JP2005513511A - アンテナ・アレイを用いたｏｆｄｍ信号のパッシブ・レーダ受信機におけるクラッタの排除 - Google Patents

Abstract

【課題】 それぞれが符号化直交キャリア上に発信される、シンボルのフレームから成るＯＦＤＭ受信信号用の、アンテナ・アレイを有するパッシブ・レーダ受信機を提供する。
【解決手段】 受信信号をデジタル・シンボルにフォーマットした後、受信機から、異なる距離にあり、かつ受信機に対して異なる方向にあるダミーＯＦＤＭエミッタからのダミー信号が生成され、アンテナによって受信された信号に加算される。修正された受信信号は、逆共分散行列によってフィルタリングされて、少なくとも好ましくないゼロ・ドップラー効果信号が除去され、直接パスの盲目セクタを生成しないで、等方性受信線図が得られるようにし、それによって、直接パスに沿って移動標的を検出する。

Description

本発明は、それぞれが直交符号化キャリア上に発信される、シンボルのフレームから成る無線信号を受信するパッシブ・レーダ受信機に関する。

レーダ分野において、移動標的について、理論的に達成可能な検出性能限界を達成することは不可能ではないが一般に難しい。というのは、検出性能は、レーダ受信機の同調フィルタの出力部で信号対熱雑音比によって調整されるが、実際には、概して同調フィルタの出力部での熱雑音ではなくクラッタによって調整されるためである。本発明の文脈において、クラッタという用語は、ゼロ・ドップラー効果を伴う全てのパスという広い意味で解釈されるべきである。たとえば、遠方のエミッタおよび受信機を有するバイスタティック・レーダの場合、クラッタは、以下のパス、すなわち、エミッタからの直接パスおよび固定障害物による反射をたどって受信される各パスの全てを示す。

当技術分野においてこれらの好ましくない信号を排除する種々の方法が知られているが、無視できない欠点を有している。たとえば、センサのアレイによって受信された信号の共分散行列を使用することに基づく適応排除法は、以下の制限を有する。
−これらの方法は、その方向を特徴とする、限られた数の無相関干渉信号のみを除去する。したがって、これらの方法は、異なる時間遅延を有するマルチパスにおいて、反射をたどる受信パスが多い時には、クラッタを克服するという点では最適化されない。
−これらの方法によって、排除信号と関連し、そこの上では標的を検出することが不可能になる盲目軸を作成することになる。
−これらの方法は、角度圧縮後にその信号対雑音比が正である信号のみを排除する。この排除は、レーダ処理の始めに、すなわち、距離−ドップラー圧縮の前に行われる場合には限定的である。

本発明は、より詳細には、特定の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のパッシブ・レーダ受信機によって受信されたクラッタの全てのゼロ・ドップラー効果信号を排除することを対象とする。ＯＦＤＭ信号は、複数の位相状態または複数の振幅状態で、位相符号化された多数の直交サブキャリアを同時に発信すること、すなわち、フーリエ変換の意味での、間隔１／Ｔの等間隔で、有限期間Ｔにわたる直交線のスペクトルを特徴とする。

仏国特許出願ＦＲ ２７７６４３８に開示されているバイスタティック・レーダは、欧州デジタル音声放送（ＤＡＢ）標準およびデジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）標準準拠の無線およびテレビ放送において、符号化されたＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ）デジタル無線信号を処理する。これらの信号（したがって、パッシブ・レーダ受信機の用途の場合に使用される機会のある（ｏｆ ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）エミッタによって送出される信号）は、白色雑音に対するのと同様に、発信されたスペクトルを確実に最適使用し、マルチパス伝搬および干渉に耐性（ｒｅｓｉｓｔａｎｔ）を有する。

上述の特許出願によれば、レーダ受信機は、信号を検出するための複数の受信アンテナを備える。レーダ処理は、受信した信号を発信信号時間基準とドップラー−距離相関させることに基づく。時間基準は、実施される無線電気通信オペレーションに従って記録信号を復号化することによって得られる。

しかし、レーダ・システムのバイスタティックな性質のために、直接パス信号の電力は、標的によって反射される必要信号の電力に比較して大きい。直接パスは、ドップラー−距離相関を行う前に排除されるべきである。直接パスの距離−ドップラー２次ローブに含まれるエネルギーは、一般に、熱雑音よりかなり大きく、その結果、直接パスの近傍に位置する標的は検出するのが難しい。

出願人によって２００１年２月７日に出願された、仏国特許出願番号０１−０１６９５（未公開）は、伝搬チャネルによって受信され、それぞれが直交符号化キャリア上に発信された、シンボルのフレームから成るＯＦＤＭ無線信号用のレーダ受信機を提案する。レーダ受信機は、ドップラー−距離相関の前に、直接パスを、より包括的には、好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を受信信号の処理に寄与するように相関させること（ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を除去しようと試みる。言及しているレーザ受信機は、受信信号をデジタル・シンボル信号の形態に変換する整形手段と、移動標的を弁別するドップラー−距離相関手段と、シンボル信号内の、少なくとも好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を除去するフィルタリング手段であって、それによって、標的によって後方散乱された信号を実質的に含むフィルタリングされた信号を相関手段に適用する、フィルタリング手段とを備える。レーダ受信機は複数の受信アンテナを備えることができる。

しかし、それぞれが各キャリアに関連するシンボル信号のスペクトル線の積によって決まる、共分散行列の逆行列に基づくフィルタリング手段は、クラッタの全て、すなわち、実質的に好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を排除するが、受信機は、等方性空間カバリジ（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を提供しない。フィルタリング後、受信チャネルに対応するフィルタリングされた信号の照射エネルギー線図の特徴は、特に、相関ゼロ・ドップラー効果信号の電力が大きい場合に、相関ゼロ・ドップラー効果信号が受信される方向に、盲目セクタ、すなわち「ギャップ」があることである。

受信ＯＦＤＭ信号の線を適応フィルタリングすることによって、移動標的に関連する指向性ベクトルとフィルタリングされなければならないゼロ・ドップラー効果信号と関連するベクトルのうちの１つの間の相関から生ずる可能性のある排除損失がもたらされる。好ましくないゼロ・ドップラー効果信号が除去される盲目方向にある移動標的はもはや検出することができない。

