JP2005500775A - モータドライブ・電流検知回路 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、負荷回路における電流検知に関し、特にモータ制御ドライブ回路における電流検知に関する。
【0002】
本願は、2001年8月20日に出願し、発明の名称を「MOTOR CURRENT FEEDBACK GATE DRIVER」とする米国仮出願第60/313,012号の優先権を主張するものである。
【背景技術】
【0003】
慣用のモータ制御ドライブ回路においては、交流入力パワーが受け取られ、この交流入力パワーが直流パワーに変換され、ついで、この直流パワーがPWM(pulse width modulation)インバータに供給される。このPWMインバータは、インバータを含むトランジスタへのゲートドライブ信号に応答して、必要なモータドライブ信号を生成する。
【0004】
電流検知はモータドライブシステムの不可欠な部分である。伝統的には、モータドライブシステムにおいて、電流検知は、独立した機能として、また、ゲートドライブ機能とは別の回路として、インプリメントされている。
【0005】
具体的には、モータドライブのアプリケーションのための電流検知機能は、伝統的には、磁気ホール効果デバイスか、またはシャント抵抗を備えた光学式絶縁デバイスかのいずれかを使用して、インプリメントされている。これらの伝統的な電流検知デバイスは、物理的に独立したコンポーネントであるが、低レベルの信号出力を供給するため、センサ内部に高電圧絶縁か、またはレベルシフト回路を含む。これらの電流検知デバイスは、普通、DSP(digital signal processor)またはマイクロコントローラなどのデジタル制御システムへのアナログ信号をデジタル化するため、アナログ/デジタルコンバータとインタフェースされている。
【0006】
これら従来技術のデバイスは、モータドライブ制御システムにおいて使用されるとき、次のような制約があり、コストの面でも不利である。
【0007】
1)集積回路に集積するうえでの制約であって、磁気コンポーネントまたは光学式絶縁デバイスディスクリートに実装するための要件に起因する制約。
2)PWMスイッチングを電流検知と同期させるためのニーズ
3)過電流保護機能を統合するためのニーズ
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明の目的は、ローサイド(low side)シャント抵抗を使用してモータ電流を検知することである。これを行ううえでの問題の1つは、波形が完全でなく、複数の鋸歯状パルスを含むことである。そこで、本発明のさらなる目的は、このようなパルスから正弦波を再構成することである。
【0009】
このような目的を達成するため、本発明は、複数の鋸歯状パルスを受け取るサンプルホールド回路と、サンプルホールド回路の出力において複数の鋸歯状波が正弦波信号に変換されるように、サンプルホールド回路にタイミング信号を供給する手段を含む回路とを提供する。
【0010】
本発明の他の目的は、電流検知を、パワートランジスタをドライブするために供給されたゲートドライブ信号に同期させることである。
【0011】
このような目的を達成するため、本発明は、負荷をドライブし、負荷電流を検知する回路を提供し、この回路は、負荷に接続した少なくとも1つのパワートランジスタと、このパワートランジスタをターンオン及びターンオフするトランジスタのゲートに、ゲートドライブ信号を供給するゲートドライブ部と、負荷電流に比例する信号を生成する電流検知デバイスであって負荷に接続した電流検知デバイスとを含み、この信号は複数のパルスを含む。このサンプルホールド回路は、予め定めたタイムにパルスをそれぞれサンプルホールドするために設けられ、このサンプルホールド回路のタイミングは、ゲートドライブ部によって制御される。
【0012】
この負荷は、複数のパワートランジスタによってドライブされる3相交流モータとするのが好ましい。ゲートドライブ部と、電流検知デバイスと、サンプルホールド回路とは、それぞれ、各相に対応させて設けてある。
【0013】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して本発明を説明することにより明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0014】
