JP2005333455A - 振幅の時間変動補償方法及び装置、ダイバーシチ受信における振幅の時間変動補償方法及び装置、マルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】時間変動を抑制したダイバーシチ合成を行うこと。
【解決手段】ＳＤ１ａにおいて、受信信号と合成信号の複素相互相関が求められる。次にＳＤ２ａにおいて、忘却係数を0.9として平滑化処理される。全く同様に、受信信号と合成信号の複素相互相関が求められ、平滑化処理される。ＳＤ３においては、平滑化された２つの複素相互相関値から、自乗和（実数）が算出される。ＳＤ４ａにおいて、ＳＤ２ａの出力である平滑化された複素相互相関値を、ＳＤ３で求めた自乗和で除する。こうして、振幅補正係数が更新され、複素乗算器に出力される。全く同様に、ＳＤ２ｂの出力である平滑化された複素相互相関値を、ＳＤ３で求めた自乗和で除し、振幅補正係数が更新され、複素乗算器２０２ｂに出力される。
【選択図】図２

Description

本発明は変調信号を受信した際、伝搬路特性の変動等に起因する振幅方向の時間変動を補償する方法及び装置に関する。本発明はダイバーシチ受信に好適であり、また、マルチキャリアダイバーシチ受信において位相変動の補償と併用することが可能である。

例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の受信装置においては、伝搬路特性の推定及び補償を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ののち、パイロットシンボルを抽出して行っている。この実行方法については次の特許文献１及び２に記載がある。また、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）前に振幅及び位相のシンボル内変動を、ガード区間を利用して補償する実行方法については次の特許文献３及び非特許文献１に記載がある。
特開２００１−４４９６３号公報 特開２００２−２６１７２９号公報 特開２０００−２８６８１７号公報 橋爪厚盛、岡田実、小牧省三「直交マルチキャリア変調のガード区間を用いた高速フェージング補償方法」、電子情報通信学会技術報告ＣＳ９７−２０，ＲＣＳ９７−８（１９９７−０５）第９−１４頁

これに対し、本発明者らは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）前に振幅及び位相のシンボル内変動を補償する際に、シンボル同期信号を不要とした簡便な構成を見出し、出願した（特願２００３−４０４３６６）。この方法は、ダイバーシチ受信と組み合わせる場合、次のような構成となる。

図６は特願２００３−４０４３６６に記載した、ダイバーシチ受信における振幅及び位相のシンボル内変動を補償する構成を有するマルチキャリアダイバーシチ受信装置９０００の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ受信装置９０００は２つのアンテナに対応して直交復調部１ａ及び１ｂ、複素乗算器２２ａ及び２２ｂを有し、重み係数演算部２１と加算器２３、シンボル内時間変動推定器３１と複素乗算器３２とから成るシンボル内時間変動補償装置３０、同期回路４、ガードインターバル（ＧＩ）除去器５、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）６、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）７、パイロットシンボル抽出器８１、チャネル特性推定器８２、チャネル特性周波数補間器８３、周波数領域等化器８、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９とから成る。重み係数演算部２１、複素乗算器２２ａ及び２２ｂ並びに加算器２３がダイバーシチ合成を行う部分である。このダイバーシチ合成は例えば最大比合成による。

特願２００３−４０４３６６の特徴部分は図６のマルチキャリアダイバーシチ受信装置９０００のシンボル内時間変動補償装置３０であり、ここで振幅の補償係数（実数）と位相の補償係数（複素数）とを算出して加算器２３の合成信号に乗じて出力するものである。

さて、ダイバーシチ受信においては、合成信号の平均電力が必ずしも一定になるように重み係数を決定してはいない。即ち、図６のマルチキャリアダイバーシチ受信装置９０００は、加算器２３の出力である合成信号の平均電力が、必ずしも一定となるよう重み係数演算部２１で重み係数を決定してはいないため、シンボル内の振幅の時間変動が無くなるようにシンボル内時間変動推定器３１でも振幅の補償係数を算出していることとなる。尤も、良く知られているようにダイバーシチ合成の出力の振幅の変動を全く無くすことは容易ではない。

そこで発明者らは、これらを組み合わせ、振幅のシンボル内時間変動が補償された合成信号（加算器２３の出力）を出力できるダイバーシチ方法を開発すべく鋭意検討し、新規な振幅の時間変動の補償方法を完成した。