本発明の目的は、適用可能な場合、除去されるべき直接パス指向性ベクトルと指向性標的ベクトルの共線性に関連する、すなわち、直接パス信号と移動標的によって後方散乱する任意の信号の相関に関連する損失を制限することである。フィルタリング後、少し減衰した等方性の受信線図が得られ、その線図では、ゼロ・ドップラー効果信号の寄与が除去されている。

この目的を達するために、伝搬チャネルを介して受信され、それぞれが符号化された直交キャリア上に発信される、シンボルのフレームから成る無線信号を処理し、Ｎ個の受信機手段と、上記受信機手段によって受信されたＮ個の信号をＮ個のデジタル・シンボル信号に変換する整形手段であって、Ｎは１を超える整数である、整形手段と、移動標的を弁別するドップラー−距離相関手段とを備えるレーダ受信機は、上記Ｎ個の受信されたシンボル信号における好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を表す、基準信号に類似し、Ｎ次元基準フレームにおいて互いに直交し、かつ、上記発信されたシンボルの実際のエミッタとレーダ受信機の間の実際の直接パスの指向性ベクトルに直交する指向性ベクトルに沿って事実上発信された、上記キャリアの帯域の逆数の異なる整数倍だけ、互いに対して遅延し、かつ、上記実際の直接パスに対して時間遅延した、Ｎ−１個のダミー信号を作成する手段と、受信された各シンボル信号を上記Ｎ−１個のダミー信号に加算する手段であって、それによって、修正された受信信号を生成する、加算する手段と、上記修正された受信信号における好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を除去するフィルタリング手段であって、それによって、標的によって後方散乱した信号を実質的に含むフィルタリング済みシンボル信号を前記相関手段に適用する、フィルタリング手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、レーダ受信機から異なる距離にあり、かつレーダ受信機に対して異なる方向にある複数のダミーＯＦＤＭエミッタからのダミー信号は、アンテナによって実際に受信された信号に加算されて、「合成（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ）」伝搬チャネルを表す修正された受信信号を生成するようにされる。合成チャネルは、ＯＦＤＭキャリア帯域内の伝搬ベクトルを特徴としており、その伝搬ベクトルは、平均して、直接パスおよび自由空間マルチパスについて、可能な全ての指向性ベクトルにほぼ直交している。フィルタリング後の照射エネルギー線図は事実上等方性であり、ドップラー効果信号の除去によってもたらされる盲目セクタすなわちギャップはもはや存在しない。したがって、移動標的を、実際の直接パス指向性ベクトルに沿って検出することができる。

フーリエ変換後に受信したデジタル・シンボル信号を処理して直交キャリアに対応するスペクトル線のグループにすることに基づく好ましい実施形態において、Ｎ−１個のダミー信号を作成する手段は、Ｎ個の成分を有する上記直接パス指向性ベクトルを、Ｎ次共分散行列の関数として推定する手段であって、上記共分散行列のそれぞれは、各キャリアに関連するグループ内での、上記受信シンボル信号のスペクトル線の２個ずつの積で決まる、推定する手段と、直接パス・ベクトルおよびＮ−１個の直交指向性ベクトルで構成される正規直交（ｏｒｔｈｏｎｏｍｉｃ）基底を構成する手段と、上記基準信号と、上記Ｎ−１個の直交ベクトルの方向によって決まる角度係数と、上記帯域の逆数との異なる整数倍数の積によって決まる、上記実際の直接パスに対する時間遅延係数との積の関数として、上記Ｎ−１個のダミー信号を発生させる手段（８３）とを備える。

基準信号のスペクトル線を生成するために、レーダ受信機は、上記伝搬チャネルの伝達関数の係数を、各シンボルについて、上記受信シンボル信号の１つのスペクトル線の関数として推定し、各フレームにわたって上記伝達関数の係数を平均化する手段を備えることができる。別法において、上記推定された直接パス指向性ベクトルに対する標的の方向の関数として、上記基準信号の上記スペクトル線を補正する手段が設けられる。上記基準信号のスペクトル線の関数として、発信信号の複製を推定する手段であって、上記推定された複製は、上記ドップラー−距離相関手段において、上記フィルタリング済みシンボル信号と相関させられる、推定する手段もまた設けられる。

上述した特許出願番号０１−０１６９５に開示されているレーダ受信機と同様に、フィルタリング手段は、Ｎ次共分散行列を推定する手段であって、上記共分散行列のそれぞれは、各キャリアに関連するグループ内での、上記修正された受信信号のスペクトル線の２個ずつの積で決まる、推定する手段と、上記共分散行列の逆行列を引き出す手段と、上記修正され受信信号における上記キャリアにそれぞれ関連する上記スペクトル線のグループを、上記各逆行列で上記スペクトル線のグループを乗算することによって、フィルタリングする手段であって、それによって、フィルタリングされたスペクトル線のグループが生成される、フィルタリングする手段とを備える。フィルタリング手段に続いて、レーダ受信機はさらに、上記フィルタリングされたスペクトル線のグループを、標的によって後方散乱した信号を実質的に含む、上記相関手段に適用される、フィルタリング済みシンボル信号に合成する手段を備える。この実施形態はまた相関された符号化ＣＯＦＤＭ信号以外の散乱も除去する。

伝搬チャネルの伝達関数をよりよく特徴付けるために、共分散行列がそれによって決まるスペクトル線の積は、シンボルのスペクトル線によって決まり、各フレームにわたって平均化される。

本発明の他の特徴および利点は、対応する添付図面を参照して示される本発明の複数の好ましい実施形態の以下の説明を読むことでより明らかになるであろう。

ＣＯＦＤＭ無線通信信号の主要な特性は、図１を参照して、以下で要約される。

これらのベースバンド信号は、シンボル周期Ｔ’_Ｓで発信される。発信されたシンボルのそれぞれに含まれるメッセージは、同時に発信される多数の正弦波によって搬送される。これらの正弦波は、以降で、簡単にするために「キャリア」と呼ぶ、サブキャリアを構成し、位相符号化または振幅符号化される。キャリア周波数ｆ_１〜ｆ_Ｋは、間隔１／Ｔ_Ｓで等間隔である。発信される各シンボルＳ_ｉは、時間周期Ｔ’_Ｓ（Ｔ’_Ｓ＞Ｔ_Ｓ）の間に、以下のようにキャリアを合算した結果である。

