JP2005287225A - 電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路および電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電圧駆動型スイッチ素子Q2のゲート端子を充電する際には、抵抗R1により充電速度が調整される結果、スイッチ素子Q2のオン状態への立ち上がり速度を調整可能とし、入力したパルス信号VINが負電圧に反転した場合には、ダイオードD1およびD2が非導通となり、抵抗R1がバイパスされて高速に放電されると同時に、抵抗R2〜R3、コンデンサC1およびトランスT1に応じた逆バイアス電圧がスイッチ素子Q2に印加される。
【選択図】図4
Description
また、ドライブ回路が入力したパルス信号が負電圧の場合には、駆動対象である電圧駆動型スイッチ素子を安定的にオフ状態とさせるべく、当該スイッチ素子に対して逆バイアス電圧を印加する方法がとられている。
かかる観点から、電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路に関し、従来から様々な技術が提案されている。
さらに、入力電圧が反転する際に、ゲート端子(ゲート容量)→コンデンサ→トランス(インダクタ成分)により形成される放電ループにおいて、放電の時定数が比較的大きくなるので、消費電力が大きいという問題がある。
また、高温環境下では、放電用トランジスタによる損失が大きく、消費電力がさらに大きくなる。
好ましくは、前記制御用スイッチ素子は、バイポーラ型トランジスタである。
また、入力したパルス信号が負電圧に反転した場合には、前記トランスの二次側巻線の出力端から前記電圧駆動型スイッチ素子の制御端子に対して順方向に接続された第1のダイオードが非導通となり、前記制御用スイッチ素子の第3の端子と前記基準電位間に、前記トランスの二次側巻線の出力電圧に対して順方向となるように接続された第2のダイオードが非導通となるので、第1の抵抗器、第2の抵抗器およびコンデンサに応じた逆バイアス電圧が電圧駆動型スイッチ素子に印加され、安定的にオフ状態が維持される。
その際、制御用スイッチ素子の制御端子に生ずる電気信号は微小なものとなるので、消費電力が小さくなるだけでなく、前記トランスのインダクタ成分と、前記トランスの二次側巻線の出力端と前記制御用スイッチ素子の制御端子との間に接続されたコンデンサとにより発生する共振レベルが抑制される。
以下、本発明に係る電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路の第1の実施形態について、添付図面に関連付けて説明する。
図1は、第1の実施形態に係るドライブ回路1の回路図である。
トランスT1の一次側巻線の両端は、それぞれ入力端子に接続される。すなわち、上記入力信号VINによりトランスT1が励磁され、トランスT1の二次側巻線において、入力信号VINに応じた電圧が発生する。
トランスT1の二次側巻線の両端は、ダイオードD2および抵抗R1を介して、スイッチ素子Q2のゲート端子(制御端子)およびソース端子(基準電位)に接続される。
抵抗R1は、ダイオードD2とスイッチ素子Q2のゲート端子間に、直列に接続され、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3の立ち上がり速度を調整可能とする。
さらに、抵抗R1は、スイッチ素子Q2から電荷を放電する際に、放電ループのインピーダンスを高める電流制限抵抗の役割も果たす。これにより、ドライブ回路1の共振レベルが抑制される。
図1に示すように、スイッチ素子Q1のベース端子は、コンデンサC1および抵抗R2を介してトランスT1の二次側巻線に接続され、エミッタ端子は、ダイオードD2を介してトランスT1の二次側巻線に接続され、コレクタ端子は、ダイオードD1を介して基準電位に接続されている。
なお、本実施形態に係るドライブ回路1では、スイッチ素子Q1として、オン状態時に発生するピーク電流を低減させ、自由振動のレベルを抑制する観点から、FETではなく、バイポーラ型トランジスタを適用する。
コンデンサC1は、いわゆるスピードアップコンデンサであり、トランスT1の二次側電圧V1が急峻に立ち上がり/立ち下がりする際に、抵抗R2をバイパスして、急速にスイッチ素子Q1をオフ/オン状態とするためのコンデンサである。
スイッチ素子Q2のゲート端子は、ダイオードD2および抵抗R1を介してトランスT1の二次側巻線に接続されており、スイッチ素子Q2は、トランスT1を介し、入力電圧VINにより制御される。
スイッチ素子Q2のドレイン端子およびソース端子は、それぞれ出力端子を形成する端子cおよび端子dに接続され、スイッチ素子Q2は、図示しない負荷を駆動する。
また、スイッチ素子Q2は、IGBT等の他の電圧駆動型スイッチ素子により構成されていても同様の作用を奏することは言うまでもない。