請求項１に記載の発明は、振幅方向の変動を補償して平均電力を一定にするための受信における振幅の時間変動の補償方法において、受信信号と、実数である補償係数を乗ずることにより補償された補償信号との相互相関を求め、当該相互相関について平滑化を行って平滑化相関値を求め、当該平滑化相関値の逆数を前記補償係数の更新値とすることを特徴とする振幅の時間変動補償方法である。

請求項２に記載の発明は、複数のアンテナにより受信した受信波を合成して、合成信号の振幅方向の変動を補償し、合成信号の平均電力を一定にするためのダイバーシチ受信における振幅の時間変動の補償方法において、各アンテナの受信信号と、各受信信号ごとに複素数である重み係数を乗じた後加算した合成信号との複素相互相関を各アンテナに対応させて求め、各アンテナに対応した各複素相互相関について各々平滑化を行って平滑化相関値を求め、全平滑化相関値の自乗和で各平滑化相関値を除したものを新たな前記各重み係数の更新値とすることを特徴とするダイバーシチ受信における振幅の時間変動補償方法である。

請求項３に記載の発明は、有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償方法において、請求項２に記載の振幅の時間変動補償方法を用いて振幅方向のシンボル内時間変動を補償し、時間長Ｔ_Sを積分区間とし、振幅の補償された合成信号と、振幅の補償された合成信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求めて位相のシンボル内時間変動を補償することを特徴とするマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償方法である。

請求項４乃至６に記載の発明は、請求項１乃至３に記載の方法発明に対応する装置発明である。請求項４に記載の発明は、振幅方向の変動を補償して平均電力を一定にするための受信装置における振幅の時間変動の補償装置において、受信信号と、実数である補償係数を乗ずるための乗算器と、受信信号と前記乗算器の出力である補償信号との相互相関を算出する相互相関演算器と、当該相互相関演算器の出力を平滑化する平滑器と、当該平滑器の出力の逆数を算出して前記補償係数とする補償係数更新器とを有することを特徴とする振幅の時間変動補償装置である。

請求項５に記載の発明は、複数のアンテナにより受信した受信波を合成して、合成信号の振幅方向の変動を補償し、合成信号の平均電力を一定にするためのダイバーシチ受信装置における振幅の時間変動の補償装置において、各アンテナの受信信号と、各受信信号ごとに算出される複素数である重み係数を乗ずるための複数個の複素乗算器と、当該複数個の複素乗算器の出力を加算する複素加算器と、各アンテナの受信信号と、前記複素加算器の出力である合成信号との複素相互相関を各々算出する複数個の複素相互相関演算器と、当該複数個の相互相関演算器の出力を平滑化する複数個の平滑器と、当該複数個の平滑器の出力である各平滑化相関値について、全平滑化相関値の自乗和で除したものを新たに前記各重み係数とする複数個の重み係数更新器とを有することを特徴とするダイバーシチ受信における振幅の時間変動補償装置である。

請求項６に記載の発明は、有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償装置において、請求項５に記載の振幅の時間変動補償装置と、時間長Ｔ_Sを積分区間とし、振幅の補償された合成信号と、振幅の補償された合成信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求めて位相のシンボル内時間変動を補償する位相の時間変動補償装置とを有すること特徴とするマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償装置である。

数式を用いて本発明を説明する。本発明の主たる特徴は平滑化にある。まず、この平滑化が無い場合を想定する。入力信号が１本の場合、複素数である当該入力信号ｒに対し、一定時間、例えばシンボル長の数分の１の時間での入力信号の平均電力を

と置く。今、補償係数を実数としてｗと置くと、補償後の信号ｗｒの平均電力は

となる。入力信号ｒと補償後の信号ｗｒとの相互相関は

である。相互相関を求める九端では補償係数を更新しないため一定値とする。本発明ではこの逆数

を新たな補償係数の値として更新値とするものである。

すると入力信号ｒの平均電力

が、補償係数の更新後も同じ場合に、新たな補償後の信号

の平均電力は、

となる。入力信号ｒと新たな補償後の信号

の相互相関は１／ｗとなり、この逆数ｗが補償係数の次の更新値となる。

このような場合、

の場合に補償後の信号の平均電力が１となる。一方、補償係数ｗが他の値の場合は補償係数を更新する度ごとに補償後の信号の平均電力が

とを交互に繰り返すことがわかる。そこで平滑化のステップを設けることで、繰り返しの振動を抑え、補償係数ｗについて、

の場合の補償係数ｗの値に収束させるとするものである。

次に、最大比合成ダイバーシチ受信の場合について説明する。まず、元となる送信信号をｓとし、平均信号電力を

と置く。簡単のため、アンテナを２個とし、各アンテナにおける伝搬路応答を複素係数で表されるとしてｃ₁とｃ₂とすると、複素数である受信信号ｒ₁とｒ₂は次の式で表される。