ここで、ｊは−１の平方根（ｊ^２＝−１）を示し、ｔは時間を示す。

したがって、周波数ｆ_ｋ＝ｋ／Ｔ_Ｓ（１≦ｋ≦ｓ）のキャリアは期間Ｔ_Ｓと直交する。Δ＝Ｔ’_Ｓ−Ｔ_Ｓはガード時間を示す。

したがって、解析周期Ｔ_Ｓにわたって、ＣＯＦＤＭ信号は、周波数ステップ１／Ｔ_Ｓの等間隔で、それぞれが幅１／Ｔ_ＳのＫ個の線のスペクトルを含む帯域信号Ｋ／Ｔ_Ｓを構成する。キャリアは、たとえば、アルファベット（１＋ｊ、１−ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊ）に属する複素係数Ｃ_Ｋ，ｉ，によって表現される４状態位相符号を用いて個別に変調される。

実際、Ｋ個の周波数およびＩ個の時間スロットから成る時分割多重および周波数分割多重において、データ・メッセージは、数個のシンボル期間Ｔ’_Ｓにわたって数個の周波数ｆ_Ｋのみを占めることができる。

発信時にシンボルはフレームに構成される。図２に示す各フレームは、Ｉ個のシンボルＳ_１〜Ｓ_Ｉから成る。フレームの第１シンボルＳ_１は、何の情報も搬送しない「ゼロ」シンボルであり、発信した信号の変調キャリア周波数Ｆ_０から成る。シンボルＳ_１は、フレーム同期のために、すなわち、時間基準を提供するために使用される。フレームの第２シンボルＳ_２は、とりわけ、伝搬チャネルを学習するためにレーダ受信機で使用され、エミッタにおいて所定位相を有する周波数ｆ_１〜ｆ_ＫのＫ個のキャリアすなわち正弦波を含む。シンボルＳ_１における、これらＫ個のキャリア（各キャリアｆ_ｋは周波数および位相基準として役立つ）は、発信信号を推定するためにレーダ受信機で使用される。第１の２つのシンボルのおかげで、少なくとも発信パラメータＦ_０、Ｔ_Ｓ、およびｆ_１〜ｆ_ｋはこうして得ることができる。他のシンボルＳ_３〜Ｓ_Ｉは、各シンボルを部分的にまたはその他の方法で占める１つまたは複数のデータ・メッセージを搬送するように意図される。

無線通信において、受信されたシンボルは、時間周期Ｔ_Ｓにわたって受信された受信ＣＯＦＤＭ信号の周波数解析を使って回復される。発信された周波数が、フーリエ変換（ＦＦＴ）の意味で直交していれば、キャリアのそれぞれが復調されて、情報が再構成される。

実際、発信された周波数の直交性は、以下の形態の干渉によって悪くなる。
−シンボル間、キャリア内干渉：さまざまに符号化された信号が重なること、または、解析時間Ｔ_Ｓが符号には適当でない。
−シンボル間、キャリア間干渉：解析時間Ｔ_Ｓにわたる非直交信号。
−シンボル内、キャリア内干渉：さまざまに符号化された信号が重なること。
−シンボル内、キャリア間干渉：不変でない信号。

これらの干渉は、エミッタと受信機の間の伝搬チャネルのマルチパスに関連する。

ガード時間Δを各シンボル周期Ｔ’_Ｓに付加することは、ガード時間Δが、マルチパスによってもたらされる伝搬チャネルの時間的広がりより大きい場合、全ての種類の干渉が除去される。したがって、各期間Ｔ’_Ｓについて、長さＴ_Ｓの範囲が存在し、その範囲では、受信マルチパス信号が同じように符号化される。

ドップラー−距離相関、ＣＯＦＤＭ信号のあいまいさ（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ）関数、特に、その２次ローブのあいまいさ関数を含む受信信号の処理が調査しなければならない。ＣＯＦＤＭ波形に関連する、あいまいさ関数の２次ローブは、距離−ドップラー平面において比較的均一であり、１次ローブに対する２次ローブのレベルは、−１０ｌｏｇ_１０（Ｉ．Ｋ）である。２次ローブは、１次ローブの基部においてより低い。

従来のレーダ・バランスについての解析が示すことは、一般に、直接パスに関連する２次ローブ内に含まれるエネルギーが熱雑音に対して支配的であることである。

たとえば、図３に示すバイスタティック・レーダを考える。バイスタティック・レーダは、Ｐ_ｅＧ_ｅ＝１０００Ｗの電磁パワーを照射するエミッタＥＭ、Ｇ_ｒ＝１０ｄＢの受信機ＲＥアンテナ利得、周波数Ｆ_０＝３００ＭＨｚに対応するλ＝１ｍの波長、ｄ＝４０ｋｍの受信機距離、４０ｋｍに等しい、エミッタ−標的間距離ＥＭ−ＣＢおよび標的−受信機距離ＣＢ−ＲＥ、Ｆ＝６ｄＢの雑音ファクタ、レーダ等価表面（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｓｕｒｆａｃｅ）ＳＥＲ＝０ｄＢ、１２５ｍｓのフレーム期間について期間Ｔ_Ｓおよび２５０μｓのガード時間を持つＩ＝１００のシンボル、およびＢ＝１．５ＭＨｚの帯域幅についてＫ＝１５００のキャリアを有する。

図４は、エミッタＥＭと受信機ＲＥの間のリンク・バランスを示す。

直接パス、およびマルチパスによってもたらされたクラッタに付随する（ａｔｔａｃｈｅｄ）２次ローブ内に含まれるエネルギーは、熱雑音に対して支配的である。直接パス・ローブ・エネルギーレベルは、１９８−１８６＝１２ｄＢの信号対熱雑音比を有する標的の推定レベルを超えて、１８６−１３５＝５１ｄＢである。

本発明によるパッシブ・レーダ受信機は、ドップラー−距離相関前に、広帯域受信信号内の直接パスおよびクラッタ、ならびに干渉信号などの散乱を効率的に排除して、移動標的を検出するようにする。

