具有峰峰值振幅A3的最终工作电压VPA，其中峰峰值振幅A3取决于ROUT1的值。由于ROUT1为标称值，因此工作电压VPA的振幅保持在电压极限内。
在图3B中，由相对于天线部件24的外部信号耦合的变化产生的阻抗失配使功率放大器18的有效DC电阻从ROUT1增加到ROUT2。因向ROUT2中驱动调制供电电流而产生的工作电压VPA超过工作极限，因此，输出信号表现出在电压极限处的削波。因此，输出信号不是驱动到峰峰值振幅A4，而是在振幅A3被削波。这种削波引起输出信号失真，使得在接收系统中的相邻信道干扰和误码率增加。
图4和5示出了在功率放大器电流调制环境下对于阻抗失配问题的常规解决方案。在图4中，放大器18的输出经隔离器26耦合到天线部件24。隔离器26用作三端口网络，并通过将由阻抗失配产生的反射功率转移到负载R1中而不是返回到功率放大器18的输出，防止功率放大器18在天线部件阻抗中的变化。虽然从调制器16的观点来看，这个解决方案在模拟固定输出阻抗方面是有效的，但是在实际输出阻抗失配仍然存在的情况下是无效的，并且导致与反射能量相关的潜在的显著功率耗散被耗散在负载电阻器R1中。
图5中所示的解决方案还存在与在调制供电电流路径中或在功率放大器18的输出信号路径中具有耗散元件相关的无效性的问题。这里，定向耦合器28和30与AM检测二极管31A和31B组合起来分别检测基本正向和基本反射功率。通过检测这两个功率之间的差值，控制系统可以改变功率放大器18的增益，或补偿RF输入信号，以便避免产生与变化的功率放大器输出阻抗相关的问题。而且，这种补偿是以与检测功率放大器输出阻抗相关的潜在显著的功率耗散为代价的。
图6示出了使用避免在调制供电电流路径上或在功率放大器输出信号路径上放置耗散元件的技术解决理论上感测功率放大器输出阻抗(例如理论上感测DC电阻)的示例解决方案。理论感测可以是按照需要进行带宽调整，以便实现适合于目前应用的感测频率。例如，当功率放大器48的最终工作电压随着来自电流调制器42的调制供电电流的振幅变化时，其视在阻抗(apparent impedance)会改变。因此，除了由改变天线部件54的耦合特性产生的相对缓慢的阻抗变化之外，可以使理论感测响应以调幅频率快速改变的放大器阻抗。
这里，示例无线通信设备40包括根据本发明配置的电流调制器42。在本实施例中，电流调制器42包括调制控制电路60、输出电路62、参考电路64、检测电路66和补偿控制器68(可选)。除了电流调制器42之外，设备40还包括收发器44、基带处理器46、功率放大器48、匹配网络50、接收滤波器52和天线部件54。
在工作中，电流调制器42的输出电路62以所希望的调制增益响应调幅信号AM_IN向功率放大器48的供电输入提供调制供电电流。基带处理器46可以产生或不产生与常规设备10中所示的调幅信号类似的AM_IN。在任何情况下，调制控制电路60响应调幅信号线性地产生调制控制信号，并且这个调制控制信号驱动由参考电路64产生的参考电流以及由输出电路62产生的调制供电电流的产生。
参考电路产生与调制供电电流成比例的参考电流，并包括参考控制元件(后面示出)，该参考控制元件响应由检测电路66产生的理论感测信号而保持参考电流与调制供电电流成固定比例。检测电路66产生作为功率放大器48的工作电压VPA的函数的理论感测信号以及参考电流。因此，产生作为功率放大器48的AM调制阻抗的函数的理论感测信号。
在其各个实施例中，可使用功率放大器AM调制阻抗的理论感测来实施增益控制，从而在变化的功率放大器AM调制阻抗之上保持调制增益。在其它实施例中，调制增益在变化的功率放大器AM调制阻抗上改变，从而防止RF输出信号的电压削波。在另一些实施例中，使用理论感测来改变匹配阻抗网络，由此在变化条件下保持功率放大器48和天线部件54之间的阻抗匹配。最后这个方案有效地消除了天线部件54的阻抗变化，而且是在没有耗散RF功率的情况下完成的。理论感测方法的其它应用对于本领域技术人员来说是显而易见的。实际上，在所有情况下，电流调制器42向设备40提供感测功率放大器AM调制阻抗变化而且不向调制电流供电路径或RF输出信号路径中引入附加耗散元件的能力。