ここでは、振幅変動補償の過程を説明するため、最大比合成が実現できているが、振幅変動がまだ補償されていない場合を考える。最大比合成が実現できている場合の複素数である重み係数ｗ₁とｗ₂は、伝搬路応答と次の関係が成り立つ。

ここで、＊は複素共役を表す。この関係が成り立つ場合、各アンテナにおける受信信号は位相を揃えて合成される。振幅変動がまだ補償されていない場合、合成信号ｙの平均電力は１となっていない。そこで、合成信号ｙは、元の送信信号に対して振幅方向の大きさが変動していることを表すある実数係数ｋを用いることにより、次式で表すことができる。

この合成信号ｙと受信信号ｒ_i（ｉ＝１，２）との複素相互相関ｘ_i（ｉ＝１，２）は次式となる。

ここで、元の送信信号電力を１とおいているため、次のようになる。

次に、この複素相互相関値を全相互相関値の自乗和で割ることにより、新たな重み係数の更新値ｗ_i'を求めると、次のようになる。

この新たな重み係数に更新された後の合成信号ｙ'は、次式となる。

ここで、重み係数を更新する前の合成信号ｙと更新後の合成信号ｙ'とを比較すると、元の送信信号に対する振幅比を表す係数ｋの値が逆数に変化していることがわかる。即ち、平滑化を行わない場合は、重み係数を更新する度ごとに、合成信号がｋｓとｓ／ｋとを交互に繰り返すことになる。この繰り返しは、重み係数の更新により生じるものであり、重み係数の更新値を求める際の複素相互相関値が連動して振動している。そこで、複素相互相関値の振動を抑えるように平滑化のステップを設けることにより、この振動を抑圧し、ｋ＝１の場合に収束させる。その結果、重み係数は、次式を充たす値に収束するものである。

以下、シミュレーションを行った構成を中心にして説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。

図１は、本発明の具体的な１実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ受信装置１０００の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ受信装置１０００は２つのアンテナに対応して直交復調部１ａ及び１ｂ、複素乗算器２０２ａ及び２０２ｂを有し、重み係数演算部２０１と加算器２０３、シンボル内位相変動推定器３０１と複素乗算器３０２とから成るシンボル内位相変動補償装置３００、同期回路４、ガードインターバル（ＧＩ）除去器５、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）６、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）７、パイロットシンボル抽出器８１、チャネル特性推定器８２、チャネル特性周波数補間器８３、周波数領域等化器８、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９とから成る。重み係数演算部２０１、複素乗算器２０２ａ及び２０２ｂ並びに加算器２０３がダイバーシチ合成及び振幅の時間変動の補償を行う振幅時間変動補償装置２００を構成する。振幅時間変動補償装置２００では、直交復調部１ａ、１ｂの出力である受信信号と、加算器２０３の出力である合成信号とから２つの重みを算出して複素乗算器２０２ａと２０２ｂに出力する。

２つのアンテナから受信された高周波信号は、直交復調部１ａ及び１ｂで各々中間周波数帯域に変換されたのち、直交復調及びアナログデジタル変換されて、同相成分Ｉと直交成分Ｑとして出力され、振幅時間変動補償装置２００に入力される。ここでダイバーシチ合成及び振幅の時間変動の補償がされてシンボル内位相変動補償装置３００に入力される。シンボル内位相変動補償装置３００にて位相が補償された同相成分Ｉと直交成分Ｑは同期回路４とＧＩ除去器５に入力される。同期回路４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のウィンドウ区間（時間長Ｔ_f）のタイミングが算出されて、シンボル内位相変動補償装置３００とＧＩ除去器５に当該タイミング信号が入力される。ＧＩ除去器５ではガードインターバルが除去されて、有効シンボルが出力され、Ｓ／Ｐ６に入力される。