図1Aおよび図1Bを説明する。図1Aは交流モータ(図示せず)の1つの相をドライブするハーフブリッジPWM(pulse width modulated)回路10を示し、図1BはハーフブリッジPWM回路10の3つの異なるロケーションにおける典型的な電流波形を示す。説明上、正弦波電流の整流を想定している。
【0015】
図の上部に図示した波形iaは、モータ相リードiaにおいて通常検知されるモータ相電流を表す。波形LSはローサイドシャント抵抗12間電圧である。ローサイドIGBT(IGBTL)は、ローサイドフライホイールダイオードDLを有し、そのエミッタにローサイドシャント抵抗12が接続されている。波形LSは鋸歯状波であり、図1Bに示すように、不完全である。すなわち、波形LSは鋸歯状の複数のパルスである。波形LSがこのような形状を有するのは、電流がハイサイドIGBT(IGBTH)またはハイサイドフライホイールダイオードDHのいずれかを流れたときは、ローサイドシャント抵抗12に、電流が流れないためである。波形LSは高調波リプルも含み、この高調波リプルの振幅はモータのステータコイルの時定数(インダクタンスおよび抵抗)に依存する。
【0016】
典型的なモータドライブシステムにおいては、制御がモータ相電流の振幅、周波数、および相角の情報を必要とするから、このモータ相電流は、フィードバック制御システムにおいて普及し望ましい波形を有する。しかし、(図1AのVMに示すような)モータの相を検知する電流検知デバイスは、典型的には、2kV/μsecから8kV/μsecまでの範囲にある高dv/dt比で、負と正の直流バス電圧レール間でスイッチングするから、高圧フローティングノードに対して電流検知するため、内部レベルシフタまたは絶縁を必要とする。そうであるから、これらのデバイスは、ローサイドシャント・ベースの電流検知方法を使用しているデバイスより、コストが高く複雑になってしまう。
【0017】
ハイサイド検知方法に比較して、ローサイドシャント・ベースの電流検知方法は、構成が簡単であり、かつ鋸歯状波の電流波形がIGBTのスイッチングと同期しているから、ノイズ耐性がある。しかし、鋸歯状波パルスには、所望の正弦波形のうちの部分的な波形しかないので、波形を再構成する必要がある。
【0018】
本発明によれば、電流再構成回路14(図1A)は、所望の時点で鋸歯状波を取り込み、電流フィードバック信号IFBとして出力される基本正弦波の相電流波形を再構成する。サンプルホールド回路のタイミングはゲートドライブ信号によって得られる。
【0019】
図2は3相ゲート信号と電流波形との関係を示す。図2において、最上部に図示の波形はPWM搬送波周波数であり、その下に図示の各波形は3相のPWM信号U、V、Wであり、さらに下に図示の波形はU相のモータ相電流であり、最下部に図示の波形は再構成されていない信号LSである。
【0020】
図2の例は1つの特定の相電流波形、すなわちU相のモータ相電流の波形の一例を示すが、本例の原理は他の相についても適用することができる。ゲート信号Uが低いかオフのとき、対応する電流波形はシャント抵抗間に現われる。ゲート信号Uが低くなると、同時に、ローサイドIGBTがオン(図1AのIGBTL)になる。すると、ノードVMの電圧は、本質的にシャント抵抗の一方にバイアスされ、モータ相リードと負直流バスの間が短絡される。したがって、モータ電流は、電流の方向に関係なく、ローサイドIGBTまたはローサイドフライホイールダイオードDLのいずれかを流れる。信号のグランドが負の直流バス電圧電位にバイアスされるという状況下において、仮にモータ相電流が(図示しない)モータからVMへ流れる(すなわち、モータから流れ出る)場合には、正の電圧がローサイドシャント抵抗12間に生じ、電流波形が正の鋸歯状波になる(図2)。
【0021】
仮にモータ相電流がVMからモータへ流れる(すなわち、モータへ流れ込む)場合には、負の電圧が生じる。
【0022】
再構成回路14が、このゲート信号のオフ期間の中央点で、鋸歯状波の電流をサンプルホールドする、のが望ましい。これにより、フィルタリングをしなくても、本質的に高調波リプル電流の平均値が得られる。これを、図2において直線16で示す。
【0023】
ゲートドライブ機能を、ローサイドシャント抵抗ベースの電流検知機能と組み合わせると、これにより、モータ相電流を再構成することができ、しかもゲートドライブ機能を同一回路内にインプリメントすることができる。
【0024】