图7示出了电流调制器42的实施例的示例性的细节，其中理论阻抗感测用于在变化的功率放大器输出阻抗上保持恒定调制增益。这里，调制控制电路60包括差分放大器70、场效应晶体管(FET)Q1、和围绕参考电路64闭合的反馈回路。调制控制电路60产生驱动晶体管Q1和Q2的栅极的调制控制信号，其中晶体管Q2用作输出电路62的输出晶体管。在这里要注意，Q1和Q2的栅极分别经串联电阻器RQ1和RQ2由调制控制信号驱动。施加这种形式的串联电阻产生由串联电阻结合Q1和Q2的输入栅极电容的滤波效应产生的频率补偿。RQ1和RQ2的值可以个别调整，从而实现所希望的频率响应，或者RQ1和RQ2可以组合为放大器70输出端上的公共电阻器，从而使得Q1和Q2的栅极经过公共串联电阻器来驱动。
使用闭合回路控制来确保响应调幅信号AM_IN线性地产生调制控制信号。在本实施例中，调制控制电路60通过参考电路64来闭合其反馈控制回路。更具体地说，差分放大器70的反馈电压由参考电路64中的工作电压VREF产生，并且差分放大器70在输入调幅信号和来自参考电路64的反馈电压之间的差的基础上产生调制控制信号。放大器70的反馈回路包括RFBI和CFBI的并联组合，允许其频率响应的调谐。特别是，CFBI的使用允许在较高频率上的较低增益，相对于在功率放大器48的理论感测阻抗变化的变化改善了调制控制电路70的控制响应。当然，本领域技术人员都能理解，RFBI和CFBI的特定值取决于电流调制器42的期望工作频率、所用各个放大器的频率响应等。
如在后面将详细说明的，参考电路64将在Q1的漏极的参考工作电压VREF保持为等于输出晶体管Q2的漏极电压，从而使Q1和Q2保持在相同的工作条件。注意到在本实施例中，Q2的漏极电压处于由检测电路66检测的功率放大器48的工作电压VPA。因此，施加于Q1的漏极的参考工作电压VREF保持在工作电压VPA，因此响应功率放大器AM调制阻抗的改变。因此，施加于放大器70的反馈电压响应功率放大器AM调制阻抗的变化。因而，在本实施例中，调制控制电路60的控制增益响应功率放大器AM调制阻抗的变化而变化，从而相对于调幅信号保持调制供电电流的调制增益基本恒定。
精确推断功率放大器AM调制阻抗的能力取决于在参考电流和供电电流之间保持恒定比例。也就是说，如果功率放大器48的实际工作电压VPA是已知的，则功率放大器AM调制阻抗可以从参考电流推断出来，假设参考电流IPA与调制供电电流IPA相关的比例因数是已知的。由于输出晶体管Q2具有相对于晶体管Q1的精确成比例的几何形状，例如n×AREA，如果Q1保持在与Q2相同的工作条件，则流经Q1的电流与流经Q2的电流将具有已知的比例。因此，Q1用作参考晶体管，用于相对于调制供电电流以精确的比例产生参考电流。
这里，Q1和Q2的栅极都由来自放大器70的调制控制信号驱动，并且它们的源极都共同地连接到供电电压VDD。因此，Q1的栅-源极电压等于Q2的栅-源极电压。如果Q1和Q2的漏极电压相等，则Q1和Q2的源-漏极电压将相等，并且两个晶体管Q1和Q2将具有相同的工作条件。保持参考工作电压VREF等于功率放大器工作电压VPA确保了Q1具有与Q2相同的工作条件。在Q1和Q2之间保持相同的工作条件进而又确保流经Q1的参考电流IREF将相对于流过Q2的调制供电电流IPA具有预期的比例。
由于Q2的漏极处于功率放大器48的工作电压VPA或取决于VPA，Q2的漏极电压作为功率放大器AM调制阻抗的函数而变化。因此，检测电路驱动参考电路64的控制晶体管Q3，以便通过响应VPA的变化改变跨越Q3的电压降来将Q1的漏极保持在VPA。因此，控制晶体管Q3用作在对图6所作讨论中的参考控制元件。实际上，控制晶体管Q3作为压控电阻而响应功率放大器AM调制阻抗的变化而工作。
Q3的控制由检测电路66保持在闭合回路形式，检测电路66包括差分放大器72，该差分放大器72具有耦合到工作电压VPA的感测输入和耦合到Q1的漏极的反馈输入。这样，放大器72输出用于驱动Q3的栅极的理论感测信号，由此将参考电流所视的电阻向上或向下改变，以便把Q1的漏极保持在工作电压VPA。这样，作为调制供电电流IPA的已知分数的参考电流IREF被驱动到处于工作电压VPA的可变电阻RREF中。通过这种方式，理论感测信号在下列关系式基础上反应功率放大器AM调制阻抗：
I REF = V PA R REF = V PA n · R PA - - - ( 1 )
其中RREF＝R(Q3)+RNOM，IREF＝IPA/n，调制控制电路60的反馈电压＝VPA-IREF×R(Q3)。