Ｓ／Ｐ６に入力されたシリアル信号はパラレル信号として出力され、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）７に入力される。Ｎ点ＦＦＴ７に入力されたパラレル信号は高速フーリエ変換されて各キャリアに対応する信号として出力され、周波数領域等化器８とパイロットシンボル抽出器８１に入力される。パイロットシンボル抽出器８１に入力された信号の内、パイロットシンボルについてのみチャネル特性推定器８２に出力される。チャネル特性推定器８２においては、パイロットシンボルを有するキャリアのチャネル特性が推定され、チャネル特性周波数補間器８３に出力される。チャネル特性周波数補間器８３においては、パイロットシンボルを有しないキャリアのチャネル特性が補間され、全てのキャリアのチャネル特性が周波数領域等化器８に出力される。周波数領域等化器８においては全てのキャリアのチャネル特性を補償し、Ｐ／Ｓ９に出力される。Ｐ／Ｓ９においてはパラレル信号がシリアル信号として出力され、以降の信号処理が行われる。

重み係数演算部２０１の演算内容を図２に示す。ここでは例えば１のＣＰＵ等により演算を行う構成を示すが、各演算工程を個別の演算装置にて行う構成としても良い。

図２のように、２つのアンテナに対応して、演算工程ＳＤ１ａ、ＳＤ２ａ及びＳＤ４ａの演算工程列と、演算工程ＳＤ１ｂ、ＳＤ２ｂ及びＳＤ４ｂの演算工程列とがあり、途中、ＳＤ３の共通の演算工程が配置される。

まず、演算工程ＳＤ１ａにおいて、直交復調部１ａの出力である受信信号と、加算器２０３の出力である合成信号の複素相互相関が求められる。次に演算工程ＳＤ２ａにおいて、忘却係数を０．９として、平滑化処理される。平滑化された相関値は、演算工程ＳＤ３と演算工程ＳＤ４ａにて用いられる。全く同様に、演算工程ＳＤ１ｂにおいて、直交復調部１ｂの出力である受信信号と、加算器２０３の出力である合成信号の複素相互相関が求められ、演算工程ＳＤ２ａにおいて、忘却係数を0.9として、平滑化処理される。尚、忘却係数とは、次の意味で用いた。即ち、忘却係数をγ(但し0≦γ≦1)とし、平滑化回路への入力信号をp(n)、出力q(n)とすると、q(n)＝γq(n-1)+(1-γ)p(n)の関係がある。従って、忘却係数γが大きいほど平滑化が大きい。また、忘却係数γが0の場合は、平滑化を全く行わずに入力信号がそのまま出力信号となる。

演算工程ＳＤ３においては、平滑化された２つの複素相互相関値から、自乗和（実数）が算出される。演算工程ＳＤ４ａにおいて、演算工程ＳＤ２ａの出力である平滑化された複素相互相関値を、演算工程ＳＤ３で求めた自乗和で除する。こうして、振幅変動補償された重み係数が更新され、複素乗算器２０２ａに出力される。全く同様に、演算工程ＳＤ４ｂにおいて、演算工程ＳＤ２ｂの出力である平滑化された複素相互相関値を、演算工程ＳＤ３で求めた自乗和で除し、振幅変動補正された重み係数が更新され、複素乗算器２０２ｂに出力される。

図３に、図２に示す振幅時間変動補償装置２００を用いたダイバーシチ合成信号電力（加算器２０３の出力の平均電力）のシミュレーション（図３．Ｃ）を比較例（図３．Ａ、図３．Ｂ、図３．Ｄ）と共に示す。シミュレーション条件は、フラットフェージング、ドップラー周波数10Hz、Eb/Noを30dBとし、有効シンボル長Ｔ_fが1.008msecで8192点の地上波デジタルＴＶ（モード３）のＯＦＤＭ信号に対し、複素相互相関の積分時間を126μsec、1024サンプルとした。比較例である図３．Ａは、図２の構成に変えて、複素相互相関の値を、当該複素相互相関の値の２乗和の平方根で除したものを重み係数とした場合のシミュレーションである。この場合、全重み係数の２乗和が１となる。比較例である図３．Ｂは、図２の構成に変えて、複素相互相関の値を、当該複素相互相関の値の絶対値の和で除したものを重み係数とした場合のシミュレーションである。この場合、全重み係数の絶対値の和が１となる。図３．Ｄは、図２の構成の演算工程ＳＤ２ａとＳＤ２ｂを省略し、平滑化しないまま複素相互相関の値をそのまま演算工程ＳＤ３、ＳＤ４ａ、ＳＤ４ｂで用いたものである。

