JP2005295700A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【目的】 スイッチングレギュレータにおいて、トランスの２次側単独でも広い帯域のノイズに対して電磁障害を低減できるようにする。
【構成】 スイッチング素子Ｑのオン／オフによってトランスＴｃの２次巻線に誘起される交流電力を、整流ダイオードＤｒと平滑コンデンサＣｒによって整流・平滑した直流電力を出力する。２次巻線Ｌｓの一方の端子ｃにダイオードＤｒを介して接続された第１の出力ラインにおける平滑デンサＣｒとの接続点ｐの手前側とフレームグランド５との間に、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とインダクタＬ１を直列に接続した第１のフィルタ回路を、２次巻線の他方の端子ｄに接続した第２の出力ライン２の平滑コンデンサＣｒとの接続点ｑよりも手前側とフレームグランド５との間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とインダクタＬ２を直列に接続した第２のフィルタ回路を接続している。フレームグランド５は、筐体等の電位が安定している導体である。
【選択図】 図１

Description

この発明は、スイッチングレギュレータ（スイッチング電源装置ともいう）に関し、特に、トランスの２次側で整流平滑を行うスイッチングレギュレータに関する。

一般に、電磁障害と言われる現象は、何らかのノイズを発生させるノイズ発生源があり、このノイズ発生源で発生した電磁波が、導体や空間を媒体にして妨害を受ける機器に伝搬されることによって起こるものである。このように、ノイズの電磁波の伝搬には導体伝導と空間伝導があるが、周波数が高いノイズの場合には、空間伝導によって障害を発生させる頻度の方が高くなる。

また、近年のデジタル機器は高機能化及び高速処理化に伴ってさらなる高周波化が進んでいるが、このデジタル機器もその内部にクロック発振器、デジタルＩＣ及びスイッチングレギュレータなどのノイズ発生源を多く備えており、これらから発生したノイズはプリント配線板の配線パターンや電源線、信号線、Ｉ／Ｏケーブルなどの導体を伝わって流れるとともに、それらの導体自体がアンテナとなってノイズの一部を空中に放射することになる。
特に、それらの導体によるノイズ電流が流れる経路にインピーダンスが急に変化する部分がある場合には、そこで反射が起きて定在波が発生し、その周波数付近におけるアンテナ効率が高くなって強力な電磁波を空間に放射してしまうことになる。

図８は、スイッチングレギュレータの一例として他励ＯＮ−ＯＦＦ方式の回路の一部を示すものである。このスイッチングレギュレータは、コアＴｃと１次巻線Ｌｐと２次巻線ＬｓからなるトランスＴ１と、このトランスＴ１の１次巻線Ｌｐに直列に接続されたＦＥＴ等によるスイッチング素子Ｑと、このスイッチング素子Ｑのスイッチングを制御する制御回路（ＰＷＭ回路）３とを備えている。
そして、トランスＴ１は、１次巻線Ｌｐに流れる電流がスイッチング素子Ｑのオン／オフによって断続されることによって、２次巻線Ｌｓに交流電力を誘起する。

このトランスＴ１の１次巻線Ｌｐの両端子ａ，ｂ間に、ダイオードＤｓと直列に抵抗ＲｓとコンデンサＣｓとの並列回路を接続して構成したスナバ回路を接続して、１次巻線Ｌｐに流れる電流が断続される際に発生する逆起電圧を吸収するようにしている。

このトランスＴ１の２次側には、２次巻線Ｌｓの一方の端子ｃにアノードを接続したダイオードＤｒと、そのダイオードＤｒのカソードに接続した第１の出力ライン１と２次巻線Ｌｓの他方の端子ｄに接続した第２の出力ライン２との間に平滑用コンデンサＣｒを接続した整流平滑回路を備えており、２次巻線Ｌｓに誘起された交流電力を整流・平滑した直流電力を、出力端子８ａ，８ｂ間に接続される負荷に供給する。
そして、第２の出力ライン２とフレームグラウンド５との間にコンデンサＣを接続して、トランスＴｃの２次側に発生するノイズをフレームグラウンド５へ落とすようにしている。