虽然图7中的电流调制器42提供了理论AM调制阻抗感测的优点，但是不能防止由功率放大器48和天线部件54之间过度的阻抗失配产生的电压削波。图8示出了具有许多与图7所示相同的相同点的电流调制器42，但是增加了电压削波控制。这里，调制控制电路60的控制回路在参考电路64周围不闭合，而是通过补偿控制器78闭合，补偿控制器78工作以便响应功率放大器AM调制阻抗的变化而改变调制控制电路60的控制增益。特别是，如果功率放大器48的有效DC电阻增加到功率放大器RF_OUT信号发生削波的点，检测电路66和补偿控制器68就协作调整电流调制器42的调制增益，从而避免这种削波。
在本实施例中，晶体管Q1相对于输出晶体管Q2具有相同关系，但是在这里，在参考电路64中包含作为参考晶体管的第二成比例的晶体管Q4。晶体管Q1、Q2和Q4的栅极由调制控制信号驱动，Q1将调制电流驱动到补偿控制器68的负载中，该补偿控制器68在分离步骤中是可变的，实际上使电流调制器42的调制增益取决于补偿控制器68所带来的负载。Q1、Q2和Q4的栅极输入分别包括串联补偿电阻器RQ1、RQ2和RQ4，用于先前所述的频率补偿。而且，可以如图所示使用个别的栅极电阻器，或者可以在放大器70的输出端使用单个串联电阻器，所有栅极都共同地连接到该单个电阻器的输出端。
响应来自检测电路66的理论感测信号，参考晶体管Q4将参考电流IREF驱动到晶体管Q5中，这里Q5作为参考控制元件工作。响应来自检测电路66的理论感测信号的晶体管Q5的工作将参考晶体管Q4的漏极上的参考工作电压VREF保持在Q2的漏极出现的工作电压。因此，参考工作电压VREF从属于功率放大器的工作电压VPA。这里，Q2的漏极电压等于功率放大器48的工作电压VPA。因此，如图7的电路中那样，经过Q4的参考电流IREF与调制供电电流IPA保持已知的比例，其中调制供电电流IPA源自输出电路62的输出晶体管Q2。
检测电路66包括与上述相同的压控电阻一样操作Q5的差分放大器72，还包括电流源76和第二晶体管Q6。电流源76产生固定电流IL。由于补偿控制器68的输入阻抗很高，因此电流IL基本上都流入晶体管Q6。因此，用作补偿控制信号的电压VL是Q6的漏-源极电阻的函数。由于Q6的栅极由用于控制参考电路64的理论感测信号驱动，因此Q6的电阻和电压VL都作为功率放大器AM调制阻抗的函数而变化。
补偿控制器68中的峰值检测和电平设置电路(增益控制电路)74响应来自检测电路66的补偿控制信号(VL)而控制电流调制器42的调制增益，以便避免电压削波。增益控制电路74通过产生操作开关78的补偿信号来实施调制增益控制，由此负载电阻器R1...RN的各个组合选择性地耦合到调制控制电路60的反馈回路。
也就是说，在本实施例中，增益控制电路74将检测到的电压峰值翻译成用于操作开关78的二进制代码字，从而避免电压削波。增益控制电路74的这种操作可以在分离逻辑中实现，或者可以简单地由基带处理器46内可获得的逻辑资源来实现。实际上，响应检测到的VL的峰值，补偿控制器68可放弃(forego)使用开关78以利于可变电阻器，例如晶体管负载。当然，也存在很多其他变型用于响应功率放大器输出阻抗的理论感测变化而动态地改变增益控制。
对于增益控制器74来说，不必经开关78进行负载电阻器的动态、实时的补偿调节。定时地间歇更新以适于开关78的设置可以足够频繁地进行，以便补偿PA RF输出阻抗匹配、温度和工艺漂移效果的改变。例如，增益控制器74可调节开关78，以便在定时的间歇更新周期期间，可能是在功率放大器48不发送RF信号时，将负载电阻器R1...RN中选择的一些耦合到调制控制电路60的反馈回路。这种调节可以以相对于一个或多个限定电压阈值基于检测到的补偿控制信号VL的电压峰值进行。
图9示出了使用补偿控制器68以便避免来自功率放大器48的RF_OUT信号的电压削波的电流调制器42的另一实施例，但是它使用了不同的方案来实现。这里，补偿控制器68包括响应补偿控制信号VL的变化而调节调幅信号AM_IN的比例的处理电路。因此，响应功率放大器AM调制阻抗的理论感测变化来调节调幅信号AM_IN。通过这个方案，补偿控制器68有利地作为基带处理器46的一部分来实现，但是也可以实现为独立逻辑(stand-alone logic)，或者在别处集成为设备40的功能中。