全重み係数の２乗和が１となる構成では、図３．Ａに示す通り、合成信号（加算器２０３の出力の振幅）の値の変動がきわめて大きく、振幅の変動が補償されているとは言えない。全重み係数の絶対値の和が１となる構成では、図３．Ｂに示す通り、合成信号（加算器２０３の出力の振幅）の値の変動が図３．Ａ程ではないにしろやはり大きく、振幅の変動が補償されているとは言えない。平滑化を用いない構成では、図３．Ｄに示す通り変動が一定幅に納まるものの、その変動は極めて激しく、却って新たな振幅の変動が加わったかのようである。これらに対し、平滑化を用いる図２の構成を有する本発明では、図３．Ｃに示す通り、振幅が１近辺に安定しており、極めて満足のいく結果となった。

図３．Ｃと他のシミュレーション結果を比較すると明らかなように、本発明の構成は、通常、振幅変動の補償が困難なダイバーシチ合成を行いながら、振幅変動を十分に抑制できる。

次に図４を用いて、シンボル内位相変動補償装置３００にて行う、位相変動の補償について説明する。受信信号ｒ（ｔ）と、有効シンボル長Ｔ_fだけ遅延された遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）との関係は図４の上半分の様である。受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾の区間は、有効シンボル長Ｔ_fだけ遅延された遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）とのガードインターバルと一致する。仮に、時間Ｔ_fの間に伝搬路特性の位相変動が無ければ、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾は波形が完全に一致する。

そこで、開始位置任意の積分区間長Ｔ_Sで、ガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾を含む受信信号ｒ（ｔ）と、当該ガードインターバルを含む遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の複素相関を演算する。積分区間長Ｔ_sのうち、受信信号ｒ（ｔ）のガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾と遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の当該ガードインターバルとの複素相関以外の積分区間においては、キャリア数が数千と大きいことも有り、統計論的に複素相関は極めて小さいものと考えることができる。即ち、受信信号ｒ（ｔ）のガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾と遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の当該ガードインターバルとの複素相関が、積分区間長Ｔ_Sで大きな値を占める。遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である有効シンボルの末尾は波形が完全に一致する場合、複素相関が実数となり、複素相関の偏角が０となる。また、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である有効シンボルの末尾は波形が完全には一致しない場合、複素相関は虚部を有し、複素相関の偏角は０とならない。そこでこの偏角を位相変動とする。この位相変動は、ガードインターバル（ＧＩ）の開始の時刻からその複写元の開始の時刻までの時間Ｔ_f間の位相変動である。

本発明においては、位相変動を推定するための積分区間は１シンボルの時間長Ｔ_Sであり、必ず遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾を含むこととなる。また、位相変動を推定するための積分区間はその開始のタイミングは、各シンボルと同期する必要がない。本発明において各積分区間が遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾を含めば良く、且つ１のガードインターバル（ＧＩ）全体を１の積分区間内に有している必要はない。即ち相関演算のための積分区間が、その開始において遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるあるシンボルのガードインターバル（ＧＩ）の途中から始まり、積分区間が、その終了において遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるあるシンボルのガードインターバル（ＧＩ）の途中で終了しても、位相変動は算出可能である。なぜならば、１シンボルにおけるガードインターバルの一部とその一部に対応する有効シンボルの末尾の部分と、次のシンボルにおけるガードインターバルの一部とその一部に対応する有効シンボルの末尾の部分とが積分区間に常に存在することになるからである。

これを数式を用いて説明する。まず、受信信号ｒ（ｔ）の、時間区間Ｔ_f内での位相変動（時間差Ｔ_fの２時刻での位相差）φは、積分区間長Ｔ_Sの複素相関関数により次の式（１）で求められる。尚、r^*(t)はr(t)の複素共役を、argは複素数の偏角(argument)を示す。