また、入力端子４ａ，４ｂ間に供給されるトランスＴ１の１次側の電源は、商用周波数の交流を整流・平滑した直流であってもよいし、近年では分散化電源が普及している関係で始めから直流である場合や、脈流のある電圧の場合など種々考えられる。商用交流電源から入力を受けるスイッチングレギュレータの場合には、通常その入力部にフィルター回路が設けられており、それによりノーマルモード・ノイズとコモンモード・ノイズの両方を低減させるようにしている。

しかし、近年はスイッチングレギュレータに対する要求が多様化していることや、使用機器が高機能化していること、また、使用機器から見たスイッチングレギュレータのインピーダンスが相対的に低いことから、スイッチングレギュレータは外来ノイズの電磁波の影響を受けやすくなっているのが実状である。また、スイッチングレギュレータ自体においても、エナジースタや高調波電流規制、また多様な高機能化、高出力化が進んできており、ますます電磁障害を発生しやすい状況にある。

そこで、例えば特許文献１に見られるように、トランスの１次側の発振元と２次側のアースラインとの間にコンデンサを接続することによって、スイッチング素子のスイッチングに伴って発生するノイズをその発生源のすぐ近くで効果的に減衰させる方法が提案されている。
また、特許文献２には、トランスの１次側と２次側にそれぞれコンデンサの一端を接続し、それらの他端の接地線を結合してまとめて接地し、ノーマルモード・ノイズやコモンモード・ノイズを低減させるようにしたものが開示されている。

しかし、図８におけるコンデンサＣや、特許文献１あるいは特許文献２におけるノイズ除去用のコンデンサは、回路配線が有するインダクタンス成分と協働してある周波数のノイズ成分に対しては共振状態となってしまい、かえって電磁波を強く放射してしまうという問題がある。
そこで、本発明者は先に、特許文献３に開示しているようにコンデンサに直列に抵抗を接続して共振状態のＱをダンプするようにしたフィルタ回路を、トランスの１次側とフレームグラウンドとの間に接続して電磁波ノイズを効果的に抑制することことを提案している。

特開平６−９８５３９号公報 実公平６−１９３２０号公報 特開平９−２７１１６５号公報

しかしながら、上述したように多種多様化するスイッチングレギュレータが、その負荷となる使用機器から見てノイズ電磁波の影響を受けやすくなってきている実情を考慮すると、トランスの２次側においてさらに効果的にノイズを低減させるようにする必要がある。
この発明は、このような背景に鑑みてなされたものであり、スイッチングレギュレータにおけるトランスの２次側単独でも広い帯域の電磁波ノイズを効果的に低減できるようにすることを目的とする。

この発明は、１次巻線に流れる電流が断続されることにより２次巻線に交流電力を誘起するトランスと、その２次巻線の一方の端子に整流ダイオードを介して接続した第１の出力ラインと２次巻線の他方の端子に接続した第２の出力ラインとの間に平滑コンデンサを接続してなる整流平滑回路を備えたスイッチングレギュレータにおいて、上記の目的を達成するため、次のようにフィルタ回路を設けたものである。

すなわち、抵抗とコンデンサを直列に接続したフィルタ回路を、前記第１の出力ラインと前記第２の出力ラインのうちの少なくとも一方における前記平滑コンデンサとの接続点より前記トランスの２次巻線側の部分と電位が安定している導体との間に接続して設ける。
上記フィルタ回路は、抵抗とコンデンサとインダクタとを直列に接続した回路であってもよい。また、上記フィルタ回路のコンデンサよりも容量の大きいコンデンサを、上記フィルタ回路に並列に接続して設けるとよい。
さらに、上記電位の安定している導体が、このスイッチングレギュレータの筐体であってもよい。

この発明によるスイッチングレギュレータは、トランスの２次側の平滑コンデンサの手前でフィルタ回路によりノイズ電流を電位の安定した導体へ落とすことができるので、トランスの２次巻線の周辺に形成されてノイズを放射する電流ループを小さくすることができ、またフィルタ回路がコンデンサと抵抗を直列に接続して構成されているため、電流ループのインダクタンス成分との協働によってある周波数によって共振状態が生じたとしてにも、そのＱがダンプされているので共振を弱めて電磁障害を効果的に低減することができる。