図2は、第1の実施形態に係るドライブ回路の動作を説明するためのタイミングチャートであり、(a)は、トランスT1の二次側電圧V1を、(b)は、スイッチ素子Q1のコレクタ電圧V2を、(c)は、スイッチ素子Q2のゲート端子に印加される電圧(ゲート電圧)V3を、それぞれ示す。
以下、図2に示すタイミングの順に沿って、ドライブ回路1の動作を述べる。
図2に示すように、パルス信号である入力信号VINに正の電圧が立ち上がると、順方向に接続されたダイオードD1と抵抗R1を介して、スイッチ素子Q2のゲート容量Gissを充電するとともに、加速コンデンサC1によって、時刻t0以前はオン状態であったスイッチ素子Q1を急速にオフ状態とする。
その際、スイッチ素子Q2のゲート容量Gissが充電されるときの時定数は、抵抗R1とゲート容量Gissにより決定される(τ=Giss×R1)。したがって、図2(c)に示すように、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3は、上記時定数τをもって、なだらかに立ち上がることになる。
特に、ZVS(Zero Volt Switching) のように、いわゆるソフトスイッチングを行う場合には、必要となるドライブ電圧の立ち上がり時間が長いので、ゲート容量Gissを充電する際のピーク電流に伴うノイズが発生しにくくなる。
時刻t1に、入力信号VINは正のハイレベル(Hレベル)に達し、以後、時刻t2まで信号レベルに変化がない。したがって、図2(c)に示すように、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3もHレベルを維持する。
ここで、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3がHレベルを維持する間、抵抗R1には、ほとんど電流が流れないので、ドライブ回路1の電力消費は非常に少ないものとなる。
なお、スイッチ素子Q1のコレクタ電圧V2は、コレクタ電流により発生するダイオードD1の順方向電圧VFに等しくなっている。
次に、図2(a)に示すように、入力信号VINが正のHレベルから0Vへ低下するにつれて、スイッチ素子Q2のゲート容量Gissに蓄えられていた電荷(ゲート電荷)が放電される。
そして、コンデンサC1により加速効果により、スイッチ素子Q1のベース端子には、電圧V3と電圧V1の差分電圧(V3−V1)が供給されて、スイッチ素子Q1を急速にオン状態とする。
時刻t3に0Vに達した入力信号VINは、短時間の間、時刻t4まで0Vに固定される。ゲート電圧V3は、ダイオードD2のVFになる。
その際、スイッチ素子Q2はオフ状態のまま維持されるので、トランスT1のインダクタ成分に起因するドライブ回路1の自由振動は、発生しにくいものとなる。
時刻t4以降、入力信号VINは負電圧に反転する。
入力電圧VINが0Vから低下するにつれて、再びスイッチ素子Q1をオン状態とする。
その際、ダイオードD1には逆方向に電圧が印加される結果、ダイオードD1には電流が流れずに、ゲート容量Giss→抵抗R1→スイッチ素子Q1のエミッタ端子→スイッチ素子Q1のベース端子→抵抗R2,コンデンサC1→トランスT1→スイッチ素子Q2のソース端子により形成されるループに沿って電流が流れ、スイッチ素子Q2のゲート端子に逆バイアス電圧が印加される。
スイッチ素子Q2に印加される逆バイアス電圧は、入力電圧VINから、ゲート容量Giss,抵抗R1,R2,コンデンサC1,トランスT1のインダクタ成分により算出される合計のインピーダンスのうち、ゲート容量Gissのみを分圧したものとなるため、それほど大きな逆バイアス電圧とはならない。
たとえば、スイッチ素子Q1の電流増幅率βを100とすれば、スイッチ素子Q1のベース端子を流れる電流は、抵抗R1を流れる電流の1/100に過ぎない。
時刻t5から時刻t6にかけて、入力信号VINは、マイナス側に反転した状態で維持されており、その結果、スイッチ素子Q2のゲート電圧も逆バイアスが与えられたまま維持している。
時刻t4から時刻t5にかけて、ゲート容量Giss→抵抗R1→スイッチ素子Q1のエミッタ端子→スイッチ素子Q1のベース端子→抵抗R2,コンデンサC1に流れる電流により、コンデンサC1の充電がすでに終了しているので、図2(c)に示すように、逆バイアス電圧の値に大きな変化はない。したがって、トランスT1による電力消費もなく、かつ、スイッチ素子Q2は、印加された逆バイアスにより安定的にオフ状態を維持する結果、スイッチ素子Q2が誤動作してオン状態となることはない。
図2(a)に示すように、時刻t6から時刻t7にかけて、トランスT1の二次側電圧V1は、負のHレベル電圧から0Vまで急激に上昇する。これにより、トランスT1の二次側電圧V1は、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3よりも高くなるので、時刻t0から時刻t1における動作と同様に、抵抗R1によりスピードを制限しながらスイッチ素子Q2のゲートを充電し、逆バイアス電圧を解除する。
その際、上述したように、ゲート容量Gissの分圧分により生ずる逆バイアス電圧は低いため、ゲートを充電する際に生ずるピーク電流およびゲート電圧のオーバーシュートが低いレベルに抑制される。
