JP4254510B2 - マルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法、マルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置及びそれを有するマルチキャリア受信装置 - Google Patents

Description

本発明はマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法及びシンボル内時間変動補償装置に関する。本発明は伝搬特性の時間変動が激しい、移動体におけるマルチキャリア受信装置に適用される。

例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の受信装置においては、伝搬路特性の推定及び補償を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ののち、パイロットシンボルを抽出して行っている。この実行方法については次のような文献に記載がある。
特開２０００−２８６８１７号公報 特開２００１−４４９６３号公報 特開２００２−２６１７２９号公報 橋爪厚盛、岡田実、小牧省三「直交マルチキャリア変調のガード区間を用いた高速フェージング補償方法」、電子情報通信学会技術報告ＣＳ９７−２０，ＲＣＳ９７−８（１９９７−０５）第９−１４頁

上記の内、特許文献２及び３はスキャッタードパイロット信号を用いて伝搬路特性を推定するものである。パイロットシンボルを有しないチャネルについては、当該パイロットシンボルを有するチャネルの伝搬路特性から補間して推定し、これに基づき伝搬路特性の補償、即ち周波数領域の等化が行われる。

この技術は、ＦＦＴ後にパイロットシンボルを抽出する必要がある。しかし、伝搬路特性の時間変動が早い場合、ＦＦＴ前の時間軸上の信号を補償するための補償係数を、ＦＦＴ後の周波数軸上の信号によって決定すると、１〜数シンボルもの時間の推定遅延が問題となる。更にその推定遅延の間、ＦＦＴ前の時間軸上の信号を大容量のバッファ等に一時保管する必要が生じ、ハードウェアの規模の増大を引き起こす。そのため、ＦＦＴ前の時間軸上の信号に対する時間変動補償には適していない技術であるといえる。

また、非特許文献１の技術は、伝搬路特性の時間変動をＦＦＴ処理の前に補償する目的で、ＯＦＤＭのガードインターバルと、それの複写元である有効シンボル末尾とを用いて、１有効シンボル長での時間軸上での変動を推定するものである。この推定方法は、ガードインターバルが受信信号のどこにあるかを確実に検知しないと適用できない。即ち、非特許文献１の技術を用いる場合には、シンボル同期が必須であり、シンボル同期を確立したのちでなければ時間変動を推定できない。

特許文献１は非特許文献１の具体的な実現方法を示すものである。特許文献１においては、数２、段落１９のように、「ガードインターバル全体を用いなくても良い」ものではあるが、それらの意味するところは非特許文献１のそれと同様である。

特許文献１及び非特許文献１の技術を、ＦＦＴ後にパイロットシンボルを抽出して伝搬路特性を推定する技術と組み合わせた、マルチキャリア受信装置の概略を図１０に示す。図１０．Ａは、マルチキャリア受信装置９０００の主要部の構成を示すブロック図である。マルチキャリア受信装置９０００は、直交復調部１、シンボル内時間変動補償装置９０、同期回路２、ガードインターバル（ＧＩ）除去器３、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）４、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）５、周波数領域等化器６、パイロットシンボル抽出器６１、チャネル特性推定器６２、チャネル特性周波数補間器６３及び並直列変換器（Ｐ／Ｓ）から成る。

アンテナから受信された高周波信号は、直交復調部１で中間周波数帯域に変換されたのち、直交復調及びアナログデジタル変換されて、同相成分Ｉと直交成分Ｑとして出力され、シンボル内時間変動補償装置９０に入力される。シンボル内時間変動補償装置９０にて補償された同相成分Ｉと直交成分Ｑは同期回路２とＧＩ除去器３に入力される。同期回路２で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のウィンドウ区間（時間長Ｔ_f）のタイミングが算出されて、シンボル内時間変動補償装置９０とＧＩ除去器３に当該タイミング信号が入力される。ＧＩ除去器３ではガードインターバルが除去されて、有効シンボルが出力され、Ｓ／Ｐ４に入力される。

Ｓ／Ｐ４に入力されたシリアル信号はパラレル信号として出力され、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）５に入力される。Ｎ点ＦＦＴ５に入力されたパラレル信号は高速フーリエ変換されて各キャリアに対応する信号として出力され、周波数領域等化器６とパイロットシンボル抽出器６１に入力される。パイロットシンボル抽出器６１に入力された信号の内、パイロットシンボルについてのみチャネル特性推定器６２に出力される。チャネル特性推定器６２においては、パイロットシンボルを有するキャリアのチャネル特性が推定され、チャネル特性周波数補間器６３に出力される。チャネル特性周波数補間器６３においては、パイロットシンボルを有しないキャリアのチャネル特性が補間され、全てのキャリアのチャネル特性が周波数領域等化器６に出力される。周波数領域等化器６においては全てのキャリアのチャネル特性を補償し、Ｐ／Ｓ７に出力される。Ｐ／Ｓ７においてはパラレル信号がシリアル信号として出力され、以降の信号処理が行われる。