以下、この発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１の実施の形態〕
図１は、この発明によるスイッチングレギュレータの第１の実施の形態の構成を示す回路図である。この図１乃至図６までの各図において、前述した従来例の図８と対応する部分には同じ符号を付してあり、それらの詳細な説明は省略する。
この図１に示すスイッチングレギュレータは、他励ＯＮ−ＯＦＦ方式の構成のＤＣ−ＤＣコンバータ２であり、フィルタ回路を除く回路構成は図８に示した従来のスイッチングレギュレータと同様である。

そして、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓの一方の端子ｃに整流ダイオードＤｒを介して接続された第１の出力ライン１における平滑コンデンサＣｒとの接続点ｐよりトランスＴ１の２次巻線Ｌｓ側の部分と、電位が安定している導体によるフレームグランド５との間に、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とインダクタ（コイル）Ｌ１を直列に接続した第１のフィルタ回路６を接続して設けている。
また、２次巻線Ｌｓの他方の端子ｄに接続された第２の出力ライン２における平滑コンデンサＣｒとの接続点ｑよりトランスＴ１の２次巻線Ｌｓ側の部分とフレームグランド５との間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とインダクタ（コイル等の誘導素子）Ｌ２を直列に接続した第２のフィルタ回路７を接続して設けている。
この実施形態では、電位が安定している導体によるフレームグランド５を、このスイッチングレギュレータの金属製の筐体としている。

すなわち、図１において破線で囲んで示す部分が電磁波ノイズを除去あるいは抑制するためのフィルタ回路部分である。なお、第１のフィルタ回路６と第２のフィルタ回路７の両方を設けた方がよいが、そのいずれか一方を設けるだけでもよい。
また、整流第ダオードＤｒは、２次巻線Ｌｓ一方の端子ｃにアノードを接続し、カソードに第１の出力ライン１を接続して正の直流電圧を出力するようにしているが、２次巻線Ｌｓ一方の端子ｃにカソードを接続し、アノードに第１の出力ライン１を接続して負の直流電圧を出力するようにしてもよい。

このスイッチングレギュレータの動作について以下に説明する。
入力端子４ａ，４ｂ間には、例えば商用電源の交流を全波整流回路で整流し、平滑回路によって平滑した直流が供給され、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐに電流を流す。その電流が、制御回路３によってスイッチング素子Ｑがオン／オフされることによって断続され、それによってトランスＴ１の２次巻線Ｌｓに交流起電力が誘起される。

その交流電力を、整流ダイオードＤｒによって整流し、平滑コンデンサＣｒによって平滑して、出力端子８ａ，８ｂ間に接続される負荷（使用機器）に直流電力を供給する。
そして、制御回路３がスイッチング素子Ｑをオン／オフ制御するパルスのデューティを増減することによって、スイッチング素子Ｑのオン時間を変化させ、出力電圧を制御することができる。

この実施形態における第１，第２のフィルタ回路６、７は、以下に説明するように、このスイッチングレギュレータにおけるトランスＴ１の２次側において発生するノイズを効果的に低減することができる。
すなわち、スイッチングレギュレータの動作時には、上述したようにスイッチング素子Ｑのスイッチング制御によってトランスＴ１の１次巻線Ｌｐに流れる電流が断続され、２次巻線Ｌｓに交流電圧が誘起され、それが整流ダイオードＤｒによって整流された後に平滑コンデンサＣｒで平滑されることによって２次直流電力として出力される。

そのスイッチング動作によってトランスＴ１の１次側でノイズが発生するとともに、２次側に生じるサージ電圧やリンギング状の電圧などが各素子を通過するときにもノイズが発生する。また、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ、整流ダイオードＤｒ、第１の出力ライン１、平滑コンデンサＣｒ及び第２の出力ライン２を結ぶ回路配線で電流ループが形成されることになる。