在示例实施例中，基带处理器包括用于确定电压VL的振幅的模拟接口电路和用于产生作为模拟电压波形的调幅信号AM_IN的模拟接口电路。在典型实施例中，基带处理器46还包括处理电路，该处理电路适于确定作为电压VL的大小的函数的用于调幅信号AM_IN的合适设置或比例。基带处理器46可在间歇基础上确定这些设置，因此电流调制器42的调制增益将动态地足够频繁地调节，从而避免功率放大器48上RF_OUT信号的电压削波。
图10示出了电流调制器42的实施例，该实施例通过采用补偿控制器68来控制可变匹配网络80的阻抗而与前述实施例的增益控制技术不同，其中可变匹配网络80将功率放大器48耦合到天线部件54。在本实施例中，电流调制器42通过动态地使阻抗匹配网络80适于天线阻抗的感测改变而有效地消除了改变天线阻抗的效果。在工作时，这个动作使功率放大器48保持在其标称DC电阻，因此避免了电压削波的问题，否则该问题将随着天线阻抗的变化而出现。
图11示出了返回到电流调制器42的某些在先实施例的增益控制技术，但是表示了使用两个供电电流和供电电压调制以对来自功率放大器48的RF_OUT信号进行调幅的更复杂的电路。此外，在本实施例中，电流调制器42提供功率放大器48的示例性动态偏置电压控制。本领域普通技术人员都能理解，使用功率放大器48的偏置电压控制来建立其静态电流电平，由此根据发送信号输出功率在期望工作区域中建立晶体管工作点。关于动态偏置控制的优点的更进一步的细节可以在名称为“DYNAMIC BIAS CONTROLLER FOR POWER AMPLIFIERCIRCUITS”的共同未决和共同转让申请中获得，它的全部内容在此引入作为参考。
如在前面背景技术部分中指出的，供电电流和供电电压调制各提供了一定的优点，并且每个都存在一个或多个缺点。例如，本发明的上述实施例中的几个使用功率放大器AM调制阻抗的理论感测来避免否则会伴随供电电流调制的电压削波问题。因此，电流调制器42提供具有附带缺点的供电电流调制的优点，并通过包括供电电压调制和动态偏置控制来进一步增强了其工作。
对供电电压和/或供电电流调制的进一步细节感兴趣的那些读者可以参考在2000年12月14日提交的名称为“SYSTEM AND METHODOF RF POWER AMPLIFICATION”申请系列号NO.09/738971、在2001年3月21日提交的名称为“SYSTEM AND METHODFOR CURRENT-MODEAMPLITUDE MODULATION”申请系列号NO.09/813593、在2001年3月21日提交的名称为“SYSTEM AND METHOD FOR RF SIGNALAMPLIFICATION”申请系列号NO.09/813741，上述所有申请与本申请一起共同转让，并且其全部内容在此引入作为参考。
在图11的实施例中，调制控制电路60、参考电路64和检测电路66与例如图7所示的实施例相同地工作。然而，调制控制电路60中的差分放大器70的反馈输入由两个反馈回路驱动。更具体地说，第一反馈回路90用作电压反馈回路，并经电容器CFBV和电阻器RFBV的并联组合耦合到到电流调制器42的调制供电电流输出。反馈回路90将功率放大器48的工作电压VPA的成比例的反馈提供给调制控制电路60中的放大器70的反馈输入。第二反馈回路92经电容器CFBV和电阻器RFBV的并联组合有所选择地耦合跨越参考电路64的RNOM发展的可变反馈电压。虽然反馈回路90与供电电压调制相关，反馈回路92与供电电流调制相关，但是其反馈信号随着理论感测功率放大器AM阻抗而变化，如上所述。
偏置控制器100形成电流调制器42的一部分，并且偏置控制器100内的放大器102将跨越RNOM的可变反馈电压缓冲到闭合回路控制电路104中。闭合回路控制电路104在选定的工作时间使用它来将从偏置控制器100输出的偏置电压动态地设置为最佳电平，以便功率放大器48被偏置在静态电流的期望电平。当偏置控制器100不调节偏置电压时，开关106选择性地将反馈回路92的被缓冲反馈电压经并联组合CFBI||RFBI耦合到放大器70的反馈输入。
更详细地说，偏置控制器100另外还包括：开关108，用于将放大器70的信号输入从调幅信号切换到偏置校准参考电压VQSET；以及在偏置校准期间用于改变电流调制器42的反馈增益的晶体管Q7和相关的负载电阻器RY。至少在本示例性实施例中，闭合回路控制电路104包括具有差分放大器114的放大器电路112、以及具有放大器118和模拟储存元件(例如CHOLD)的跟踪和保持电路116。