シンボル内時間変動補償装置９０はシンボル内時間変動推定器９１と複素乗算器９２から成る。直交復調部１から出力されたデジタル複素信号（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）は、シンボル内時間変動推定器９１と複素乗算器９２とに出力され、シンボル内時間変動推定器９１において１シンボル内の振幅変動と位相変動を補償する複素係数が補間により算出されて、複素乗算器９２においてシンボル内の時間変動が補償される。

図１０．Ｂは、図１０．Ａの構成要素であるシンボル内時間変動推定器９１の構成を示すブロック図である。シンボル内時間変動推定器９１は、遅延回路９１１、位相変動推定部９１２、振幅変動推定部９１３及び補正係数演算回路９１４とから構成される。

直交復調部１から出力されたデジタル複素信号（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）は、遅延回路９１１と、位相変動推定部９１２と、振幅変動推定部９１３に入力される。遅延回路９１１からはデジタル複素信号が有効シンボル長（Ｔ_f）だけ遅延された遅延信号が出力され、位相変動推定部９１２と振幅変動推定部９１３に入力される。位相変動推定部９１２においては直交復調部１から出力されたデジタル複素信号と遅延回路９１１から出力された遅延信号とから、ガードインターバル長の区間における信号を用いて位相変動が推定され、補正係数演算回路９１４に出力される。短区間振幅変動推定部９１３においては直交復調部１から出力されたデジタル複素信号と遅延回路９１１から出力された遅延信号とから、ガードインターバル長の区間における振幅変動が推定され、補正係数演算回路９１４に出力される。補正係数演算回路９１４においては、入力された振幅変動と位相変動から、１シンボル内の時間変動を補償する複素係数が補間により算出されて、複素乗算器９２に出力される。

特許文献２及び３に記載された技術は、１シンボル長の内部での時間変動補償には適していない。即ち、パイロットシンボルを含むシンボル区間と次のパイロットシンボルを含むシンボル区間との間において１シンボル長あたりの伝搬路特性の変動が無視できる程度に小さい場合には対応できるが、当該２つのシンボル区間の間で１シンボル長あたりの伝搬路特性の変動が無視できないほど大きい場合は当該変動に追随できない。

特許文献１及び非特許文献１に記載された技術は、各シンボル区間ごとに伝搬路特性を推定するので、特許文献２及び３に記載された技術よりも伝搬路特性の変動に対し、追随性が良い。しかし、これらはいずれもガードインターバルの位置、即ちガードインターバルの開始又は終了の情報を必要とするものである。すると、同期回路により、直交復調後のベースバンド信号からガードインターバルの開始又は終了の検出が行われ、同期が確立されるまでは伝搬路特性をＦＦＴ前に時間軸上の信号について補償することができない。

本発明は上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的とするところは、同期の確立を待たずに、また、同期外れの影響を受けることなく１シンボル長よりも短い時間間隔での伝搬路特性の時間変動を補償することである。

上記の課題を解決するため、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法において、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aを積分区間とし、受信信号の平均振幅を求め、それを基に当該時間Ｔ_aにおける振幅の補正係数を求め、時間長Ｔ_Sを積分区間とし、受信信号と、受信信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延された遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求め、時間Ｔ_aごとの振幅と位相の補償を行うことを特徴とするマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法である。また、請求項２に記載の手段によれば、Ｔ_fはＴ_aの整数倍であり、且つＴ_SもＴ_aの整数倍であることを特徴とする。

また、請求項３に記載の手段によれば、有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形と同一波形を先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置において、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aを積分区間として、受信信号の平均振幅を求め、それを基に当該時間Ｔ_aにおける振幅の補正係数を求める短区間振幅変動推定部と、直交復調された受信信号と、受信信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延された遅延信号とが入力され、時間長Ｔ_Sを積分区間とし、受信信号と、遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、時間Ｔ_aごとの位相変動を算出し、位相の補正係数を求める位相変動推定部と短区間振幅変動推定部の出力する振幅の補正係数と、位相変動推定部の出力する位相の補正係数により、受信信号のシンボル内の時間変動を補償する複素乗算器とを有することを特徴とするマルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置である。

また、請求項４に記載の手段によれば、Ｔ_fはＴ_aの整数倍であり、且つＴ_SもＴ_aの整数倍であることを特徴とする。また請求項５に記載の手段によれば、請求項３又は請求項４に記載のシンボル内時間変動補償装置を有するマルチキャリア受信装置である。

本発明の特徴を図を用いて説明する。まず、図１．Ａのように以下で用いる記号を定義する。時刻ｔにおける受信信号をｒ（ｔ）とする。また、１シンボルの時間長Ｔ_Sがガードインターバル（ＧＩ）の時間長Ｔ_GIと有効シンボル長Ｔ_fの和になっている。このような時間長Ｔ_Sのシンボルが連続した受信信号ｒ（ｔ）が受信される。