この電流ループは、実際にはプリント配線基板の配線パターンで構成される場合が多いが、結合される各構成部品の大きさ、放熱性、電極間耐圧、安全規格などの回路構成の制約から、このループ面積をゼロにすることはできず、ある程度の長さを有するループ配線を形成することになる。そして、この電流ループの配線パターンにノイズ電流が流れた場合には、配線パターンの周囲に磁束が発生して電圧が誘起されることになり、この電流ループの配線パターンがループ状のアンテナを構成して周囲の空間に対し広くノイズを放射し、強い電磁障害を発生させる原因となる。

そこで、図８によって説明したように、この電流ループ（アンテナ）を構成する配線パターンとフレームグラウンド５との間にコンデンサだけを接続した場合、ある範囲の周波数帯域にあるノイズに対してはそのコンデンサがノイズだけを流すフィルタとして機能する。しかし、このコンデンサは、ある特定の周波数に対して、ループ配線がその長さと面積により潜在的に備えるインダクタンス成分と協働して共振状態となってしまい、しかもその共振が高いＱを持っているため、ループ配線からノイズを強く放射してしまうことになる。

これに対して、この実施形態における第１，第２のフィルタ回路６、７は、それぞれコンデンサＣ１、Ｃ２に直列に抵抗Ｒ１、Ｒ２を接続していることによって共振のＱを下げて共振状態を弱め（Ｑダンプという）、放射エネルギを低減させるようにしている。つまり、共振回路のインダクタンス成分の値をＬ、容量成分の値をＣ、抵抗成分の値をＲとすると、共振時のＱは次式によって求められる。
Ｑ＝ωＬ／Ｒ＝１／ωＣＲ
したがって、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を大きくすることによって、Ｑを効果的にダンプさせることができる。

また、共振状態でない場合でも、第１，第２のフィルタ回路６、７においてノイズ電流が抵抗Ｒ１、Ｒ２を通過する際には抵抗損失として発熱して消費されるとともに、抵抗Ｒ１、Ｒ２により電位差を持たせていることでノイズを落とされた先の電位（この実施形態では筐体の電位）が引き続き安定した電位を維持することができる。

また、一般にコンデンサは使用可能な帯域に限界があり、第１，第２のフィルタ回路６、７のコンデンサＣ１、Ｃ２についても容量が大きければＱをダンプさせる効果は大きいが、容量が大きいほど部品固有の共振状態で作用効果を発揮できる帯域が下がって、フィルタ効果がなくなってしまう。そのため、抵抗Ｒ１，Ｒ２によってＱをダンプさせ、コンデンサＣ１、Ｃ２はあまり容量を大きくせずに有効な帯域を延ばし、装置の使用状態により共振点をシフトダウンもしくはシフトアップさせ、ノイズレベルを均一化させて電磁障害を低減させる。

また、第１フィルタ回路６は、整流ダイオードＤｒと第１の出力ライン１の平滑コンデンサＣｒとの接続点ｐとの間の部分とフレームグラウンド５との間に接続し、第２のフィルタ回路７は、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓの端子ｄと第２の出力ライン２の平滑コンデンサＣｒとの接続点ｑとの間の部分とフレームグラウンド５との間に接続しているので、ノイズが平滑コンデンサに達する手前で安定した電位に落すことができ、電流ループの面積を実質的に小さすることができる。

ここで、Ｋを定数、Ｓを電流ループの面積、Ｉｎをノイズ電流の大きさ、ｆをノイズ電流の周波数、ｄを導体厚さとした場合、電流ループの放射電解強度Ｅは、
Ｅ＝Ｋ・Ｓ・Ｉｎ・ｆ^２／ｄ
と表すことができる。したがって、上述のように電流ループの面積を小さくすることにより、電流ループから空間に放射される輻射ノイズを弱め、電磁障害を低減させることができる。

以上により、この発明によるスイッチングレギュレータ１は、高機能化、高出力化されたものであっても、２次側単独で広い帯域のノイズレベルを抑え、電流ループにおける共振状態および放射電解強度を弱めることができるため、効果的に電磁障害を低減させることができる。
なお、各フィルタ回路６、７における抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とインダクタＬ１、Ｌ２をそれぞれ直列に接続する順序は、図示の順に限るものではなく、任意の順序で接続すればよく、第１のフィルタ回路６と第２のフィルタ回路７でその接続順序が異なっていても構わない。また、第１フィルタ回路６又は第２フィルタ回路７の一方だけを設けてもよいことは前述したとおりであり、装置の使用状況によってはどちらか一方のみを設けるようにしてもよい。