図５を参照すると、仏国特許出願番号０１−０１６９５による、ＯＦＤＭ信号用のアンテナ・アレイによるパッシブ・レーダ受信機ＲＥは、受信信号整形回路１、フーリエ解析器２、相関信号フィルタリング回路３、フーリエシンセサイザ４、相関信号検出器５、発信信号複製推定器６および標的特定回路７を備える。

受信信号整形回路１は、従来、その入力に、ＣＯＤＦＭ無線信号およびテレビ放送信号の受信用の、複数のそれぞれの受信機段１２_１〜１２_Ｎ（Ｎ＝２）に接続されたＮ個の受信アンテナ・アレイ１１_１〜１１_Ｎを備える。したがって、レーダ受信機ＲＥは、アンテナ１１_１〜１１_Ｎとそれぞれ連結した、回路１〜４および７において、また回路間において、Ｎ個の並列受信機チャネルの形態で構成される（ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）。

周波数変換に続いて、１＝ｎ＝Ｎである各受信機段１２_ｎは、受信された各ベースバンド無線信号Ｘ_ｎ（ｔ）をデジタル化し、デジタル化した信号を発信およびチャネル・パラメータ推定回路１３に加える。

Ｘ_ｎ（ｔ）＝ＴＤ_ｎ（ｔ）＋ＳＣ_ｎ（ｔ）＋Ｂ_ｎ（ｔ）
ここで、発信された各シンボル
について、シンボルＳ_ｉの指標ｉを無視すると、
は、図３に示すように、固定反射器ＲＦによってもたらされ、クラッタに対応する、直接パスおよびマルチパス上の、少なくとも１個のエミッタＥＭ、または、おそらく複数のＯＦＤＭエミッタから受信されるＯＦＤＭ信号を示す。Ｈ_Ｋｎは、線ｆ_Ｋに対するこれらのパスに関連する伝搬チャネルＥＭ−１１_ｎの伝達関数の対応する複素係数を示す。信号ＴＤ_ｎ（ｔ）は、直接パスおよびマルチパスによってもたらされる好ましくないゼロ・ドップラー効果信号を重ならせることによって構成される。これらの好ましくない信号は、「相関信号」と呼ばれる。

は、少なくとも１つの移動標的ＣＢによる発信ＯＦＤＭ信号の後方散乱によってもたらされ、したがって、ノンゼロ・ドップラー効果を受ける、受信されたＯＦＤＭ信号を示す。この信号は、そのパワーが、相関信号ＴＤ_ｎ（ｔ）のパワーと比較して非常に小さい、抽出されるべき好ましい信号を構成する。ｈ_Ｃは標的ＣＢの狭帯域伝達関数である。τ_ｎは直接パスと標的によって反射されるパスの間のパスの差を示す。νは標的のドップラー周波数である。

Ｂ_ｎ（ｔ）は、干渉および熱雑音信号などの相関ＯＦＤＭ信号以外の、散乱（ｓｃａｔｔｅｒｅｒ）と呼ばれる、好ましい帯域内で受信された信号を示す。

回路１３は、キャリア周波数Ｆ_０およびシンボル周期Ｔ_Ｓなどの発信信号のパラメータを、Ｎ個の受信信号におけるフレーム（図２）の第１の２つのシンボルＳ_１およびＳ_２の解析の関数として推定して、時間基準を構成するようにする。発信信号の周期Ｔ’_Ｓおよび各シンボルの期間Ｔ_Ｓを知れば、チャネルの時間的な長さは、チャネルの時間的長さより長い、各ガード時間Δ内で受信された信号を解析することによって、前の時間基準に同期させるプロセスから引き出される。

次に、受信信号は、切り捨て回路１４において、周期的に切り捨てられる。期間Ｔ_Ｓの受信シンボルの不変の部分は、各周期Ｔ’_Ｓのガード時間Δにおいて、受信信号を差し引くことによって、特に、各周期において引き出されたチャネル長さを差し引くことによって回復される。

期間Ｔ_Ｓの、受信されたデジタル・ベースバンド信号Ｘ_１（ｔ）〜Ｘ_Ｎ（ｔ）のそれぞれの各部分は、次に、フーリエ解析器２に加えられる。解析器は、ヒルベルト変換を用いて、各期間Ｔ_Ｓについて、各信号Ｘ_ｎ（ｔ）の実数成分および虚数成分を生成し、それら成分を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて解析して、切り捨て回路１４によって送出された各シンボルＳ_ｉの周波数スペクトルを供給するようにする。解析器２は、周波数ｆ_ｉ〜ｆ_Ｋに関連する、受信信号Ｘ_ｎ（ｔ）の各シンボルについてのＫ個のスペクトル線ＳＰ_１ｎ〜ＳＰ_Ｋｎを提供し、そのスペクトル線をフィルタリング回路３内の共分散行列計算モジュール３１に並列に適用する。他の周波数と無関係に発信された周波数に関連する各スペクトル線ＳＰ_Ｋによって搬送される情報は、一方では、対応するスペクトル線の符号化に、他方では、伝搬チャネルの伝達関数Ｈ_Ｋに関連する。

フィルタリング回路３は、３つのソフトウェア・モジュール、すなわち、モジュール３１、共分散逆行列計算モジュール３２、およびフィルタリング・モジュール３３を含む。

解析器２によって送出された周波数ｆ_ｋの各線ＳＰ_ｋについて、モジュール３１は、Ｎ×Ｎ共分散行列Ｒ_ｋを推定する。Ｎ×Ｎ共分散行列Ｒ_ｋでは、所与のランクｎの行は、所与のアンテナ１１_ｎに関連する受信スペクトル線ＳＰ_ｋＮとＮ個のアンテナ１１_１〜１１_Ｎに関連する受信スペクトル線ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮの共役との積でできており、積は、所定の時間周期中にシンボルについて平均化される。ここで、１≦ｎ≦Ｎである。前記積を平均化するための前もって決められた時間周期は、シンボル期間Ｔ_Ｓより大幅に長いのが好ましく、通常、フレームの期間である。すなわち、積はＩ−１個のシンボルＳ_２〜Ｓ_Ｉにわたって平均化される。多数のシンボル、すなわち、フレームを構成する約１００のシンボルにわたる前記積の平均化は、アンテナによって受信される、好ましくない高レベル信号に対して標的信号を無相関にする。スペクトル線の相互直交性によって、共分散行列Ｒ_１〜Ｒ_Ｋが符号化に無関係になる。