在静态电流条件下偏置电压VBIAS被校准在第一工作状态，即，到功率放大器48的RF_IN保持在零RF功率。使能信号EN上的上升缘引起脉冲控制器110产生具有限定的、相对短的持续时间例如15μs的定时控制脉冲QCHK，上述持续时间一般比EN信号的脉冲宽度短很多。因此，如果在无线电发送脉冲串之前断言EN，则QCHK在RF发送之前作为短、自结束(self-ending)偏置电压校准脉冲而工作。
在任何情况下，在偏置电压校准期间，QCHK打开开关106，关闭开关108以连接到VQSET，关闭开关120，并接通晶体管Q7，其中晶体管Q7也作为开关工作。启动Q7在负载电阻器RY中转换以增加电流调制器42的增益，由此在相对短的QCHK的脉冲持续时间期间允许更快速地使供电电流稳定下来。关闭开关120启动VBIAS的闭合回路反馈控制，从而通过将可变电压反馈从Q3经缓冲放大器102耦合到放大器114而在静态条件下设置供电电流IPA。关闭开关120将跟踪和保持电路116置于其跟踪模式中，以便VBIAS响应由放大器114产生的误差信号而改变。
由放大器114产生的误差信号是在RNOM两端产生的反馈电压的函数，该反馈电压取决于进入功率放大器48的实际供电电流IPA的电平，还取决于表示期望或目标偏置电压的偏置调节参考电压VIDQREF。因此，在闭合回路控制下向上或向下调节偏置电压VBIAS，直到进入放大器48中的供电电流等于期望的静态电流值为止。
这种调节发生在QCHK被去断言之前，此时，偏置控制器100转变为第二工作状态，其中它保持被调节的偏置电压，并将电流调制器42的增益控制返回到其默认增益控制。更具体地说，当QCHK被去断言时，偏置控制器100在调制控制电路70的反馈回路以外转换RY，将反馈回路92耦合到放大器70的反馈输入，并将AM_IN信号耦合到放大器70的输入。
在工作变型中，图11的电路可使用到静态电流参考电压VIDQREF的调节，以便控制从功率放大器48输出的功率。作为第一步骤，偏置校准脉冲QCHK等于发送脉冲串使能脉冲EN或由它来代替。因此，在RF发送脉冲串之前和贯穿RF发送脉冲串过程中，偏置控制器100保持在其第一状态中(调节条件)。在这个状态下，AM_IN信号不施加于调制控制电路60，因此供电调制控制变为偏置电压控制的函数，它取决于操纵VIDQREF。
这种控制的一个应用是GSM脉冲串功率控制，其中RF功率倾斜上升，并在调制周期内保持在所希望的值，然后倾斜下降，所有这些都是根据在发送脉冲串的所有阶段期间限定可允许的RF输出功率的功率屏蔽(power mask)。在这种背景下，偏置控制器100保持在其第一状态，其中响应于感测供电电流IPA和静态电流参考电压VIDQREF使VBIAS在闭合回路控制下移动。基带处理器46或其它处理电路可以用于动态地控制VIDQREF以实施功率放大器48的期望RF输出功率控制。读者可参考在前引入的共同未决申请，“DYNAMIC BIAS CONTROLLERFOR POWER AMPLIFIER CIRCUITS”，以获得附加GSM发送脉冲串细节。
从前述各种实施例的数量和复杂性可以看出，本领域普通技术人员都应该理解本发明可以进行各种修改。然而，一般情况下，本发明使用感测技术在电流调制环境中提供功率放大器AM调幅阻抗的理论感测，所述感测技术不会导致功率放大器供电功率或RF输出功率的耗散。因此，前述实施例都是示意性的而非限制性的。实际上，本发明只由随后的权利要求书及其合理等价物的范围来限制。

Claims (68)

1、一种电流调制器，它响应于调幅信号而将经调制的供电电流提供给功率放大器，该电流调制器包括：
调制控制电路，它响应于该调幅信号而产生调制控制信号；
输出电路，它响应于该调制控制信号而产生该经调制的供电电流；
参考电路，它产生与该经调制的供电电流成比例的参考电流，并且包括参考控制元件，该参考控制元件响应理论感测信号而使该参考电流相对于该经调制的供电电流保持已知的比例；和
检测电路，它产生作为功率放大器的工作电压和参考电流的函数的理论感测信号，以便理论感测信号根据功率放大器(PA)AM调制阻抗变化。
2、根据权利要求1的电流调制器，其中，所述输出电路包括输出晶体管，该输出晶体管响应所述调制控制信号而从供电电压得到所述经调制供电电流。
3、根据权利要求2的电流调制器，其中，所述参考电路包括参考晶体管，该参考晶体管响应所述调制控制信号而控制所述参考电流并且相对于所述输出晶体管具有已知的几何缩放比例。