ここで、伝搬路特性の時間変動が例えば１．Ｂの様であるとすると、受信信号ｒ（ｔ）の、有効シンボル長Ｔ_fより短い時間区間Ｔ_a（即ちＴ_a＜Ｔ_f）において、平均振幅推定値は図１．Ｃのように推定される。このように、本発明によれば平均振幅推定値から、有効シンボル長Ｔ_fより短い時間区間Ｔ_aごとに振幅変動を補償することが可能となる。この時、同期回路からのガードインターバルの時間軸上の位置情報（同期信号）は不要である。

これを数式を用いて説明する。以下では、実施例において平滑化を行う構成の説明と併用するため、平滑化を用いるが、当該平滑化は本発明の本質ではない。まず、受信信号ｒ（ｔ）の、時間区間Ｔ_a内での平均電力は次の式（１）で求められる。

必要に応じ、ノイズによる大きな変動をさせないよう、平均電力を平滑化する。これを式（２）で表す。

この平方根が時間区間Ｔ_a内での平均振幅推定値となり、その逆数と、所定の値Ａとの積が、時間区間Ｔ_a内での振幅の時間変動の補償係数となる。即ち式（３）である。この所定の値Ａは、以降の信号処理が適切に行われるよう、設計に応じ設定されるものである。これにより、補償後の振幅は一定値Ａに保たれる。

次に図２を用いて、位相変動の補償について説明する。受信信号ｒ（ｔ）と、有効シンボル長Ｔ_fだけ遅延された遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）との関係は図２の上半分の様である。受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾の区間は、有効シンボル長Ｔ_fだけ遅延された遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）とのガードインターバルと一致する。仮に、時間Ｔ_fの間に伝搬路特性の位相変動が無ければ、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾は波形が完全に一致する。

そこで、開始位置任意の積分区間長Ｔ_Sで、ガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾を含む受信信号ｒ（ｔ）と、当該ガードインターバルを含む遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の複素相関を演算する。積分区間長Ｔ_sのうち、受信信号ｒ（ｔ）のガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾と遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の当該ガードインターバルとの複素相関以外の積分区間においては、キャリア数が数千と大きいことも有り、統計論的に複素相関は極めて小さいものと考えることができる。即ち、受信信号ｒ（ｔ）のガードインターバルに対応した有効シンボルの末尾と遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）の当該ガードインターバルとの複素相関が、積分区間長Ｔ_Sで大きな値を占める。遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である有効シンボルの末尾は波形が完全に一致する場合、複素相関が実数となり、複素相関の偏角が０となる。また、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である有効シンボルの末尾は波形が完全には一致しない場合、複素相関は虚部を有し、複素相関の偏角は０とならない。そこでこの偏角を位相変動とする。この位相変動は、ガードインターバル（ＧＩ）の開始の時刻からその複写元の開始の時刻までの時間Ｔ_f間の位相変動である。

本発明においては、位相変動を推定するための積分区間は１シンボルの時間長Ｔ_Sであり、必ず遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾を含むこととなる。また、位相変動を推定するための積分区間はその開始のタイミングは、各シンボルと同期する必要がない。本発明において各積分区間が遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるガードインターバル（ＧＩ）と、その複写元である受信信号ｒ（ｔ）の有効シンボルの末尾を含めば良く、且つ１のガードインターバル（ＧＩ）全体を１の積分区間内に有している必要はない。即ち相関演算のための積分区間が、その開始において遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるあるシンボルのガードインターバル（ＧＩ）の途中から始まり、積分区間が、その終了において遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）におけるあるシンボルのガードインターバル（ＧＩ）の途中で終了しても、位相変動は算出可能である。なぜならば、１シンボルにおけるガードインターバルの一部とその一部に対応する有効シンボルの末尾の部分と、次のシンボルにおけるガードインターバルの一部とその一部に対応する有効シンボルの末尾の部分とが積分区間に常に存在することになるからである。

これを数式を用いて説明する。まず、受信信号ｒ（ｔ）の、時間区間Ｔ_f内での位相変動（時間差Ｔ_fの２時刻での位相差）φは、積分区間長Ｔ_Sの複素相関関数により次の式（４）で求められる。尚、r^*(t)はr(t)の複素共役を、argは複素数の偏角(argument)を示す。

これを簡単に説明する。まず、図２のように、区間長Ｔ_sにおいて、遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）は、第ｍキャリアのＯＦＤＭシンボルがａ_mから、ＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとＯＦＤＭシンボルがｂ_mへと、信号ｒ（ｔ）は、第ｍキャリアのＯＦＤＭシンボルがｂ_mから、ＯＦＤＭシンボルがｃ_mのガードインターバルとＯＦＤＭシンボルがｃ_mへと、移行していく。そこで、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mである先頭をｎ＝０として、シンボル長Ｔ_fをＮ等分してサンプリング間隔をτとし、式（５−１）、式（５−２）のように表現する。尚、Ｇはガードインターバル長Ｔ_GIをサンプリング間隔τで除したものである。また、ωはサブキャリアの周波数間隔でω＝２π／Ｔ_fである。即ち、Ｔ_f＝ｎτ、Ｔ_GI＝Ｇτで、Ｎτω＝２πである。また、ｊは虚数単位、θ_m,n等は各第ｍキャリア第ｎサンプリングでの伝搬路特性により生じた位相である。また、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mと遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとが重なる部分をｎτ∈Ｔ_gと表し、区間長Ｔ_sのうち、Ｔ_gより前の部分をＴ_pre、後の部分をＴ_postと示した。