これを簡単に説明する。まず、図４のように、区間長Ｔ_sにおいて、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）は、第ｍキャリアのＯＦＤＭシンボルがａ_mから、ＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとＯＦＤＭシンボルがｂ_mへと、信号ｒ（ｔ）は、第ｍキャリアのＯＦＤＭシンボルがｂ_mから、ＯＦＤＭシンボルがｃ_mのガードインターバルとＯＦＤＭシンボルがｃ_mへと、移行していく。そこで、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mである先頭をｎ＝０として、シンボル長Ｔ_fをＮ等分してサンプリング間隔をτとし、式（２−１）、式（２−２）のように表現する。尚、Ｇはガードインターバル長Ｔ_GIをサンプリング間隔τで除したものである。また、ωはサブキャリアの周波数間隔でω＝２π／Ｔ_fである。即ち、Ｔ_f＝ｎτ、Ｔ_GI＝Ｇτで、Ｎτω＝２πである。また、ｊは虚数単位、θ_m,n等は各第ｍキャリア第ｎサンプリングでの伝搬路特性により生じた位相である。また、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mと遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとが重なる部分をｎτ∈Ｔ_gと表し、区間長Ｔ_sのうち、Ｔ_gより前の部分をＴ_pre、後の部分をＴ_postと示した。

式（２−１）と式（２−２）から、まず信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mと遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとが重なる部分（ｎτ∈Ｔ_g）について、式（１）の複素積分の部分を展開すると式（３）のようになる。ここにおいて、第２項は、キャリア数（ｍ及びｌの値域）が数千であることを考慮すると、ｘ＝（ｌ−ｍ）ｎ（ｍｏｄＮ）が区間０≦ｘ＜Ｎで一様分布し、複素数ｂ_m ^*及びｂ_lが独立且つランダムで、θ_m,nがｎに対して直線的に変化していると近似できる、即ちθ_l,n-N−θ_m,nがｎに対してほぼ定数と考えれば、統計論的に０であると考えることができる。

次に、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mで遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがａ_mであるｎτ∈Ｔ_preの部分について、式（１）の複素積分の部分を展開すると式（４）のようになる。ここにおいて、第１項は複素数ｂ_m ^*及びａ_mが独立且つランダムであるので、キャリア数ｍが数千であることを考慮すると、統計論的に０であると考えることができる。また、第２項も、ｂ_m ^*及びａ_lが独立且つランダムであり、２つの指数部分のうち、θ_l,n-N+G−θ_m,nがｎに対して定数、ｙ＝（ｌ−ｍ）ｎ＋ｌＧ（ｍｏｄＮ）が区間０≦ｘ＜Ｎで一様分布するので、キャリア数（ｍ及びｌの値域）が数千であることを考慮すると、統計論的に０であると考えることができる。

式（４）が統計論的に０であると考えることができるのと同様、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｃ_mで遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mであるｎτ∈Ｔ_postの部分についても、統計論的に０であると考えることができる。結局、式（１）の複素積分の部分は、式（３）の第１項で近似できる。更に、式（３）で、θ_m,n-N−θ_m,nが、各ｍ毎に一定でθ_m,n-N−θ_m,n＝Δθ_mとおけるならば、結局式（３）の偏角は、更に次の（５）のように表すことができる。即ち、式（１）は、各キャリアの位相差Δθ_mを、キャリアの振幅の平方で加重平均したものを示す。尚、θ_m,n-N−θ_m,n＝Δθ_mとおいたことは、時間軸方向に対して位相の変化が線形であることを示す。

ノイズによる大きな変動をさせないよう、位相変動を平滑化する。これを式（６）で表す。

式（６）の位相変動は時間区間Ｔ_f間における位相変動であるので、これを上述の振幅変動の補償係数を求めた時間区間Ｔ_aあたりの位相変動に換算する。即ち式（７）である。

各時間区間Ｔ_aでの位相変動の補償係数は、その前の位相変動の累積値（φの上に〜の記号を付けて示す）に、位相変動式（７）を加えたものである。よって、位相変動の補償係数は絶対値が１の複素数として、式（８）で示される。