図3は1つのモータ相、すなわちU相のゲートドライブ機能を有する電流検知回路を示すブロック図である。U_INは、U相の論理入力であって、デッドタイム挿入部18に入力されるものであり、このデッドタイム挿入部18は、信号を、レベルシフタ24を介してハイサイドプリドライブ装置20に供給するとともに、ローサイドドライブ装置22に供給する。ハイサイドプリドライブ装置20の出力HOは、ハイサイドIGBT、Q1のゲートに供給される。ハイサイドIGBT、Q1のドレイン・ソース間にフライホイールダイオードD1が接続してある。ローサイドプリドライブ装置22の出力は、ローサイドIGBT、Q2のゲートに供給される。ローサイドIGBT、Q2のドレイン・ソース間にフライホイールダイオードD2が接続してある。VBはハイサイドフローティング電源であり、VSは高電圧フローティング電源リターン(return)である。LSは、ローサイドリターンであり、また、電流iruが流れたときのシャント抵抗Rru間電圧を表す。VCCはローサイド・論理固定電源であり、VSSは論理グランドである。
【0025】
本発明に従って、上述の慣用のコンポーネントに加えて、自動的にタイミングを発生する自動サンプリングパルス発生回路26と、電流再構成回路28とを設けた。電流再構成回路28はサンプルホールド回路32を備えるのが便利であるが、電流再構成回路28には、ローサイドシャント抵抗Rru間電圧LSがオフセットバイアス部30においてオフセットバイアスされてバイポーラ信号からユニポーラ信号に変換されてから入力される。そして、電流再構成回路28においては、この入力された信号がサンプルホールド回路32に供給され、ついで出力調整バッファ34に供給され、その結果、完全に再構成された正弦波の相電流情報である最終的なアナログ出力が得られる。このサンプルホールド回路32のタイミングは、内部ゲート信号により生成される。
【0026】
図4は図3の回路の詳細図であり、図5は回路の各有効点におけるタイミング波形図を示す。
【0027】
図4を説明する。自動サンプリングパルス発生回路26は、基本的に、内部ゲート信号を使用して、サンプルホールド信号を生成する。このサンプルホールド信号により、高調波電流リップルが除去される。自動サンプリングパルス発生回路26は、定電流源回路36を有するが、この定電流源回路36には、トランジスタ38と、コンデンサ40と、定電流源42と、バッファB1とを備えており、このバッファB1は、反転された内部ゲート信号U_INによってドライブされる。自動サンプリングパルス発生回路26の出力は、図4および図5に示すリニアに比例するランプ信号(1)である。そして、この信号は、バッファB2を通過した後、コンデンサC1に前もって保持されていた信号(2)と、コンパレータ46によって比較される。信号(2)は時間的に前のPWMオフタイムランプ信号の半分である。初期状態において、SW1はオープンであるとする。仮にランピング(ramping)する信号(1)が、前もって保持されていた信号(2)の値より小さい場合には、SW1はオープンのままである。信号(1)が信号(2)より大きくなると、SW1はクローズされ、コンデンサC1は、バッファB1のドライブ電圧と一致するようにディスチャージを開始し、PWMのオフ期間(U_INオフ期間)の終了まで、ランプ信号に追従する。AND論理ゲート48も設けてあるが、このAND論理ゲート48は、コンパレータ46の出力すなわち信号(3)と、反転された入力ゲート信号U_INとを、ゲーティングするものである。AND論理ゲート48によりAND演算されて得られた論理出力が、ランピング(ramping)の開始タイムと一致するU_INオフ期間の開始から、ハイに移行する。
【0028】
信号(1)と信号(2)とが一致すると、この一致した時点で、ANDゲート48のAND論理出力が、ローに移行する。そして、信号(4)はサンプルホールド回路において使用される。信号4がハイである間、サンプルホールド回路32内のSW2はクローズされており、これにより、ホールドコンデンサC2は、入力信号(5)、すなわち増幅器50による増幅後の入力信号LSを、トラッキングすることができる。信号(4)がハイからローに遷移すると、SW2はオープンになり、サンプリングされた電圧がホールドコンデンサC2にホールドされる。この遷移は、本質的にPWMオフ期間(U_INオフ期間)の中央点において、生じる。したがって、高調波リプル電流効果も最小に抑えられる。
【0029】