スイッチングレギュレータで問題になる周波数は、スイッチング素子やダイオード等の部品の周波数特性や経験上から、スイッチング周波数（１０ＫＨｚ〜１ＭＨｚ）から３００ＭＨｚ程度である。したがって、第１，第２フィルタ回路６，７のインダクタＬ１，Ｌ２の部品単体の自己共振点は、３００ＭＨｚ以上が好ましい。
しかし、特定のポイント、たとえば問題になる周波数が不要輻射の１００ＭＨｚであれば、自己共振点が１００ＭＨｚを越えるものであればよいし、雑音端子電圧の３０ＭＨｚであれば、自己共振点が３０ＭＨｚを越えるインダクタを選定すればよい。

また、コンデンサＣ１，Ｃ２は、積層フィルムコンデンサ等の高周波対応のものを選定するのが望ましい。しかし、場合によっては貫通コンデンサでもよいし、単に空隙を介して対向する導電パターンによって形成してもよい。その場合の容量は、空隙の距離と対向する導電パターンの面積によって調整することができる。そして、空隙のために周波数の特性が伸び、広い帯域で使用できるコンデンサが得られる。このコンデンサの好ましい例に関しては、後述する図６に示すコンデンサＣ３に関しても同様である。
抵抗はＲ１，Ｒ２は、純粋な抵抗成分の抵抗値のみを示すものが望ましい。そのため、炭素被膜抵抗、酸化皮膜抵抗、金属被膜抵抗などの抵抗を使用する。巻線抵抗は、インタクタンス成分が大きいため使用しない方がよい。

〔第２の実施の形態〕
次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第２の実施の形態について説明する。図２は、そのスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
この実施形態において、図１に示した第１の実施形態と異なる点は、第１，第２のフィルタ回路６，７の共通接続端を接続する先を、第１の出力ラインにおける平滑コンデンサＣｒとの接続点ｐと出力端子８ａとの間、すなわち平滑コンデンサＣｒによって平滑されて電位が安定した部分（配線パターンによる導体）とした点だけである。
このように、第１，第２のフィルタ回路６，７の一端の接続点であるもとの電流ループ上よりも電位の安定した配線パターン上に他端を接続しても、ノイズ電流をハイインピーダンスにせずに吸収させることができる。

ここでいう電位の安定とは、必ずしも直流状態に近いという意味ではなく、交流状態においても安定していることをいい、インピーダンスについても同様である。各フィルタ回路６、７の両端をどのように接続するかによって生じる交流的な電位差が問題となる。もし、電流ループと各フィルタ回路６、７の接続先との間にあまり電位差がなく、抵抗損失を問題としない場合には、図示はしていないが、各フィルタ回路６、７にそれぞれ並列に抵抗を接続するようにしても有効である。そうすれば、各フィルタ回路６、７の両端間の電圧のインピーダンスを、それらの並列抵抗に強制的に押さえ込ませることになり、ノイズ低減のバランスを調整可能にする。

このようにして、スイッチングレギュレータが筐体を備えていないか（機器に内蔵される場合など）、樹脂等の絶縁材料製の筐体を使用する場合や、出力端子に接続される使用機器の状況によって基準電位（ＧＮＤ）が安定しない場合などでも、電流ループ上に発生したノイズ電流を他の電位の安定した配線パターンなどの導体へ落とすことによって、ループ面積を小さくでき、輻射ノイズの放射を低減することができる。

さらに、各フィルタ回路６、７の共通接続端を接続できる他の導体の例としては、フレーム、シャーシ、遮蔽板、ノイズ吸収体、他の部品の取り付け金具などの金属や、回路基板内の最も安定した電位を持つプリント配線パターン、例えば５Ｖの電位、３Ｖの電位の配線パターン等を使用することもできる。要は、ノイズ電流がハイインピーダンスにならずに吸収される電位の導体であればよい。
この場合も、第１のフィルタ回路６と第２のフィルタ回路７の一方のみを設けてもよいし、両方設ける場合にノイズ電流を落すために接続する先の導体が異なってもよい。