次に、モジュール３２は、Ｋ個の共分散行列の逆行列Ｒ_１ ^−１〜Ｒ_Ｋ ^−１を引き出し、格納する。これらのＫ個のＮ×Ｎ逆行列は、モジュール３３においてＫ個のフィルタとして使用されて、スペクトル解析器２によって送出された、それぞれが、Ｎ個のスペクトル線（ＳＰ_１１〜ＳＰ_１Ｎ）から（ＳＰ_Ｋ１〜ＳＰ_ＫＮ）を有するＫ個の各グループをフィルタリングするようにする。したがって、所与の周波数ｆ_ｋについて受信されたＮ個のスペクトル線ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮの各グループは、フィルタによってフィルタリングされ、フィルタは、各シンボルについて、そのシンボルについて受信されたＮ個のスペクトル線ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮから成る列ベクトルと周波数ｆ_ｋと逆行列Ｒ_ｋ ^−１との積を供給する。それぞれがフィルタリング回路３によって供給される、Ｋ個のフィルタリングされたスペクトル線のＮ個のグループにおいて、直接パスおよびマルチパスおよび散乱によってもたらされる相関したゼロ・ドップラー効果信号の寄与は除去されている。ＮＫ個のフィルタリングされたスペクトル線は、次に、シンセサイザ４内の高速逆フーリエ変換（ＦＦＴ^−１）によって合成され、シンセサイザは、それぞれが、標的後方散乱信号ＳＣ_１（ｔ）〜ＳＣ_Ｎ（ｔ）を含む、Ｎ個の時間シンボル信号Ｘ’_１（ｔ）〜Ｘ’_Ｎ（ｔ）を、標的弁別回路７に送出する。

信号Ｘ’_１（ｔ）〜Ｘ’_Ｎ（ｔ）の照射エネルギー線図は、図６に示すように、相関したＯＦＤＭ信号ＴＤ_１（ｔ）〜ＴＤ_Ｎ（ｔ）および散乱Ｂ_１（ｔ）〜Ｂ_Ｎ（ｔ）が受信される方向に、盲目軸、すなわち「ギャップ」を有する。

各シンボル・フレームの繰り返し学習段階において、検出器５は、スペクトル解析器２によって送出され、整形された受信信号のうちの１つに関連するフレームの各シンボルのＫ個のスペクトル線から、たとえば、第１アンテナ１１_１を介して受信された信号Ｘ_１（ｔ）の線ＳＰ_１１〜ＳＰ_Ｋ１から、
となるような、基準信号ＳＲ（ｔ）のスペクトル線ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋを引き出す。

は、アンテナ１１_１によって受信されたフレームのシンボルＳ_２〜Ｓ_Ｉの間に、線ＳＰ_ｋ１について、伝搬チャネル伝達関数のＩ−１個の係数を平均化したものである。換言すれば、
であり、この関係は、チャネルの伝達関数が、瞬時の振幅変動および位相変動にあまり依存しないようにすることによって、チャネルの伝達関数の推定を改善する。この平均化が意味することは、後方散乱された標的信号ＳＣ_１（ｔ）が無視できて、伝搬チャネルおよび相関信号が特徴付けられることである。雑音信号ｂ_１（ｔ）は、フレームにおいて受信された散乱の平均を示し、実質的に、散乱Ｂ_１（ｔ）より小さい分散を有する熱雑音から成る。

フレームにわたって平均化された伝達関数の係数
を推定し、格納した後、検出器５は、フレームにわたって平均化されたゼロ・ドップラー効果相関信号のスペクトル線、すなわち、係数
によって決まる信号ＳＲ（ｔ）の平均化された線ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋを、推定器６のＫ個の入力に加える。推定器６は、標的弁別回路７内のＮ個のドップラー−距離相関器７１に加えられる「狭帯域」発信信号の複製Ｒｅ（ｔ）を生成する。

仏国特許出願ＦＲ ２７７６４３８に開示されているレーダ受信機のドップラー・チャネルと同様に、標的弁別回路７は、Ｎ個のドップラー−距離相関器７１_１〜７１_Ｎおよび角度集束回路７２_１〜７２_Ｎを含む。各相関器７２_ｎ内のドップラー・チャネルは、ドップラー効果のために、互いに対して前もって決めた周波数オフセットが割り当てられている。ドップラー・チャネルは、周波数の変更によって、フィルタリング信号Ｘ’_ｎ（ｔ）の複数の速度事例（ｃａｓｅ）を構成し、それぞれが、各キャリアｆ_１〜ｆ_Ｋについて、発信信号の複製Ｒｅ（τ）に相関させられて、距離事例において、移動標的に対応する相関ピークを求めるようにする。合算後、角度集束回路７２_ｎは、移動標的の角度位置事例を求める。最後に、一定の偽警報処理回路７３は、探索中の移動標的についての位置データおよび速度データに関連する「プロット」を抽出する。

上述したものの別法として、フィルタリング回路３は、仏国特許出願番号０１−０１６９５の、図５に示すタイプのものである。回路３は、平均化された伝搬チャネル伝達関数の係数
に対応し、検出器３によって生成された基準信号ＳＲ（ｔ）のＫ個の平均化された線のそれぞれを、各受信信号Ｘ_ｎ（ｔ）のＫ個のスペクトル線から差し引くＮ個の減算器を含み、それによって、回路７のドップラー・チャネルにおいて並列に処理されるべきアンテナと同じ数のフィルタリング信号Ｘ’_１（ｔ）〜Ｘ’_Ｎ（ｔ）を、シンセサイザ４を介して生成するようにする。

ここで、図７を参照すると、本発明は、伝搬チャネル修正回路８を実質的に付加して、直接パスおよびマルチパスによってもたらされる、相関したゼロ・ドップラー効果信号を排除することによって得られる、図６に示すのと同様な線図において、盲目角度セクタＳＡを除去するようにする。回路８は、スペクトル解析器２のＫＮ個の出力と加算回路９のＫＮ個の第１入力の間で接続され、加算回路は、ＫＮ個の第２入力を介して、スペクトル解析器２によって送出されたスペクトル線ＳＰ_１１〜ＳＰ_ＫＮを受取る。