自動サンプリングパルス発生回路26には、無効化処理回路52も含まれており、この無効化処理回路52は、サンプルホールド回路32がいつ電流波形をキャプチャできないかを示すものである。このキャプチャに関する制限は、ゲート信号U_INが非常に狭いパルス幅を有するときに生じる。実際には、ゲート信号のオフ期間パルス幅が約1μsec未満になると、サンプルホールド回路32は電流波形をサンプリングできない。Vref1は、オフ期間値の半値に比べて最小のパルス幅に対応する電圧である。仮にゲート信号のオフ期間パルス幅がVref1より小さくなった場合には、IFB_VALID信号はハイ状態になり、これにより、再構成された信号がインタフェースデジタルマイクロプロセッサに対して無効であることが、示される。
【0030】
本回路によって過電流保護も行われるが、この過電流保護は、鋸歯状の電流波形と、外部から抵抗54(図6)を介して供給できる閾値とを比較するコンパレータを追加することにより、行うことができる。
【0031】
望むなら、このゲートドライブ信号と同期をとるのに代えて、外部同期信号を選択することができ、この選択は、信号をSELリードに供給し、外部信号を、SYNCリードを介して、入力することにより、行うことができる。
【0032】
3相モノリシック電流検知ゲートドライバは、図5に示す回路を三重化することによって構築することができる。
【0033】
図6は、モータ相電流の再構成と組み合わされた3相ゲートドライバであるモノリシック集積回路56において、ローサイドシャント抵抗検知に基づいて実現した例を示す。
【0034】
図7は図6の内部ブロック図を示す。図7において、3相ゲートドライブ回路58はInternational Rectifier製のIR2136ゲートドライブ回路と同様のものであり、自動サンプリングパルス生成・確認・電流フィードバックサンプリング部60は、3つの相に適合するため三重化された図3および図4に示す自動サンプリングパルス発生回路26および電流再構成回路28と本質的に同一のものである。IFB_VALID1、2、3は3つの相に対応する確認信号であり、IFB1、2、3は3相に対応する電流フィードバック信号であり、TRIPLVLは電流保護信号であり、VSSは論理グランドである。
【0035】
上述したことから理解できることであるが、このゲートドライブ機能をリニアなモータ電流検知能力と組み合わせた新しい電流検知ゲートドライブモノリシックICが開発されている。この電流検知機能はレベルシフト回路を必要としないが、これは、このレベルシフト回路が、ローサイドシャント抵抗を介してモータ電流を検知し再構成するからである。このゲートドライブ・電流検知機能と、電流検知機能とを組み合わせることにより、双方の機能をモノリシック集積回路に実装することができる。
【0036】
以上、本発明の特定の実施形態に関連して説明したが、他の多くの変形例および修正例と、その他の用途とは、当業者にとって明らかになるものである。したがって、本発明は、本明細書における特定の開示によって限定されるものではなく、専ら特許請求の範囲によって限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【0037】
【図1A】交流モータの1相をドライブするハーフブリッジPWM回路を示す図である。
【図1B】図1BのハーフブリッジPWM回路の3つの異なる点における典型的な電流波形を示す図である。
【図2】図1Aの回路における3相ゲート信号と電流波形との関係を示す図である。
【図3】本発明の特定の特徴に係る3相システムの単一の相の電流検知回路のブロック図である。
【図4】図3の回路をより詳細に示す図である。
【図5】図4の回路の有効点におけるタイミング波形を示す図である。
【図6】モノリシック集積回路に実施される本発明に係る電流センサを組み込んだ3相電流検知ゲートドライバを示す図である。
【図7】図6の回路の内部ブロック図である。
Claims (16)
- 複数のパルスを含む信号から正弦波信号を生成する回路であって、
複数のパルスを備えた信号を受け取るサンプルホールド回路と、
前記複数のパルスが前記サンプルホールド回路の出力において正弦波信号に変換されるように前記サンプルホールド回路にタイミング信号を供給する手段と
を備えたことを特徴とする回路。 - 請求項1において、前記信号の備える各パルスは、鋸歯状波であることを特徴とする回路。
- 請求項2において、前記サンプルホールド回路のタイミングは、各パルスが各パルス期間の中央点においてサンプルホールドされるタイミングであることを特徴とする回路。