〔第３の実施の形態〕
次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第３の実施の形態について説明する。図３は、そのスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
この実施形態において、図１に示した第１の実施形態と異なる点は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１だけを直列に接続して構成した第１のフィルタ回路１６と、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２だけを直列に接続して構成した第２のフィルタ回路１７を、それぞれ第１のフィルタ回路６および第２のフィルタ回路７に代えて、第１の出力ライン１および第２の出力ライン２とフレームグランド５との間に接続して設けた点だけである。

これは、負荷として接続される使用機器の状況や実際の回路構成によっては、共振点をシフトアップあるいはシフトダウンさせるためのインダクタを備える必要がなかったり、または限りなく小さいインダクタでよいために、各フィルタ回路１６，１７の配線自体に潜在的に有するインダクタンス成分で十分である場合があるためである。

これは逆に、各フィルタ回路６、７が不要なインダクタを有したり、また余計なアンテナ源となることがないように回路の実装レイアウトを考慮する必要がある。また、抵抗Ｒ１、Ｒ２においてもインダクタンス成分を有する巻線抵抗などを用いないようにするのが望ましい理由でもある。
この場合も、第１，第２のフィルタ回路１６，１７のいずれか一方のみを設けてもよい。
また。図２に示した第２の実施形態における第１，第２のフィルタ回路６，７のインダクタＬ１，Ｌ２の両方あるいは一方を省略してもよい。

〔第４の実施の形態〕
次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第４の実施の形態について説明する。図４は、そのスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
この実施形態で前述の第１実施形態と相違するのは、自励ＯＮ−ＯＦＦ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチングレギュレータであり、それによる相違点のみを説明する。その他の、構成および作用・効果は図１に示した第１の実施形態と同じであるので、説明を省略する。

この実施形態で使用するトランスＴ２は、１次巻線Ｌｐと２次巻線ＬｓがコアＴｃに対して互いに同じ方向に巻かれている。そして、トランスＴ２の２次側の整流平滑回路４は、自励ＯＮ−ＯＦＦ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに対して力率を高くするためのチョークコイルＬｃと転流ダイオードＤｃとを設けている。チョークコイルＬｃは、第１出力ライン１０上で整流ダイオードＤｒのカソードと第１フィルタ回路６と接続点ｅとの間に直列に接続して設けている。転流ダイオードＤｃは、第２出力ライン１１上で２次巻線Ｌｓの端子ｄと第２フィルタ回路７との接続点ｆとの間（図示の例では接続点ｆと同じ点になっている）にアノードを接続し、第１出力ライン１０上で整流ダイオードＤｒのカソードとチョークコイルＬｃとの間にカソードを接続している。

上述したようにトランスＴ２の１次巻線Ｌｐと２次巻線ＬｓがコアＴｃに対して互いに同じ方向に巻かれているため、トランジスタＱのオン／オフによってトランスＴ２の１次巻線Ｌｐに流れる電流が断続されると、２次巻線Ｌｓに交流高電圧が誘起される。２次巻線Ｌｓの端子ｃが正電位になったときに、２次電流が整流ダイオードＤｒを通してチョークコイルＬｃに流れて平滑コンデンサＣｒを充電するとともに、チョークコイルＬｃを励起する。

２次巻線Ｌｓの端子ｃが０又は負電位になって整流ダイオードＤｒが非導通になったとき、チョークコイルＬｃに蓄積された励起エネルギが電流に再変換されて平滑コンデンサＣｒと転流ダイオードＤｃに流れ、平滑コンデンサＣｒを充電する。このようにしてトランスＴ２の２次巻線Ｌｓに誘起された交流電力は整流・平滑され、出力端子８ａ、８ｂに直流電力が出力される。