式（５−１）と式（５−２）から、まず信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mと遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mのガードインターバルとが重なる部分（ｎτ∈Ｔ_g）について、式（４）の複素積分の部分を展開すると式（６）のようになる。ここにおいて、第２項は、キャリア数（ｍ及びｌの値域）が数千であることを考慮すると、ｘ＝（ｌ−ｍ）ｎ（ｍｏｄＮ）が区間０≦ｘ＜Ｎで一様分布し、複素数ｂ_m ^*及びｂ_lが独立且つランダムで、θ_m,nがｎに対して直線的に変化していると近似できる、即ちθ_l,n-N−θ_m,nがｎに対してほぼ定数と考えれば、統計論的に０であると考えることができる。

次に、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mで遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがａ_mであるｎτ∈Ｔ_preの部分について、式（４）の複素積分の部分を展開すると式（７）のようになる。ここにおいて、第１項は複素数ｂ_m ^*及びａ_mが独立且つランダムであるので、キャリア数ｍが数千であることを考慮すると、統計論的に０であると考えることができる。また、第２項も、ｂ_m ^*及びａ_lが独立且つランダムであり、２つの指数部分のうち、θ_l,n-N+G−θ_m,nがｎに対して定数、ｙ＝（ｌ−ｍ）ｎ＋ｌＧ（ｍｏｄＮ）が区間０≦ｘ＜Ｎで一様分布するので、キャリア数（ｍ及びｌの値域）が数千であることを考慮すると、統計論的に０であると考えることができる。

式（７）が統計論的に０であると考えることができるのと同様、信号ｒ（ｔ）のＯＦＤＭシンボルがｃ_mで遅延信号ｒ（ｔ−Ｔ_f）のＯＦＤＭシンボルがｂ_mであるｎτ∈Ｔ_postの部分についても、統計論的に０であると考えることができる。結局、式（４）の複素積分の部分は、式（６）の第１項で近似できる。更に、式（６）で、θ_m,n-N−θ_m,nが、各ｍ毎に一定でθ_m,n-N−θ_m,n＝Δθ_mとおけるならば、結局式（６）の偏角は、更に次の（８）のように表すことができる。即ち、式（４）は、各キャリアの位相差Δθ_mを、キャリアの振幅の平方で加重平均したものを示す。尚、θ_m,n-N−θ_m,n＝Δθ_mとおいたことは、時間軸方向に対して位相の変化が線形であることを示す。

ノイズによる大きな変動をさせないよう、位相変動を平滑化する。これを式（９）で表す。

式（９）の位相変動は時間区間Ｔ_f間における位相変動であるので、これを上述の振幅変動の補償係数を求めた時間区間Ｔ_aあたりの位相変動に換算する。即ち式（１０）である。

各時間区間Ｔ_aでの位相変動の補償係数は、その前の位相変動の累積値（φの上に〜の記号を付けて示す）に、位相変動式（１０）を加えたものである。よって、位相変動の補償係数は絶対値が１の複素数として、式（１１）で示される。

このように、式（３）と式（１１）で、時間変動を補償する係数が求められるので、これらを当該時間区間Ｔ_aの信号に乗ずることで、振幅及び位相の時間変動を補償することができる。

このように本発明によれば、ＦＦＴ処理前において、有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間区間Ｔ_aごとに振幅変動と位相変動とが補償されるので、伝搬路特性の時間変動の激しい受信環境においてもビット誤り率の小さい補償方法、補償装置、及び受信装置とすることができる。また、同期の確立の前に伝搬路特性の時間変動を補償できるので、簡易且つ小型の構成とすることができる。

以下、図を用いながら本発明の実施例について説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。

図３．Ａは実施例１に係るマルチキャリア受信装置１０００の主要部の構成を示すブロック図である。マルチキャリア受信装置１０００は、直交復調部１、シンボル内時間変動補償装置１０、同期回路２、ガードインターバル（ＧＩ）除去器３、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）４、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）５、周波数領域等化器６、パイロットシンボル抽出器６１、チャネル特性推定器６２、チャネル特性周波数補間器６３及び並直列変換器（Ｐ／Ｓ）から成る。

直交復調部１において、アンテナから受信された高周波信号は、中間周波数帯域に変換されたのち、直交復調及びアナログデジタル変換されて、同相成分Ｉと直交成分Ｑとして出力され、シンボル内時間変動補償装置１０に入力される。シンボル内時間変動補償装置１０にて補償された同相成分Ｉと直交成分Ｑは同期回路２とＧＩ除去器３に入力される。同期回路２で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のウィンドウ区間（時間長Ｔ_f）のタイミングが算出されて、ＧＩ除去器３に当該タイミング信号が入力される。ＧＩ除去器３ではガードインターバルが除去されて、有効シンボルがＳ／Ｐ４に入力される。