- 請求項2において、前記タイミング信号を供給する手段は、
第1のランプ信号を生成する手段と、
時間的に前のランプ信号に比例する信号を含む第1のコンデンサと、
前記第1のランプ信号を前記時間的に前の信号の値と比較するコンパレータと、
該コンパレータに応答して前記サンプルホールド回路を制御するための制御信号を生成する手段と
を備えたことを特徴とする回路。 - 請求項4において、前記コンパレータは、前記第1のランプ信号の値が前記時間的に前のランプ信号より大きいとき、前記第1のコンデンサのディスチャージを行うことができ、前記コンデンサの電圧値が前記第1のランプ信号の値と一致したとき、前記制御信号を出力することを特徴とする回路。
- 請求項5において、前記サンプルホールド回路は、第2のコンデンサを含み、前記コンパレータからの前記制御信号は、オン期間およびオフ期間を有し、前記コンデンサは、前記オン期間においてチャージされ、電荷は、前記オフ期間においてホールドされることを特徴とする回路。
- 負荷をドライブし負荷電流を検知する回路であって、
前記負荷に接続した少なくとも1つのパワートランジスタと、
該パワートランジスタをターンオンおよびターンオフするため、前記パワートランジスタのゲートにゲートドライブ信号を供給するゲートドライブ部と、
前記負荷に接続した電流検知デバイスであって、該負荷を流れる電流に比例する信号を生成する電流検知デバイスであり、前記信号が複数のパルスを備える電流検知デバイスと、
予め定めたタイムで前記パルスをサンプルホールドするサンプルホールド回路であって、該サンプルホールド回路のタイミングが前記ゲートドライブ部によって制御されるサンプルホールド回路と
を備えたことを特徴とする回路。 - 請求項7において、前記信号の各パルスは、鋸歯状波であることを特徴とする回路。
- 請求項8において、前記ゲートドライブ部は、前記信号の備える前記パルスが前記ゲート信号のオフ期間の中央点でサンプルホールドされるように前記サンプルホールド回路のタイミングを制御することを特徴とする回路。
- 請求項9において、前記負荷は、モータであることを特徴とする回路。
- 3相交流モータ負荷をドライブしモータ電流を検知する回路であって、
前記3相交流モータの各相に接続した複数のパワートランジスタと、
該複数のパワートランジスタを選択的にターンオン及びターンオフするため、該複数のパワートランジスタのゲートにゲートドライブ信号を供給するゲートドライブ部と、
前記3相交流モータの各相に接続した電流検知デバイスであり、各相を流れる電流に比例する信号であって複数のパルスを含む信号を生成する電流検知デバイスと、
予め定めたタイムに、各相に対応する前記電流検知デバイスによって生成されるパルスを、それぞれサンプルホールドする各相に対応するサンプルホールド回路であって、前記サンプルホールド回路のタイミングが前記ゲートドライブ部によって制御されるサンプルホールド回路と
を備えたことを特徴とする回路。 - 請求項2において、前記信号の各パルスは、鋸歯状波であることを特徴とする回路。
- 請求項12において、前記ゲートドライブ部は、前記サンプルホールド回路を制御するため、タイミングパルスを生成するサンプルパルスジェネレータを含むことを特徴とする回路。
- 請求項13において、前記サンプルパルスジェネレータは、
前記ゲートドライブ信号に応答して第1のランプ信号を生成する手段と、
時間的に前のランプ信号に比例する信号を含む第1のコンデンサと、
前記第1のランプ信号の値を前記時間的に前の信号の値と比較するコンパレータと、
前記コンパレータに応答して前記サンプルホールド回路を制御するため制御信号を生成する手段と
を備えたことを特徴とする回路。 - 請求項14において、前記コンパレータは、前記第1のランプ信号の値が前記時間的に前の信号の値より大きくなったとき、前記第1のコンデンサのディスチャージを行い、前記コンデンサの電圧値が前記第1のランプ信号の値と一致したとき、前記制御信号を出力することを特徴とする回路。
- 請求項15において、前記サンプルホールド回路は、第2のコンデンサを含み、前記コンパレータからの前記制御信号は、オン期間およびオフ期間を有し、前記コンデンサは、前記オン期間においてチャージされ、電荷は、前記オフ期間においてホールドされることを特徴とする回路。
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