適応フィルタリングに基づく直接パス信号の排除は、相関に関連する損失すなわち移動標的に関連する指向性ベクトルおよび実際の直接パス指向性ベクトルの共線性を意味する。特に、直接パスが自由空間タイプである場合、適応角度フィルタリング原理による直接パスの排除は、従来、盲目角度セクタＳＡの現象を生じさせる。回路８の機能は、特に、直接パスが、盲目角度セクタＳＡが生成されることなく排除されるように直接パスを修正して、標的ベクトルと直接パス・ベクトルの相関に伴う損失を制限することである。次に、本発明は、標的パス指向性ベクトルと直接パス指向性ベクトルの共線性を修正する。その理由は、本発明は、検出器５によって生成された、主に、直接パス信号を表す基準信号ＳＲ（ｔ）を知って、その後、それによって、もはや標的指向性ベクトルと共線性を持たない、修正された直接パス指向性ベクトルを排除するためである。

しかし、受信された直接パス軸に沿う盲目セクタを除去することによって、直接パスの修正された軸に沿う別の盲目セクタが発生するであろう。本発明はまた、直接パス・ベクトルの修正によってもたらされた損失を平均化することによって、この欠点を解消し、その結果、空間は、標的特定回路７において、擬似等方性のあるカバリジを有すると観測される。

修正回路８は、実質的に３つの縦続接続されたソフトウェア・モジュール、すなわち、直接パス指向性ベクトル推定器８１、正規直交基底構成器８２、およびダミー信号発生器８３を含む。

推定器８１は、スペクトル解析器２によって供給されたＫＮ個のスペクトル線ＳＰ_１１〜ＳＰ_ＫＮを処理し、スペクトル線を、発信されたキャリアｆ_１〜ｆ_ＫのＫ個の線に関連するＫ個のグループ（ＳＰ_１１〜ＳＰ_１Ｎ）から（ＳＰ_Ｋ１〜ＳＰ_ＫＮ）に分割して、Ｋ次元共分散行列Ｒ_１〜Ｒ_Ｋを求めるようにする。フィルタリング回路３内の計算モジュール３１の場合と同様に、所与のランクｎの行は、アンテナ１１_ｎに関連するスペクトル線ＳＰ_ｋＮに対する、Ｎ個のアンテナ１１_ｎ〜１１_Ｎに関連するスペクトル線ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮの共役による相関でできており、スペクトル線の積は、シンボル期間Ｔ_Ｓ、たとえば、フレームの期間より長い、前もって決めた時間周期の間で２つずつ平均化される。

推定器８１は、次に、Ｋ個の共分散正方行列Ｒ_１〜Ｒ_Ｋの行列式を計算して、そこから、各行列Ｒ_ｋについて、Ｎ個の要素を有するＮ個の固有ベクトルＶ_ｋ１〜Ｖ_ｋＮおよび関連する固有値λ_ｋ１〜λ_ｋＮを引き出すようにする。推定器８１は、固有値の最大値λ_ｋｍａｘ
と関連し、直接パス指向性ベクトルに対応する固有ベクトルＶ_ｋｍａｘを引き出す。Ｎ−１個の他の固有値は、雑音と事後に（ａ ｐｒｉｏｒｉ）関連する。

最後に、推定器８１は、最大固有値と関連するＫ個の固有ベクトルＶ_１ｍａｘ〜Ｖ_Ｋｍａｘを平均化して、Ｎ個の成分を有する直接パス指向性ベクトルＶ_ＴＤ
を生成する。

構成器８２は、Ｎ個の直交ベクトルＵ_１〜Ｕ_Ｎ（そのうちの第１のＵ_１は直接パス指向性ベクトルＶ_ＴＤである）の２つずつの正規直交基底を構成する。このベクトル基底は、任意の形態をとることができる。すなわち、実際の直接パス・ベクトルの方向に対する、受信アンテナ・アレイ１１_１〜１１_Ｎの角度位置とは無関係である。

たとえば、反復シュミット正規直交化アルゴリズムを用いて、ベクトルＶ_ＴＤに直交する第２ベクトルＵ_２が作成され、その後、第１の２つのＵ_１＝Ｖ_ＴＤおよびＵ_２と直交する第３ベクトルＵ_３など、ベクトルＶ_ＴＤおよび以前に作成されたＮ−２個のベクトルに直交するベクトルＵ_Ｎまでが作成される。基底のＮ個のベクトルＵ_１〜Ｕ_Ｎはそれぞれ、直接パス・ベクトルのその‖Ｖ_ＴＤ‖に等しい絶対値（ｍｏｄｕｌｕｓ）および直接パス・ベクトルＵ_１＝Ｖ_ＴＤのＮ個の成分によって定義される「アンテナ初期基準フレーム」内のＮ個の成分を有する。

上述したものの別法として、構成器８２は、正規直交基底の使用またはアンテナ・アレイの関数パラメータの使用に基づいた、他の従来法によって、正規直交基底を構成する。

実際の直接パスに伴う「盲目の」指向性ベクトルの「感度を抑制する」ために、発生器８３は、「盲目の」直接パス・ベクトルに直交する空間から得られるＮ−１個の「全体として」相関したダミー信号を生成し、ダミー信号を加算回路９に加える。実際の直接パス伝搬チャネルのこの修正は、指向性ベクトルによって決まる合成受信信号の処理に反映され、合成受信信号の一部は、実際の直接パス・ベクトルに直交する。発生器８３は、発信された線ｆ_１〜ｆ_Ｋのそれぞれについて、この感度抑制に関与して、加算回路９の後の回路３および７において、平均化損失を最適化し、等方性空間カバリジを有する合成信号を処理するようにする。