Ｓ／Ｐ４に入力されたシリアル信号はパラレル信号として出力され、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）５に入力される。Ｎ点ＦＦＴ５に入力されたパラレル信号は高速フーリエ変換されて各キャリアに対応する信号として出力され、周波数領域等化器６とパイロットシンボル抽出器６１に入力される。パイロットシンボル抽出器６１に入力された信号の内、パイロットシンボルについてのみチャネル特性推定器６２に出力される。チャネル特性推定器６２においては、パイロットシンボルを有するキャリアのチャネル特性が推定され、チャネル特性周波数補間器６３に出力される。チャネル特性周波数補間器６３においては、パイロットシンボルを有しないキャリアのチャネル特性が補間され、全てのキャリアのチャネル特性が周波数領域等化器６に出力される。周波数領域等化器６においては全てのキャリアのチャネル特性を補償し、Ｐ／Ｓ７に出力される。Ｐ／Ｓ７においてはパラレル信号がシリアル信号として出力され、以降の信号処理が行われる。

シンボル内時間変動補償装置１０はシンボル内時間変動推定器１１と複素乗算器１２から成る。直交復調部１から出力されたデジタル複素信号（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）は、シンボル内時間変動推定器１１と複素乗算器１２とに出力され、シンボル内時間変動推定器１１において時間間隔Ｔ_a（Ｔ_a＜Ｔ_f）ごとの振幅変動と位相変動を補償する複素係数（式（３）と式（１１）の積）が算出されて、複素乗算器１２においてその補正係数を受信信号に乗ずることでシンボル内の時間変動が補償される。尚、複素乗算器１２にはシンボル内時間変動推定器１１からの補償係数の出力を待つため、直交復調部１から出力されたデジタル複素信号を記憶するバッファを有するものとする。

図３．Ｂは、図３．Ａの構成要素であるシンボル内時間変動推定器１１の構成を示すブロック図である。シンボル内時間変動推定器１１は、有効シンボル長（Ｔ_f）遅延回路１１１、位相変動推定部１１２、短区間振幅変動推定部１１３及び補正係数演算回路１１４とから構成される。

直交復調部１から出力されたデジタル複素信号（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）は、有効シンボル長（Ｔ_f）遅延回路１１１と、位相変動推定部１１２と、短区間振幅変動推定部１１３に入力される。有効シンボル長（Ｔ_f）遅延回路１１１からはデジタル複素信号が有効シンボル長（Ｔ_f）だけ遅延された遅延信号が出力され、位相変動推定部１１２に入力される。位相変動推定部１１２においては直交復調部１から出力されたデジタル複素信号と有効シンボル長（Ｔ_f）遅延回路１１１から出力された遅延信号とから、式（４）、（９）〜（１１）により時間間隔Ｔ_a（Ｔ_a＜Ｔ_f）ごとの位相変動が推定され、補正係数演算回路１１４に出力される。短区間振幅変動推定部１１３においては直交復調部１から出力されたデジタル複素信号から時間間隔Ｔ_a（Ｔ_a＜Ｔ_f）ごとの振幅変動が式（１）〜（３）により推定され、補正係数演算回路１１４に出力される。補正係数演算回路１１４においては、入力された振幅変動と位相変動から、区間Ｔ_a内における時間変動を補償する複素係数（式（３）と式（１１）の積）が算出され、複素乗算器１２に出力される。

シンボル内時間変動推定器１１の内部での演算を図４に示す。図４．Ａは振幅変動補正係数を演算する手順、図４．Ｂは位相変動補正係数を演算する手順を各々ブロック図的に示したものである。以下のシミュレーションとの対応のため、有効シンボル長Ｔ_fを1.008ms、ガードインターバル長Ｔ_GI＝Ｔ_f／８＝126μs、１シンボルの時間長Ｔ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_f＝1.134ms、Ｔ_a＝Ｔ_f／８＝126μsとする。また、ＦＦＴを8192点ＦＦＴとして、有効シンボル長Ｔ_fを8192サンプルとする。ガードインターバル長Ｔ_GIとＴ_aは1024サンプル、１シンボルの時間長Ｔ_Sは9216サンプルとなる。

図４．Ａのように、振幅変動補正係数を演算する手順は、デジタル複素信号の平均振幅を推定するため、まず同相成分Ｉと直交成分Ｑを各々２乗して和を求めて区間Ｔ_a＝126μsで積分し、1024等分して平均電力推定値を求める（ＳＡ１）。次に平均電力を平滑化し（ＳＡ２）、平方根を算出して平均振幅推定値とし（ＳＡ３）、この逆数をとれば（ＳＡ４）、振幅変動の補正係数となる。