次に、時刻t7から時刻t8にかけて、入力電圧VINは、0Vに保持される。
これにより、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3は0Vとなり、スイッチ素子Q2はオフ状態のままで維持される。上述したように、時刻t7において発生するゲート電圧のオーバーシュートが少ないので、トランスT1のインダクタ成分に起因する自由振動は発生しない。
特に、ZVS(Zero Volt Switching) のように、いわゆるソフトスイッチングを行う場合には、必要となるドライブ電圧の立ち上がり時間が長いので、ゲート容量Gissを充電する際のピーク電流に伴うノイズが発生しにくくなる。
その際、スイッチ素子Q1のベース電流は、非常に微小なものであるため、消費電力も小さく、また、共振系のインピーダンスが比較的大きいため、LC共振のレベルを抑制することができる。
次に、第2の実施形態に係るドライブ回路1aについて述べる。
図3は、第2の実施形態に係るドライブ回路1aの回路図を示す。なお、図3において、図1に示す第1の実施形態に係るドライブ回路1と同一の符号を付している構成要素は共通する。
本実施形態に係るドライブ回路1aは、前述した第1の実施形態に係るドライブ回路1に対して、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3の立ち下がり時間を短縮させるとともに、消費電力をさらに低減させるものである。
以下、ダイオードD3を付加したことにより、ドライブ回路1と比較した動作上の相違点について述べる。
先ず、図2の時刻t0〜t2において、スイッチ素子Q2のゲート容量Gissを充電する動作を行う際には、ダイオードD3は、図3に示すように、トランスT1の二次側電圧V1に対して逆方向に接続されているので、充電は、抵抗R1を経由してなされるので、第1の実施形態に係るドライブ回路1と動作は同じである。
次に、時刻t2から時刻t3にかけて、入力電圧VINが正のHレベル電圧から低下していく際、入力信号VINが十分に低くなり、ダイオードD2に印加される電圧がダイオードD2のVF以下になると、ダイオードD2の導通状態が遮断され、スイッチ素子Q2のゲート電荷は、その一部分がスイッチ素子Q1のベース端子を経由してトランスT1まで戻るのに対して、残りの大部分の電荷は、ダイオードD3→スイッチ素子Q1→ダイオードD1を経由して、高速に放電させる。したがって、スイッチ素子Q2を高速にオフ状態とすることが可能となる。
この際、抵抗R1はダイオードD3によりバイパスされ、放電ループ内に時定数を決定する要素である抵抗成分は存在しないので、ゲート電圧の立ち下がり時間は、ほぼゼロとなり、トランスT1により消費される電力はほとんどない。
時刻t3から時刻t4にかけては、入力電圧VINのレベルに変化がなく、第1の実施形態に係るドライブ回路1と動作は同じである。
時刻t4になると、入力信号VINは、負電圧に反転し、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様に、入力電圧VINが0Vから低下するにつれて、再びスイッチ素子Q1をオン状態とする。
その際、ゲート容量Giss→ダイオードD3→スイッチ素子Q1のエミッタ端子→スイッチ素子Q1のベース端子→抵抗R2,コンデンサC1→トランスT1→スイッチ素子Q2のソース端子により形成されるループに沿って電流が流れ、スイッチ素子Q2のゲート端子に逆バイアス電圧が印加される。
スイッチ素子Q2に印加される逆バイアス電圧は、入力電圧VINから、ゲート容量Giss,抵抗R2,コンデンサC1,トランスT1のインダクタ成分により算出される合計のインピーダンスのうち、ゲート容量Gissのみを分圧したものとなり、抵抗R1が合計のインピーダンスに含まれない分、逆バイアス電圧の値が第1の実施形態と比較して変化するものの、確実に逆バイアス電圧が印加される。
時刻t5から時刻t6にかけて、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様に、スイッチ素子Q2のゲート電圧は逆バイアスが与えられた状態で維持している。
コンデンサC1の充電がすでに終了しており、安定的に逆バイアス電圧が与えられており、動作は、ダイオードD3の付加に関わらず、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様である。
時刻t6から時刻t7にかけては、トランスT1の二次側電圧V1は、スイッチ素子Q2のゲート電圧V3よりも高くなり、抵抗R1によりスピードを制限しながらスイッチ素子Q2のゲートを充電する時間であるため、入力電圧に逆接されたダイオードD3には、電流が流れず、回路動作は、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様である。