4、根据权利要求3的电流调制器，其中，所述参考控制元件控制所述参考晶体管的工作条件与所述输出晶体管的相应工作条件同样地改变，以便所述参考电流相对于所述经调制的供电电流保持已知的比例。
5、根据权利要求4的电流调制器，其中，所述参考控制元件控制所述参考晶体管的工作电压。
6、根据权利要求5的电流调制器，其中，所述参考控制元件包括与所述参考晶体管串联设置的控制晶体管，并且该控制晶体管被配置成为响应理论感测信号的可变电阻器，以便随着所述输出晶体管相应工作电压的变化而改变该参考晶体管的工作电压，从而使该参考晶体管的工作电压保持为等于该输出晶体管的工作电压。
7、根据权利要求6的电流调制器，其中，所述参考晶体管的工作电压由所述参考电流产生。
8、根据权利要求6的电流调制器，其中，所述参考晶体管包括耦合到供电电压的第一信号端子、耦合到所述控制晶体管的第二信号端子和耦合到所述调制控制电路的控制端子，从而使该参考晶体管响应所述调制控制信号而改变所述参考电流。
9、根据权利要求8的电流调制器，其中，所述控制晶体管控制所述参考晶体管在第二信号端子的工作电压。
10、根据权利要求9的电流调制器，其中，所述输出晶体管包括耦合到供电电压的第一信号端子、耦合到所述功率放大器的供电输入的第二信号端子和耦合到所述调制控制电路的控制端子，从而使所述参考晶体管响应所述调制控制信号而改变所述参考电流。
11、根据权利要求10的电流调制器，其中，所述参考晶体管的工作电压等于所述功率放大器的供电电压。
12、根据权利要求6的电流调制器，其中，所述检测电路包括连接在所述输出电路和参考电路之间的差分放大器电路，以便基于所述参考晶体管的工作电压和所述输出晶体管的工作电压之间的差值而产生所述理论感测信号。
13、根据权利要求12的电流调制器，其中，所述差分放大器电路包括通过所述参考控制元件闭合的反馈回路，从而使得所述可变电阻器响应PA电阻的变化而改变。
14、根据权利要求6的电流调制器，其中，所述调制控制电路包括差分放大器电路，该差分放大器电路基于源自所述参考晶体管的工作电压的反馈电压和调幅信号之间的差值而产生所述调制控制信号。
15、根据权利要求14的电流调制器，其中，所述差分放大器电路的反馈回路围绕所述参考控制元件闭合，从而使得所述差分放大器的控制增益作为PA AM调制阻抗的函数而变化。
16、根据权利要求1的电流调制器，其中，所述检测电路产生随着功率放大器AM调制阻抗的变化而变化的控制信号。
17、根据权利要求16的电流调制器，还包括补偿控制器，该补偿控制器响应于来自所述检测电路的补偿控制信号而产生补偿信号，该补偿信号补偿功率放大器AM调制阻抗的变化。
18、根据权利要求17的电流调制器，其中，所述补偿控制器包括调制增益控制电路，该调制增益控制电路响应于所述补偿信号而改变所述调制电路的调制增益。
19、根据权利要求18的电流调制器，其中，所述调制增益控制电路包括峰值检测器和电阻器网络，该峰值检测器响应于所述补偿控制信号而产生所述补偿信号，该电阻器网络耦合到所述调制控制电路，以便响应于来自该峰值检测器的补偿信号而向该调制控制电路提供可变的有效电阻。
20、根据权利要求17的电流调制器，其中，所述补偿控制器响应于所述补偿控制信号而控制所述调幅信号的缩放比例。
21、根据权利要求17的电流调制器，其中，所述补偿控制电路产生补偿信号，以便调整耦合到所述功率放大器的输出的匹配网络的阻抗。
22、根据权利要求1的电流调制器，还包括偏置控制器，以便产生用于偏置所述功率放大器的偏置电压，从而使得在静态条件下由该电流调制器提供给该功率放大器的静态供电电流等于期望的静态电流值。
23、根据权利要求22的电流调制器，其中，所述偏置控制器包括：
检测电路，它产生与进入所述功率放大器的静态供电电流成比例的感测信号；
闭合回路控制电路，它调整施加于该功率放大器的偏置电压，从而使该静态供电电流等于期望的静态电流值。
24、根据权利要求23的电流调制器，其中，所述偏置控制器的闭合回路控制电路包括：
误差放大器，它基于所述感测信号和表示所述期望静态电流值的静态电流参考电压之间的差值而产生误差信号；和
跟踪和保持电路，它在第一状态中响应于该错误信号而调整所述偏置电压，并在第二状态中保持该偏置电压的被调整的电平而不考虑该误差信号。
25、根据权利要求24的电流调制器，其中，所述偏置控制器还包括产生偏置校准脉冲的定时功能，并且所述跟踪和保持电路以第一状态和第二状态中的一个状态工作，这取决于该偏置校准脉冲。