このように、式（８）で、位相の時間変動を補償する係数が求められるので、これを当該時間区間Ｔ_aの信号に乗ずることで、位相の時間変動を補償することができる。

シンボル内位相変動推定器３０１の内部での演算を図５に示す。図５は位相変動補正係数を演算する手順をブロック図的に示したものである。上記のシミュレーションとの対応のため、有効シンボル長Ｔ_fを1.008ms、ガードインターバル長Ｔ_GI＝Ｔ_f／８＝126μs、１シンボルの時間長Ｔ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_f＝1.134ms、Ｔ_a＝Ｔ_f／８＝126μsとする。また、ＦＦＴを8192点ＦＦＴとして、有効シンボル長Ｔ_fを8192サンプルとする。ガードインターバル長Ｔ_GIとＴ_aは1024サンプル、１シンボルの時間長Ｔ_Sは9216サンプルとなる。

図５のように、位相変動補正係数を演算する手順は、区間長を１シンボル長Ｔ_s＝1.134msとして、デジタル複素信号と、その信号を有効シンボル長Ｔ_f＝1.008msだけ遅延された遅延信号との複素相関を求める（ＳＤ、ＳＰ１、ＳＰ２）。この複素相関においては、積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）が、本来の１シンボルであるガードインターバルの開始からと有効シンボルの終了までと一致する必要はなく、有効シンボル長Ｔ_fの遅延により必然的に遅延信号のガードインターバルと、デジタル複素信号の対応すべき有効シンボルの末尾は重なる。更に遅延信号の１個のガードインターバルの全体が積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）に含まれる必要もなく、積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）の初めが遅延信号の１個のガードインターバルの途中から開始し、積分区間の終わりが遅延信号の次のガードインターバルの途中までとなっていても良い。

この複素相関においては、遅延信号と受信信号の位相差が無い、即ちある時刻ｔに受信を開始した、１シンボルの先頭のガードインターバル（区間長Ｔ_GI）と、時刻ｔ＋Ｔ_fに受信を開始した対応する１シンボルの末尾の区間長Ｔ_GIが完全に一致する場合には、複素相関は実数となり、偏角即ち位相差は０である。一方、遅延信号と受信信号の位相差が有る場合、複素相関は虚部を有し、その偏角が位相差となる。各キャリアの位相差が十分小さい場合（有効シンボル長Ｔ_fは小さいので通常成立する）は、偏角は各キャリアの位相差の、電力加重平均となる。これを利用して位相変動を推定する（ＳＰ３）。これは遅延時間である、有効シンボル長Ｔ_f＝1.008msにおける位相変動である。

次に位相変動を平滑化し（ＳＰ４）、振幅変動との補正係数の更新と更新タイミングを合せるため、振幅変動の算出時間Ｔ_aが有効シンボル長Ｔ_fの１／８であるので８で除する（ＳＰ５）。これを９回累積して、１シンボル長Ｔ_s分の９個の位相変動累積値を順次算出する（ＳＰ６）。必要に応じ、算出結果を−πからπの範囲、或いは０から２πの範囲に収める。これを位相変動の補正係数（複素数、絶対値は１）とする（ＳＰ７）。

次に、時間変動補償を加えたダイバーシチ受信における誤り率特性の改善のシミュレーションを図７に示す。図７は、図１の構成を４ブランチ（アンテナ）ダイバーシチとして、Eb/Noを20dBとし、ドップラー周波数を2Hzから300Hzまで変化させた場合の平均ビット誤り率特性である。他のシミュレーション条件は第１実施例の図３のシミュレーション条件と同様とした。図７でドップラー周波数が小さい場合は移動速度が遅い場合に、ドップラー周波数が大きい場合は移動速度が速い場合に対応する。

図７には、比較のため、時間変動補償を加えない、最大比合成ダイバーシチを行った場合（通常のダイバーシチ）と、ダイバーシチも時間変動補償も行わない通常のＯＦＤＭ受信方式（ダイバーシチ無し）も記載した。図７に示される通り、ダイバーシチ受信の無い場合に比べ、通常のダイバーシチを行った場合は平均ビット誤り率が小さくなり、特性が改善されている。しかし、ドップラー周波数が１０Ｈｚを超えると、平均ビット誤り率が劣化していく。これは移動速度が速くなるにつれて、受信信号の時間変動が速くなるためである。一方、本発明によれば、ドップラー周波数が４０Ｈｚ以下では、平均ビット誤り率の劣化はほとんど生じない。これは時間変動補償をダイバーシチ受信に付加することにより、移動速度が速い場合の平均ビット誤り率が小さくなり、特性が改善されることを示している。これが本発明により、振幅及び位相の時間変動を抑制することによる改善効果である。