その際、ゲート容量Gissの分圧分により生ずる逆バイアス電圧は低いため、ゲートを充電する際に生ずるピーク電流およびゲート電圧のオーバーシュートが低いレベルに抑制されるのは、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様である。
次に、時刻t7から時刻t8にかけて、入力電圧VINは、0Vに保持されるため、ダイオードD3の付加に関わらず、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様に、スイッチ素子Q2はオフ状態のままで維持される。
なお、時刻t7において発生するゲート電圧のオーバーシュートが少ないので、トランスT1のインダクタ成分に起因する自由振動は発生しないのは、第1の実施形態に係るドライブ回路1と同様である。
このように、本実施形態に係るドライブ回路1aは、スイッチ素子を高速動作させる際に非常に有効である。
次に、第3の実施形態に係るドライブ回路1bについて述べる。
図4は、第3の実施形態に係るドライブ回路1bの回路図を示す。なお、図4において、図1に示す第1の実施形態に係るドライブ回路1と同一の符号を付している構成要素は共通する。
図1および図4から明らかなように、本実施形態に係るドライブ回路1bは、前述した第1の実施形態に係るドライブ回路1に対して、スイッチ素子Q1のエミッタ端子とベース端子間に抵抗R3を付加した点で相違する。
したがって、本実施形態に係るドライブ回路1bによれば、高温環境下でも常温の場合と同様に動作し、たとえば、−40℃〜+105℃のような広範囲の温度環境において使用することができる。
Claims (5)
- トランスの一次側巻線に接続された入力端子から入力したパルス信号に基づいて、前記トランスの二次側巻線に接続された電圧駆動型スイッチ素子を駆動する電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路であって、
前記トランスの二次側巻線と前記電圧駆動型スイッチ素子は、共通の基準電位に接続され、
前記トランスの二次側巻線の出力端から前記電圧駆動型スイッチ素子の制御端子に対して、順方向に接続された第1のダイオードと、
前記第1のダイオードと前記電圧駆動型スイッチ素子の制御端子間に直列に接続された第1の抵抗器と、
前記トランスの二次側巻線の出力端に接続された制御端子と、前記第1のダイオードと前記第1の抵抗器間のノードに接続された第2の端子と、前記基準電位に接続された第3の端子とを含み、前記第1の制御端子に印加される電気信号に応じて、前記第2の端子と第3の端子間の導通状態を制御する制御用スイッチ素子と、
前記トランスの二次側巻線の出力端と前記制御用スイッチ素子の制御端子との間に、並列に接続されたコンデンサおよび第2の抵抗器と、
前記制御用スイッチ素子の第3の端子から前記基準電位に対し、順方向となるように接続された第2のダイオードと
を有する電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路。 - 前記第1のダイオードと相対する方向に、前記第1の抵抗器と並列に接続された第3のダイオード
を有する請求項1記載の電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路。 - 前記制御用スイッチ素子の制御端子と第2の端子間に接続された第3の抵抗器
を有する請求項1または2記載の電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路。 - 前記制御用スイッチ素子は、バイポーラ型トランジスタである
請求項1乃至3のいずれか一に記載の電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路。 - 第1のトランスの一次側に配設され、電圧駆動型スイッチ素子の導通/非導通を制御することによって前記第1のトランスの一次側への印加電圧を断続制御するためのドライブ回路と、を有する電源装置であって、
前記ドライブ回路は、
二次側巻線が前記電圧駆動型スイッチ素子と共通の基準電位に接続される第2のトランスと、
前記第2のトランスの二次側巻線の出力端から前記電圧駆動型スイッチ素子の制御端子に対して、順方向に接続された第1のダイオードと、
前記第1のダイオードと前記電圧駆動型スイッチ素子の制御端子間に直列に接続された第1の抵抗器と、
前記第2のトランスの二次側巻線の出力端に接続された制御端子と、前記第1のダイオードと前記第1の抵抗器間のノードに接続された第2の端子と、前記基準電位に接続された第3の端子とを含み、前記第1の制御端子に印加される電気信号に応じて、前記第2の端子と第3の端子間の導通状態を制御する制御用スイッチ素子と、
前記第2のトランスの二次側巻線の出力端と前記制御用スイッチ素子の制御端子との間に、並列に接続されたコンデンサおよび第2の抵抗器と、
前記制御用スイッチ素子の第3の端子から前記基準電位に対し、順方向となるように接続された第2のダイオードと
を有する電源装置。
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