26、根据权利要求25的电流调制器，其中，所述偏置控制器还包括输入控制开关，该输入控制开关在偏置电压调整期间响应所述偏置校准脉冲以便使所述电流调制控制电路从所述调幅信号分离开。
27、根据权利要求25的电流调制器，其中，所述偏置控制器还包括增益控制电路，以便选择性地使该电流调制器的调制控制增益适合于方便偏置电压的调整。
28、根据权利要求25的电流调制器，其中，所述增益控制电路响应所述偏置校准脉冲，从而使该电流调制器的调制控制增益在所述偏置校准脉冲期间是适合的。
29、根据权利要求25的电流调制器，其中，该电流调制器包括第一反馈回路，该第一反馈回路将所述调制控制电路的反馈控制输入耦合到该电流调制器的输出，从而使第一反馈回路提供供电电压调制反馈，并且还包括第二反馈回路，该第二反馈回路响应所述参考电流而将所述调制控制电路的反馈控制输入耦合到所述参考电路中的反馈电压，从而使第二反馈回路提供供电电流调制反馈。
30、根据权利要求29的电流调制器，其中，所述偏置控制器还包括反馈开关电路，用于在所述偏置校准脉冲期间选择性地使第二反馈回路从电流调制控制电路分离开。
31、根据权利要求24的电流调制器，其中，所述偏置控制器包括响应发送使能脉冲的开关电路，以便在该发送使能脉冲的断言期间使所述调制控制电路从所述调幅信号分离开。
32、根据权利要求31的电流调制器，其中，所述开关电路在发送使能脉冲的断言期间使能所述跟踪和保持电路，以便在RF发送工作期间响应静态电流参考电压和检测信号之间的差值而允许动态调整所述偏置电压。
33、根据权利要求32的电流调制器，还包括静态电流参考电压控制器，以便通过动态地控制所述静态电流参考电压的大小而在发送工作期间动态地控制RF发送功率。
34、在给功率放大器提供经调制电流的电流调制器中，一种在其中给功率放大器提供经调制供电电流的电流调制器中理论感测功率放大器(PA)AM调制阻抗的方法，该方法包括：
响应调幅信号而在输出电路中产生所述经调制的供电电流；
在参考电路中产生与该经调制的供电电流成比例的参考电流；和
使由该参考电流产生的参考电路的工作电压从属于功率放大器的工作电压，从而使该参考电流相对于该经调制的供电电流保持已知的比例，而不考虑PA AM调制阻抗的变化；和
产生作为该功率放大器的工作电压和该参考电流的函数的理论感测信号。
35、根据权利要求34的方法，其中，使由参考电流产生的参考电路的工作电压从属于功率放大器的工作电压包括控制该参考电路的工作电压，以便保持参考电路的工作电压和输出电路中的相应工作电压之间的固定关系，输出电路中的工作电压取决于该功率放大器的工作电压。
36、根据权利要求35的方法，其中，使由参考电流产生的参考电路的工作电压从属于功率放大器的工作电压包括响应所述理论感测信号而改变该参考电路中的电阻。
37、根据权利要求36的方法，其中，响应所述理论感测信号而改变所述参考电路中的电阻包括响应该理论感测信号而将控制晶体管配置为可变电阻器，从而使该控制晶体管的有效电阻响应于所述功率放大器的工作电压而改变。
38、根据权利要求34的方法，其中，产生作为功率放大器的工作电压和参考电流的函数的理论感测信号包括基于所述参考电路的工作电压和所述输出电路的工作电压之间的差值而在差分放大器电路中产生理论感测信号。
39、根据权利要求34的方法，其中，响应调幅信号而在输出电路中产生经调制的供电电流包括在调制控制电路中产生调制控制信号和将该调制控制电路耦合到该输出电路，从而使该输出电路响应于该调制控制信号而改变经调制的供电电流。
40、根据权利要求39的方法，其中，在调制控制电路中产生调制控制信号包括基于调幅信号和从参考电路的工作电压得到的反馈信号之间的差值而在差分放大器电路中产生该调制控制信号。
41、根据权利要求40的方法，还包括响应于所述理论感测信号而改变参考电路的电阻，以便保持调制控制电路中的固定控制增益，而不考虑功率放大器的PA AM调制阻抗的变化。
42、根据权利要求34的方法，还包括响应于所述功率放大器的AM调制阻抗的变化而产生补偿控制信号。
43、根据权利要求42的方法，还包括响应所述补偿控制信号而改变所述电流调制器的调制增益，以便补偿PA AM调制阻抗的变化。
44、根据权利要求43的方法，其中，响应于所述理论感测信号而改变所述电流调制器的调制增益包括改变该电流调制器的电阻，从而改变该电流调制器的调制增益。