発生器８３は、発信された基準信号ＳＲ（ｔ）に比例する、Ｎ−１個のダミー発信信号ＳＦ_１〜ＳＦ_Ｎを生成する。周波数ｆ_１〜ｆ_ｋに対応するダミー発信信号のＫ個のスペクトル線ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋは、相関信号検出器５によって供給される。図８において、所与の周波数ｆ_ｋの照射エネルギー線図Ｄ_２〜Ｄ_Ｎによって図解的に示されるように、実際の発信信号の有効周波数帯域Ｂ＝［ｆ_１、ｆ_Ｎ］にわたって広がった各ダミー信号ＳＦ_ｎ（ここで、２≦ｎ≦Ｎ−１）は、ダミー・エミッタＥＦ_ｎから来るように見える。受信アンテナのアレイ１１_１〜１１_Ｎに対するダミー・エミッタの方向は、構成器３によって発生器８３に供給される正規直交基底の各ベクトルＵ_ｎの方向である。

発生器８３において、各ダミー・エミッタＥＦ_ｎから、および実際のエミッタＥＭから各アンテナ１１_ｎへの直接パスの間の時間遅延τ_ｎは、プログラムすることによって前もって決められる。各遅延時間τ_ｎ（ここで、２≦ｎ≦Ｎ−１）は、発信信号の帯域Ｂ＝［ｆ_１、ｆ_Ｋ］の逆数１／Ｂの整数倍Ｍ_ｎであり、整数倍数Ｍ_２〜Ｍ_Ｎは互いに異なる。１組のダミー信号ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎ−１は、それぞれの各受信信号Ｘ_ｎ（ｔ）を用いて、合成チャネルを作成し、その時、合成チャネルの周波数周期はアンテナ・アレイによって受信される信号の帯域Ｂに等しい。時間遅延τ_２〜τ_ｎは、たとえば、指標ｎが２からＮへ増加していく順で、１／Ｂに等しいステップだけ異なるが、他の規則的な分布または不規則な分布を持って互いに異なっていてもよい。

各ダミー信号ＳＦ_ｎの線ＳＦ_１ｎ〜ＳＦ_Ｋｎ（ここで、２≦ｎ≦Ｎ）は、基準信号の線ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋと正規直交基底の各ベクトルＵ_ｎの方向によって決まる各角度係数と各時間遅延Ｍ_ｎ／Ｂ（ここで、Ｍ_ｎはＭ_２〜Ｍ_ｎ−１およびＭ_ｎ−１〜Ｍ_Ｎとは異なる）によって決まる各時間遅延係数の積から引き出される。

ダミー信号全てのＫ個のスペクトル線ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎは、加算回路９において、各アンテナ１１_ｎによって実際に受信される各信号Ｘ_ｎ（ｔ）のＫ個のスペクトル線ＳＦ_１ｎ〜ＳＦ_ｋＮにそれぞれ加算される。換言すれば、周波数ｆ_ｋに対応する受信信号Ｘ_ｎ（ｔ）の線ＳＦ_ｋｎは、加算回路９において、Ｎ−１個のダミー信号ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎの全ての線ＳＦ_ｋ２〜ＳＦ_ｋＮに加算されて、修正された受信信号ＸＭ_ｎを表す、結果の合算信号が生成される。回路９は、Ｎ個の修正信号ＸＭ_１〜ＸＭ_Ｎの各線をフィルタリング回路３内の計算モジュール３１に適用し、計算モジュールは、図５に示す実施形態における、各信号Ｘ_１（ｔ）〜Ｘ_Ｎ（ｔ）のスペクトル線と同じ方法で各線を処理する。受信した信号とダミー信号ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎを重ならせることによって作成した合成チャネルは、次に、複数狭帯域モードで、フィルタリング回路３によって排除されるが、図９の照射エネルギー線図Ｄの全体を図６の線図と比較することによって示されるように、等方性である合成チャネルの排除後に損失が発生する。信号対（雑音＋排除後の干渉）比は、同じ最小値および最大値を有するが、損失は、等方性であり、１０ｌｏｇ［（Ｎ−１）／Ｎ］に等しいことがわかる。

次に、発信基準信号ＳＲ（ｔ）を使用して、複数のダミー・エミッタから成るダミー源が再構成される。発生器８３において、正規直交基底のベクトルＵ_２〜Ｕ_Ｎによって決まる各角度係数によって重み付けられた信号ＳＲ（ｔ）は、加算回路９において、アンテナ１１_１〜１１_Ｎによって受信された信号Ｘ_１（ｔ）〜Ｘ_Ｎ（ｔ）のそれぞれに加算される。ダミー信号ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎは、特定の伝搬チャネルを再構成し、特定の伝搬チャネルの伝搬ベクトルは、平均して、発信された信号の周波数帯域ｆ_１〜ｆ_ｋを超えており、設計上、想定可能な全ての自由空間指向性ベクトルに直交する。この周波数帯域において、先に定義したダミー信号の平均相関は、自由空間標的パスにかかわらず、１／Ｎに等しく、Ｎ＝２の最小のアンテナに関して３ｄＢの最大損失を意味する。次に、フィルタリング後のカバリジが「平滑化され」、等方性になる。

上述したものの別法として、検出器５は、基準信号ＳＲのスペクトル線ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋの推定値を、推定器８１によって供給された直接パス指向性ベクトルＶ_ＴＤに対する仮定した標的の方向の関数として補正することができる。この別法は、フィルタリングが行われた後に、基準信号と標的信号を無相関にすることによって得られるであろう標的方向の損失を予想する。

発信されたＣＯＦＤＭ信号における連続するシンボルのタイミング図である。 ＣＯＦＤＭ信号のタイミング図である。 エミッタと受信機の間のパス、すなわち、直接パス、マルチパス、および標的によって反射したパスを示す図である。 相関器の出力に寄与する種々の成分（直接パス、マルチパス、標的、雑音）の出力を示す図である。 １個のアンテナが仏国特許出願番号０１−０１６９５に従う、レーダ受信機の概略ブロック図である。 複数のアンテナが図５に従う、レーダ受信機の概略ブロック図である。 図５に示す複数のアンテナを有するレーダ受信機を改善するための、本発明による伝搬チャネル修正回路の概略ブロック図である。 所与の周波数について、Ｎ−１個のダミー・エミッタによって発信された信号の重なりを示す図である。 本発明によって等方性損失が得られるように発信されたＮ−１個のダミー信号重なりを示す図である。