上記各実施例のように、本発明はＯＦＤＭの移動受信に適用すると効果が大きいが、その他直交系の通信方式に適用しても効果が大きい。

本発明の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ受信装置１０００の構成を示すブロック図。 第１実施例の時間変動補償装置２００の構成を示すブロック図。 第１実施例の時間変動補償装置２００のシミュレーション結果を比較例と共に示すグラフ図。 第１実施例の位相変動補償装置３００の演算内容を説明するための模式図。 第１実施例の位相変動補償装置３００の構成を示すブロック図。 本発明者らによる先行発明の出願書類に記載されたマルチキャリアダイバーシチ受信装置９０００の構成を示すブロック図。 本発明の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ受信装置の平均ビット誤り率のシミュレーション結果を示すグラフ図。

符号の説明

１０００：マルチキャリアダイバーシチ受信装置
２００：時間変動補償装置
２０１：重み係数演算部
２０２ａ、２０２ｂ、３０２：複素乗算器
２０３：複素加算器
３００：位相変動補償装置
３０１：シンボル内位相変動推定器

Claims (6)

1. 振幅方向の変動を補償して平均電力を一定にするための受信における振幅の時間変動の補償方法において、
   受信信号と、実数である補償係数を乗ずることにより補償された補償信号との相互相関を求め、
   当該相互相関について平滑化を行って平滑化相関値を求め、
   当該平滑化相関値の逆数を前記補償係数の更新値とすることを特徴とする振幅の時間変動補償方法。
2. 複数のアンテナにより受信した受信波を合成して、合成信号の振幅方向の変動を補償し、合成信号の平均電力を一定にするためのダイバーシチ受信における振幅の時間変動の補償方法において、
   各アンテナの受信信号と、各受信信号ごとに複素数である重み係数を乗じた後加算した合成信号との複素相互相関を各アンテナに対応させて求め、
   各アンテナに対応した各複素相互相関について各々平滑化を行って平滑化相関値を求め、
   全平滑化相関値の自乗和で各平滑化相関値を除したものを新たに前記各重み係数の更新値とすることを特徴とするダイバーシチ受信における振幅の時間変動補償方法。
3. 有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償方法において、
   請求項２に記載の振幅の時間変動補償方法を用いて振幅方向のシンボル内時間変動を補償し、
   時間長Ｔ_Sを積分区間とし、振幅の補償された合成信号と、振幅の補償された合成信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求めて位相のシンボル内時間変動を補償すること
   を特徴とするマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償方法。
4. 振幅方向の変動を補償して平均電力を一定にするための受信装置における振幅の時間変動の補償装置において、
   受信信号と、実数である補償係数を乗ずるための乗算器と、
   受信信号と前記乗算器の出力である補償信号との相互相関を算出する相互相関演算器と、
   当該相互相関演算器の出力を平滑化する平滑器と、
   当該平滑器の出力の逆数を算出して新たな前記補償係数とする補償係数更新器とを有することを特徴とする振幅の時間変動補償装置。
5. 複数のアンテナにより受信した受信波を合成して、合成信号の振幅方向の変動を補償し、合成信号の平均電力を一定にするためのダイバーシチ受信装置における振幅の時間変動の補償装置において、
   各アンテナの受信信号と、各受信信号ごとに算出される複素数である重み係数を乗ずるための複数個の複素乗算器と、
   当該複数個の複素乗算器の出力を加算する複素加算器と、
   各アンテナの受信信号と、前記複素加算器の出力である合成信号との複素相互相関を各々算出する複数個の複素相互相関演算器と、
   当該複数個の相互相関演算器の出力を平滑化する複数個の平滑器と、
   当該複数個の平滑器の出力である各平滑化相関値について、全平滑化相関値の自乗和で除したものを新たな前記各重み係数とする複数個の重み係数更新器とを有することを特徴とするダイバーシチ受信における振幅の時間変動補償装置。
6. 有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償装置において、
   請求項５に記載の振幅の時間変動補償装置と、
   時間長Ｔ_Sを積分区間とし、振幅の補償された合成信号と、振幅の補償された合成信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求めて位相のシンボル内時間変動を補償する位相の時間変動補償装置とを有すること特徴とするマルチキャリアダイバーシチ受信におけるシンボル内時間変動補償装置。

Images