この場合、第１のフィルタ回路６の第１の出力ライン１との接続点ｅは、平滑コンデンサＣｒとの接続点ｐとチョークコイルＬｃとの間にする。
この実施形態によっても、第１，第２のフィルタ６，７によるノイズ抑制あるいは低減作用は、前述した第１の実施形態の場合と同様である。
なお、第１実施形態と同様に第１，第２のフィルタ回路６、７はどちらか一方のみ設けてもよいし、抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とコイルＬ１、Ｌ２の接続順を任意に変えてもよい。また、コイルＬ１、Ｌ２の両方又は一方を省略してもよいし、ノイズを落とす接続先を筐体によるフレームグランド５に代えて、その他の電位の安定した配線パターンなどの導体としてもよい。

〔第５の実施の形態〕
次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第５の実施の形態について説明する。図５は、そのスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
この実施形態は、上述の第４実施例と殆ど同じであり、チョークコイルＬｃが第１の出力ライン１ではなく第２の出力ライン２に直列に、転流ダイオードとの接続点ｇと整流コンデンサＣｒとの接続点ｆとの間に設けた点が相違するだけである。
この実施形態によっても、図４に示した第４実施形態と同様な整流平滑作用が得られるとともに、各フィルタ回路６、７による電磁障害の低減作用も同様に得ることができる。
その種々の変更も、第４の実施形態において説明したのと同様に可能である。

次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第６の実施の形態について説明する。図６は、そのスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
この実施形態も、前述した図４による第４の実施形態と殆ど共通しており、その相違点のみを説明する。
このスイッチングレギュレータは、第２フィルタ回路７の両端子間に並列に、そのコンデンサＣ２よりも容量の大きいコンデンサＣ３を接続して設けている点だけが第４の実施形態と相違している。これにより、第２フィルタ回路Ｃ３の両端間電圧が早く平滑されて各接続点が安定した電位になり、後述するように第２フィルタ回路７のノイズを低減させる効果が向上する。

なお、図６ではこのような容量の大きいコンデンサを第２フィルタ回路７にしか接続していないが、第１フィルタ回路６の両端間にも、そのコンデンサＣ１よりも容量の大きいコンデンサを並列に接続して設けてもよい。また、前述した各実施形態と同様に種々の変更が可能である。

〔この発明の実施例と従来例との比較説明〕
以下、この発明による実施例のスイッチングレギュレータと従来のスイッチングレギュレータのノイズ放射レベルについて比較して説明する。
図７は、スイッチングレギュレータの作動時に発生す周波数に対するノイズの放射レベル（「ノイズレベル」と略称する）の計測値を示す線図であり、曲線Ａは図８に示した従来例において発生するノイズレベル、曲線Ｂは図４に示したこの発明の第４の実施形態に基づく実施例において発生するノイズレベル、曲線Ｃは図６に示した第６の実施形態に基づく実施例おいて発生するノイズレベルを示している。

なお、いずれの場合もスイッチングレギュレータの入力電源としては、１００Ｖ、５０Ｈｚの商用交流電力を入力して、それを図示していない回路で整流・平滑した直流電力をトランスの１次側に供給し、スイッチング素子Ｑを１３０ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動することによって、出力端子８ａ、８ｂから５Ｖ、２０Ａの直流電力を出力する設計となっている。

この発明の第４，第６の実施形態に基づく実施例では、第１，第２のフィルタ回路６、７の各構成部品のパラメータとして、抵抗Ｒ１の抵抗値が１０Ω、抵抗Ｒ２の抵抗値が４．７Ω、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスが１０００ｐＦ、コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンスが０．５μＨ（自己共振点は３００ＭＨｚ）、コンデンサＣ３のキャパシタンスが１μＦとした。

従来のスイッチングレギュレータでは、図７に曲線Ａで示されるように、コンデンサＣの容量と電流ループのインダクタンス成分とによって、１３０ＭＨｚ付近で共振状態となり、強い輻射ノイズを放射していることが判る。そして、３０ＮＨｚ〜３００ＭＨｚの全周波数帯域でノイズレベルが大きくなっている。
これに対して、この発明の第４の実施形態の実施例では、曲線Ｂで示されているように、共振点における放射エネルギーが大きく抑えられており、かつ全周波数領域においてもノイズレベルが低減している。