符号の説明

１ 受信信号整形回路
１１_１〜１１_Ｎ 受信アンテナ
１２_１〜１２_Ｎ 受信段
１３ 発信およびチャネル・パラメータ推定回路
１４ 切り捨て回路
２ フーリエ（スペクトル）解析器
３ フィルタリング回路
４ シンセサイザ
５ 検出器
６ 推定器
７ 標的弁別回路
８ 伝搬チャネル修正回路
９ 加算回路
３１ 共分散行列計算モジュール
３２ 逆行列計算モジュール
３３ フィルタリング・モジュール
７１ ドップラー距離相関器
７２ 角度集束
８１ 直接パス指向性推定器 ８２ 正規直交基底構成器
８３ ダミー信号発生器

Claims (7)

1. 伝搬チャネル（ＥＭ−ＲＥ）を介して受信され、それぞれが符号化された直交キャリア（ｆ_１〜ｆ_２）上に発信された、シンボルのフレームを含む無線信号を処理し、Ｎ個の受信機手段（１１_１、１２_１〜１１_Ｎ、１２_Ｎ）と、前記受信機手段によって受信されたＮ個の信号をＮ個のデジタル・シンボル信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）に変換し、Ｎは１を超える整数である整形手段と、移動標的を弁別するドップラー距離相関手段（７）とを備えるレーダ受信機であって、前記Ｎ個の受信されたシンボル信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）において好ましくないゼロ・ドップラー効果信号（ＴＤ）を表す基準信号（ＳＲ）に類似している、また、Ｎ次元基準フレームにおいて互いに直交し、かつ前記発信されたシンボルの実際のエミッタ（ＥＭ）とレーダ受信機（ＲＥ）の間の実際の直接パスの指向性ベクトル（Ｖ_ＴＤ）に直交する指向性ベクトル（Ｕ_２〜Ｕ_Ｎ）に沿って事実上発信された、前記キャリアの帯域の逆数の異なる整数倍だけ、互いに対して時間遅延し、かつ前記実際の直接パスに対して時間遅延した、Ｎ−１個のダミー信号（ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎ）を作成する手段（８）と、各受信シンボル信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）を前記Ｎ−１個のダミー信号（ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎ）に加算し、修正された受信信号（ＳＰＭ_１〜ＳＰＭ_Ｎ）を生成する手段（９）と、標的（ＣＢ）によって後方散乱された信号（ＳＣ）を実質的に含むフィルタリング済みシンボル信号（Ｘ’_１〜Ｘ’_Ｎ）を前記相関手段（７）に適用するために、前記修正された受信信号における好ましくないゼロ・ドップラー効果信号（ＴＤ）を除去するフィルタリング手段（３）とを備えることを特徴とするレーダ受信機。
2. 前記作成手段（８）は、Ｎ個の成分を有する前記直接パス指向性ベクトル（Ｖ_ＴＤ）を、Ｎ次共分散行列の関数として推定する手段（８１）であって、前記共分散行列のそれぞれは、各キャリア（ｆ_ｋ）に関連するグループ内での、前記受信シンボル信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）のスペクトル線（ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮ）の２個ずつの積で決まる手段と、直接パス・ベクトル（Ｖ_ＴＤ＝Ｕ_１）およびＮ−１個の直交指向性ベクトル（Ｕ_２〜Ｕ_Ｎ）で構成される正規直交基底を構成する手段（８２）と、前記基準信号（ＳＲ）と、前記Ｎ−１個の直交ベクトルの方向によって決まる角度係数と、前記帯域の逆数と異なる整数倍数との積によって決まる、前記実際の直接パスに対する時間遅延係数との積の関数として、前記Ｎ−１個のダミー信号（ＳＦ_２〜ＳＦ_Ｎ）を生成する手段（８３）とを備える請求項１に記載のレーダ受信機。
3. 前記伝搬チャネル（ＥＭ−ＲＥ）の伝達関数の係数を、各シンボルについて、前記受信シンボル信号の１つ（Ｘ_１）のスペクトル線（ＳＰ_１１〜ＳＰ_Ｋ１）の関数として推定し、前記基準信号のスペクトル線（ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋ）を生成するために、各フレームにわたって前記伝達関数の係数を平均化する手段（５）を備える請求項１または請求項２に記載のレーダ受信機。
4. 前記推定された直接パス指向性ベクトルに対する標的の方向の関数として、前記基準信号の前記スペクトル線（ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋ）を補正する手段（５）を備える請求項２および請求項３に記載のレーダ受信機。
5. 前記基準信号（ＴＤ）のスペクトル線（ＳＲ_１〜ＳＲ_Ｋ）の関数として、発信信号の複製（Ｒｅ）を推定する手段（６）であって、前記推定された複製は、前記ドップラー−距離相関手段（７）において、前記フィルタリング済みシンボル信号（Ｘ’_１〜Ｘ’_Ｎ）と相関させられる手段を備える請求項３または請求項４に記載のレーダ受信機。
6. 前記フィルタリング手段（３）は、Ｎ次共分散行列（Ｒ_１〜Ｒ_ｋ）を推定する手段（３１）であって、前記共分散行列のそれぞれは、各キャリア（ｆ_ｋ）に関連するグループ内での、前記修正された受信信号（ＳＰＭ_１〜ＳＰＭ_Ｎ）のスペクトル線（ＳＰ_ｋ１〜ＳＰ_ｋＮ）の２個ずつの積で決まる手段と、前記共分散行列の逆行列を推論する手段（３２）と、前記各逆行列によって前記スペクトル線のグループを乗算することによって、前記修正された受信信号における前記キャリア（ｆ_１〜ｆ_ｋ）にそれぞれ関連する前記スペクトル線のグループをフィルタリングする手段（３３）とを備えること、および、レーダ受信機は、前記フィルタリングされたスペクトル線のグループを、標的（ＣＢ）によって後方散乱された信号を実質的に含む、前記相関手段（７）に適用されるフィルタリング済みシンボル信号（Ｘ’_１〜Ｘ’_Ｎ）に合成する手段（４）をさらに備えることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一項に記載のレーダ受信機。
7. 前記共分散行列が決まる前記スペクトル線の積は、シンボルのスペクトル線によって決まり、各フレームにわたって平均化される請求項２または６に記載のレーダ受信機。