図４．Ｂのように、位相変動補正係数を演算する手順は、区間長を１シンボル長Ｔ_s＝1.134msとして、デジタル複素信号と、その信号を有効シンボル長Ｔ_f＝1.008msだけ遅延された遅延信号との複素相関を求める（ＳＤ、ＳＰ１、ＳＰ２）。この複素相関においては、積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）が、本来の１シンボルであるガードインターバルの開始からと有効シンボルの終了までと一致する必要はなく、有効シンボル長Ｔ_fの遅延により必然的に遅延信号のガードインターバルと、デジタル複素信号の対応すべき有効シンボルの末尾は重なる。更に遅延信号の１個のガードインターバルの全体が積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）に含まれる必要もなく、積分区間（長さ１シンボル長Ｔ_s）の初めが遅延信号の１個のガードインターバルの途中から開始し、積分区間の終わりが遅延信号の次のガードインターバルの途中までとなっていても良い。

この複素相関においては、遅延信号と受信信号の位相差が無い、即ちある時刻ｔに受信を開始した、１シンボルの先頭のガードインターバル（区間長Ｔ_GI）と、時刻ｔ＋Ｔ_fに受信を開始した対応する１シンボルの末尾の区間長Ｔ_GIが完全に一致する場合には、複素相関は実数となり、偏角即ち位相差は０である。一方、遅延信号と受信信号の位相差が有る場合、複素相関は虚部を有し、その偏角が位相差となる。各キャリアの位相差が十分小さい場合（有効シンボル長Ｔ_fは小さいので通常成立する）は、偏角は各キャリアの位相差の、電力加重平均となる。これを利用して位相変動を推定する（ＳＰ３）。これは遅延時間である、有効シンボル長Ｔ_f＝1.008msにおける位相変動である。

次に位相変動を平滑化し（ＳＰ４）、振幅変動との補正係数の更新と更新タイミングを合せるため、振幅変動の算出時間Ｔ_aが有効シンボル長Ｔ_fの１／８であるので８で除する（ＳＰ５）。これを９回累積して、１シンボル長Ｔ_s分の９個の位相変動累積値を順次算出する（ＳＰ６）。必要に応じ、算出結果を−πからπの範囲、或いは０から２πの範囲に収める。これを位相変動の補正係数（複素数、絶対値は１）とする（ＳＰ７）。

図４の各段階の作用を有する図１の構成要素は次の通りである。図４．ＡのＳＡ１、ＳＡ２及びＳＡ３は短区間振幅変動推定部１１３が担い、図４．ＡのＳＡ４は補正計数演算回路１１４が担う。図４．ＢのＳＤは遅延回路１１１が担い、ＳＰ１乃至ＳＰ６は位相変動推定部１１２が担い、ＳＰ４は補正計数演算回路１１４が担う。補正係数演算回路１１４は、振幅変動補正係数（実数）と位相変動補正係数（複素数、絶対値は１）の積を各区間（区間長Ｔ_a）の補正係数として複素乗算器１２に出力する。

本実施例のシミュレーション結果を図５に示す。横軸はドップラー周波数、縦軸はそれに対する平均ビット誤り率（Average BER）である。シミュレーションの条件として、変調パラメータはＩＳＤＢ−Ｔ（モード３）に準拠して、有効シンボル長Ｔ_fを1.008ms、8192サンプル、Ｔ_GI＝Ｔ_f／８、変調方式を６４ＱＡＭとした。また、伝搬路モデルをフラットフェージングでＥｂ／Ｎｏ＝30.0dBとした。また、短区間振幅変動推定部においては積分区間長Ｔ_a＝Ｔ_f／８、平滑化（図４でＳＡ２）の忘却係数を0.9とし、位相変動推定部においては積分区間長をＴ_GI＋Ｔ_f、平滑化（図４でＳＰ４）の忘却係数を0.5とした。シンボル内時間変動補償を行わないものと比較し、ドップラー周波数10〜50Hzにおいて平均ビット誤り率（Average BER）が1/5程度に低下し、大幅な改善が見られた。尚、忘却係数とは、次の意味で用いた。即ち、忘却係数をγ(但し0≦γ≦1)とし、平滑化回路への入力信号をp(n)、出力q(n)とすると、q(n)＝γq(n-1)+(1-γ)p(n)の関係がある。従って、忘却係数γが大きいほど平滑化が大きい。また、忘却係数γが0の場合は、平滑化を全く行わずに入力信号がそのまま出力信号となる。

本実施例の構成と請求項３の構成の対応は以下のとおりである。シンボル内時間変動補償装置１０がシンボル内時間変動補償装置に対応し、短区間振幅変動推定部１１３及び補償係数演算回路１１４が短区間振幅変動推定部に対応し、位相変動推定部１１２及び補償係数演算回路１１４が位相変動推定部に対応し、複素乗算器１２が複素乗算器に対応する。

図６．Ａは、実施例２に係るマルチキャリア受信装置２０００の主要部の構成を示すブロック図である。図６．Ａのマルチキャリア受信装置２０００は、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００のシンボル内時間変動補償装置１０を、シンボル内時間変動補償装置２０に置き換えた他は全く同一の構成を有する。このため、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００の構成要素と同一の構成要素については、図６．Ａでも同じ符号を付した。