45、根据权利要求42的方法，还包括响应于所述补偿控制信号而调整耦合到所述功率放大器的输出的匹配网络的阻抗。
46、根据权利要求34的方法，还包括响应于所述理论感测信号来缩放所述调幅信号。
47、一种电流调制器，该电流调制器响应调幅信号向功率放大器提供经调制的供电电流，该电流调制器包括：
输出电路，它响应所述调幅信号而产生经调制的供电电流；
参考电路，它产生与该经调制的供电电流成比例的参考电流，所述参考电路包括由该参考电流产生并从属于该功率放大器的工作电压的工作电压，从而使该参考电流相对于该经调制的供电电流保持已知的比例；和
检测电路，它产生作为该功率放大器的工作电压和该参考电流的函数的理论感测信号，从而使该理论感测信号根据功率放大器(PA)阻抗而变化。
48、根据权利要求47的电流调制器，其中，所述参考电路包括响应所述理论感测信号而在所述参考电流内改变电阻的参考控制元件。
49、根据权利要求48的电流调制器，其中，所述参考控制元件包括在参考电路中配置为可变电阻器的参考控制晶体管。
50、根据权利要求47的电流调制器，其中，所述输出电路包括输出晶体管，该输出晶体管响应所述调幅信号而控制所述经调制的供电电流，所述参考电路包括响应所述调幅信号而控制所述参考电流的参考晶体管，并且所述参考晶体管相对于该输出晶体管具有已知的几何缩放比例。
51、根据权利要求50的电流调制器，其中，所述参考控制电路还包括保持所述参考晶体管的工作条件与所述输出晶体管的工作条件相同的参考控制元件。
52、根据权利要求51的电流调制器，其中，所述参考电路的工作电压包括所述参考晶体管的漏极电压。
53、根据权利要求52的电流调制器，其中，所述参考控制元件工作以便保持所述参考晶体管的漏极电压等于所述输出晶体管的漏极电压。
54、根据权利要求53的电流调制器，其中，所述输出晶体管和参考晶体管的漏极电压都等于所述功率放大器的工作电压。
55、根据权利要求51的电流调制器，其中，所述参考控制元件包括配置为可变电阻器的参考控制晶体管。
56、根据权利要求55的电流调制器，其中，所述参考控制晶体管与所述参考晶体管串联连接。
57、根据权利要求47的电流调制器，其中，所述参考电路的工作电压等于所述功率放大器的工作电压。
58、根据权利要求47的电流调制器，其中，所述检测电路包括连接在所述输出电路和参考电路之间的差分放大器电路，它基于该参考电路的工作电压和该输出电路的相应工作电压之间的差值而产生所述理论感测信号，其中该输出电路中的相应工作电压取决于所述功率放大器电压。
59、根据权利要求58的电流调制器，其中，所述参考电路的工作电压和所述输出电路的工作电压都等于所述功率放大器的工作电压。
60、根据权利要求47的电流调制器，还包括响应于所述调幅信号而产生调制控制信号的调制控制电路，其中该调制控制电路耦合到所述输出电路，从而使该输出电路响应于来自该调制控制电路的调制控制信号而控制所述经调制的供电电流。
61、根据权利要求60的电流调制器，其中，所述调制控制电路耦合到所述参考电路，从而响应所述调制控制信号而控制参考信号。
62、根据权利要求61的电流调制器，其中，所述调制控制电路包括差分放大器电路，该差分放大器电路将所述调幅信号与从所述参考电路的工作电压得到的反馈信号相比较。
63、根据权利要求62的电流调制器，其中，所述反馈信号响应所述理论感测信号而变化，从而使所述调制控制电路的控制增益保持固定，而不考虑所述功率放大器的PA AM调制阻抗中的变化。
64、根据权利要求51的电流调制器，其中，所述检测电路响应于所述功率放大器的PA AM调制阻抗的变化而产生补偿控制信号。
65、根据权利要求64的电流调制器，还包括响应所述补偿控制信号的补偿控制电路，该补偿控制电路响应该补偿控制信号而改变该电流调制器的调制增益，以便补偿功率放大器PA AM调制阻抗的变化。
66、根据权利要求65的电流调制器，其中，所述增益控制器改变该电流调制器的电阻来调整所述调制增益。
67、根据权利要求65的电流调制器，其中，所述增益控制器改变所述调幅信号的缩放比例以便调整所述调制增益。
68、根据权利要求64的电流调制器，还包括响应所述补偿控制信号的补偿控制器电路，以便响应该补偿控制信号而调整耦合到所述功率放大器的输出的匹配网络的阻抗。
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