これは、第１，第２のフィルタ回路６、７を設け、その抵抗Ｒ１、Ｒ２により共振状態のＱをダンプするとともに、電流ループから放射される電磁波ノイズのエネルギーを下げ、ノイズ電流が落された導体（この場合筐体）の電位が引き続き安定に維持されることによる。さらに、抵抗Ｒ１、Ｒ２等により電位差が生じることことによって、ノイズ電流を抵抗損失に替え、コンデンサＣ１，Ｃ２によって平滑し、インダクタＬ１，Ｌ２によって共振点をシフトさせて、帯域全体でノイズを低減させていることにもよる。

また、この場合の各フィルタ回路６、７に設けられたコイルＬ１、Ｌ２のインダクタは、トランスＴ２の２次側における不連続な電流を連続にし、ノイズ電流のピークツーピークの波高値を低減させる役割も果たしている。
さらに、この発明による第２フィルタ回路７にコンデンサＣ３を並列接続して追加した第６の実施形態の実施例によれば、曲線Ｃで示されるように、帯域全体でノイズレベルをさらに低減できることが明らかである。これは、コンデンサＣ３として積層コンデンサ等の大容量（この例では1μＦ）のコンデンサを使用することにより、フィルタ回路の端子間電圧をいち早く平滑させることができ、さらにノイズ低減を図ることができるためである。

この発明は、高機能化デジタル機器などの電子機器に対して安定した直流電力を供給するスイッチング電源に適用することができる。回路方式も自励式、他励式にかかわらず、またＯＮ−ＯＦＦ方式だけでなくＯＮ−ＯＮ方式などの各種回路方式のものに適用できる。

この発明によるスイッチングレギュレータの第１の実施形態の構成を示す回路図である。 同じく第２の実施形態の構成を示す回路図である。 同じく第３の実施形態の構成を示す回路図である。 同じく第４の実施形態の構成を示す回路図である。 同じく第５の実施形態の構成を示す回路図である。 同じく第６の実施形態の構成を示す回路図である。 この発明の実施例と従来例とのノイズ周波数に対するノイズレベルを比較して示す線図である。 従来のスイッチングレギュレータの一例の構成を示す回路図である。

符号の説明

１：第１の出力ライン ２：第２の出力ライン ３：制御回路 ４ａ，４ｂ：入力力端子 ５：フレームグラウンド ６，１６：第１のフィルタ回路 ７，１７：第２のフィルタ回路 ８ａ．８ｂ：出力端子 Ｔ１：トランス Ｌｐ：１次巻線 Ｌｓ：２次巻線 Ｑ：スイッチング素子 Ｄｒ：整流ダイオード Ｃｒ：平滑コンデンサ Ｌｃ：チョークコイル Ｄｃ：転流ダイオード Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：フィルタ回路のコンデンサ Ｒ１，Ｒ２：フィルタ回路の抵抗 Ｌ１，Ｌ２：フィルタ回路のインダクタ

Claims (4)

1. １次巻線に流れる電流が断続されることにより２次巻線に交流電力を誘起するトランスと、前記２次巻線の一方の端子に整流ダイオードを介して接続した第１の出力ラインと前記２次巻線の他方の端子に接続した第２の出力ラインとの間に平滑コンデンサを接続してなる整流平滑回路を備えたスイッチングレギュレータにおいて、
   抵抗とコンデンサを直列に接続したフィルタ回路を、前記第１の出力ラインと前記第２の出力ラインのうちの少なくとも一方における前記平滑コンデンサとの接続点より前記トランスの２次巻線側の部分と、電位が安定している導体との間に接続して設けたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 請求項１記載のスイッチングレギュレータにおいて、前記フィルタ回路が、前記抵抗とコンデンサにさらにインダクタ直列に接続した回路であることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 請求項１又は２記載のスイッチングレギュレータにおいて、前記フィルタ回路のコンデンサよりも容量の大きいコンデンサを、前記フィルタ回路に並列に接続して設けたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータにおいて、前記電位の安定している導体が該スイッチングレギュレータの筐体であることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
   

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