図６．Ａのシンボル内時間変動補償装置２０の構成の、図３．Ａのシンボル内時間変動補償装置１０との構成の違いは、遅延回路１１１をシンボル内時間変動推定器２１外に有する（図６．Ａ）か、遅延回路１１１をシンボル内時間変動推定器１１内に有する（図３．Ａ）かの違いのみである。また、図６．Ｂに示す通り、シンボル内時間変動推定器２１の構成要素は、全て図３．Ｂのシンボル内時間変動推定器１１の構成要素と対応するものであって同一の符号を付し、同一の作用を有する。また、図６．Ａの複素乗算器２２が有する直交復調部１から出力されたデジタル複素信号を記憶するバッファは、遅延回路１１１の遅延時間だけ、図３．Ａ複素乗算器１２が有する直交復調部１から出力されたデジタル複素信号を記憶するバッファよりも小さいものすることができる。

このような図６．Ａのマルチキャリア受信装置２０００も、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００と同一の作用及び効果を有する。

図７は、実施例３に係るマルチキャリア受信装置３０００の主要部の構成を示すブロック図である。マルチキャリア受信装置３０００はダイバーシチ或いはアダプティブアレイのような、複数のアンテナからの受信信号を重み付けて合成して復調する受信装置である。マルチキャリア受信装置３０００は２つのアンテナに対応して直交復調部１ａと１ｂを設け、複素乗算器８２ａと８２ｂ、重み係数演算部８１と加算器８３を更に有するほかは、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００と全く同一の構成である。

２つのアンテナに対応した直交復調部１ａ及び１ｂの出力であるデジタル複素信号は、各々複素乗算器８２ａと８２ｂに入力されるほか、重み係数演算部８１にも入力される。また、複素乗算器８２ａと８２ｂでは直交復調部１ａ及び１ｂの出力と重み係数演算部８１から出力される各々の複素係数とが乗ぜられて、加算器８３に出力される。加算器８３は複素乗算器８２ａと８２ｂの出力を加算した結果を、シンボル内時間変動補償装置１０と重み係数演算部８１に出力する。

このような図７のマルチキャリア受信装置３０００は、ダイバーシチ或いはアダプティブアレイによる効果に加えて、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００の作用及び効果を有する。図７のマルチキャリア受信装置３０００は、既存のダイバーシチ或いはアダプティブアレイ受信装置に対し、シンボル内時間変動補償装置１０を付加するのみで構成できるので、極めて容易に構成することができる。

図８．Ａは、実施例４に係るマルチキャリア受信装置４０００の主要部の構成を示すブロック図である。マルチキャリア受信装置４０００は、直交復調部１の出力である複素信号を、３つの帯域に分けて各々シンボル内時間変動の補償を行う構成としたものである。マルチキャリア受信装置４０００は３つの帯域に分割するための帯域濾波器（ＢＰＦ）８５ａ、８５ｂ、８５ｃと、それに対応する３つのシンボル内時間変動補償装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃと、加算器８６を有する他は図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００と全く同一の構成であり、それら構成要素には同一の符号を付した。また、図８．Ａの３つのシンボル内時間変動補償装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃの構成要素は各々シンボル内時間変動推定器１１ａと複素乗算器１２ａ、シンボル内時間変動推定器１１ｂと複素乗算器１２ｂ、シンボル内時間変動推定器１１ｃと複素乗算器１２ｃであり、それらは、各々図３．Ａシンボル内時間変動補償装置１０の構成要素であるシンボル内時間変動推定器１１と複素乗算器１２と全く同一の構成及び作用を有する。

３つのＢＰＦ８５ａ、８５ｂ、８５ｃは図８．Ｂのように、複素信号帯域の中心を示す上向きの矢印に対し、各々３分割された１部の帯域を濾波する。これにより狭い帯域のＢＰＦで分割されたそれぞれの信号に対し独立にシンボル内時間変動の補償を行うので、図３．Ａのマルチキャリア受信装置１０００よりも更にシンボル内時間変動の補償を確実なものとすることができる。即ち、振幅変動、位相変動とも、分割された帯域ごとに推定及び補償係数の決定を行うことで、広帯域では周波数に対して大きな分散となる振幅変動と位相変動が、狭帯域で周波数に対して比較的小さな分散とすることができるからである。

〔変形例〕
図４．Ａ及び図４．Ｂには、図３．Ｂのシンボル内時間変動補償装置の構成に対応させて演算手順の一例を示したが、演算手順は図９．Ａ、図９．Ｂ、図９．Ｃのように順序を入れ換えても良い。図９．Ａは図４．Ａの平滑化の手順（ＳＡ２）と、平方根を求める手順（ＳＡ３）を入れ換えたものである。図９．Ａのような順序にしても、振幅変動補正係数は図４．Ａとほぼ同様に求められることは明らかである。

図９．Ｂは、図４．Ｂの位相を求める手順（ＳＰ３）と平滑化の手順（ＳＰ４）を入れ換え、且つ、位相を複素係数とする手順（ＳＰ７）と位相変動累積値を求める手順（ＳＰ６）とを入れ換えたものである。位相を複素係数とする手順（ＳＰ７）の後の位相変動累積値を求める手順（ＳＰ６）においては、複素係数が累積的に乗ぜられていく。

図９．Ｃは、図４．Ｂの平滑化の手順（ＳＰ４）と８で除する手順（ＳＰ５）を入れ換え、且つ、位相を複素係数とする手順（ＳＰ７）と位相変動累積値を求める手順（ＳＰ６）とを入れ換えたものである。位相を複素係数とする手順（ＳＰ７）の後の位相変動累積値を求める手順（ＳＰ６）においては、複素係数が累積的に乗ぜられていく。

上記各実施例ではシンボル内の位相の時間変動の補償も行う構成としたが、これを略し、短区間振幅変動のみをシンボル内の時間変動として補償する構成としても良い。これにより大幅に構成を簡略化することができる。

本発明は列車や、高速道路を走行する車両等の移動体通信に適用すると特に効果的である。

本発明で用いられる受信信号と伝搬路特性の変動とそれに伴う平均電力推定値の一例を示す概念図。 本発明における積分区間の位置を示す図。 ３．Ａは実施例１に係るマルチキャリア受信装置１０００の主要部の構成を示すブロック図、３．Ｂはシンボル内時間変動推定器１１の構成を示すブロック図。 実施例１のシンボル内時間変動推定器１０の構成を示すブロック図。 実施例１のマルチキャリア受信装置の、シミュレーション結果を示すグラフ図。 ６．Ａは実施例２に係るマルチキャリア受信装置２０００の構成を示すブロック図、６．Ｂはシンボル内時間変動推定器２１の構成を示すブロック図。 実施例３に係るマルチキャリア受信装置３０００の構成を示すブロック図。 ８．Ａは実施例４に係るマルチキャリア受信装置４０００の構成を示すブロック図、８．ＢはＢＰＦ８５ａ、８５ｂ、８５ｃの通過帯域を示す概念図。 変形例に係るシンボル内時間変動推定器の構成を示すブロック図。 １０．Ａは従来のマルチキャリア受信装置９０００の構成を示すブロック図、１０．Ｂはシンボル内時間変動推定器９１の構成を示すブロック図。

符号の説明

１：直交復調部
２：同期回路
３：ガードインターバル（ＧＩ）除去器
４：直並列変換器（Ｓ／Ｐ）
５：Ｎ点ＦＦＴ
６１：パイロットシンボル抽出器
６２：チャネル特性推定器
６３：チャネル特性周波数補間器
６：周波数領域等化器
７：並直列変換器（Ｐ／Ｓ）
１０：シンボル内時間変動補償装置
１１：シンボル内時間変動推定器
１２：複素乗算器
１１１：有効シンボル長（Ｔ_f）遅延回路
１１２：位相変動推定部
１１３：短区間振幅変動推定部
１１４：補償係数演算回路

Claims (5)

1. 有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形をコピーして先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法において、
   有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aを積分区間とし、受信信号の平均振幅を求め、それを基に当該時間Ｔ_aにおける振幅の補正係数を求め、
   時間長Ｔ_Sを積分区間とし、受信信号と、受信信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、時間Ｔ_aごとの位相変動を算出して、それを基に当該時間Ｔ_aにおける位相の補正係数を求め、
   時間Ｔ_aごとの振幅と位相の補償を行うことを特徴とするマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法。
2. Ｔ_fはＴ_aの整数倍であり、且つＴ_SもＴ_aの整数倍であることを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア受信におけるシンボル内時間変動補償方法。
3. 有効シンボル長Ｔ_fの信号に、その末尾の時間長Ｔ_GIの部分の波形と同一波形を先頭に付加した、１シンボルの時間長Ｔ_SがＴ_S＝Ｔ_GI＋Ｔ_fであるマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置において、
   有効シンボル長Ｔ_fよりも短い時間Ｔ_aを積分区間として、受信信号の平均振幅を求め、それを基に当該時間Ｔ_aにおける振幅の補正係数を求める短区間振幅変動推定部と、
   直交復調された受信信号と、受信信号を遅延時間としてＴ_fだけ遅延させた遅延信号とが入力され、時間長Ｔ_Sを積分区間とし、受信信号と、遅延信号との複素相関により、時間Ｔ_fにおける位相変動を推定し、時間Ｔ_aごとの位相変動を算出し、位相の補正係数を求める位相変動推定部と
   短区間振幅変動推定部の出力する振幅の補正係数と、位相変動推定部の出力する位相の補正係数により、受信信号のシンボル内の時間変動を補償する複素乗算器と
   を有することを特徴とするマルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置。
4. Ｔ_fはＴ_aの整数倍であり、且つＴ_SもＴ_aの整数倍であることを特徴とする請求項３に記載のマルチキャリア受信装置のシンボル内時間変動補償装置。
5. 請求項３又は請求項４に記載のシンボル内時間変動補償装置を有することを特徴とするマルチキャリア受信装置。

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