JP2005287213A - 並列モニタ回路およびそれを用いた半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電圧設定回路は、制御回路からの複数ビットのコード信号RC1a〜dを入力し、コード信号RC1a〜dをデコードするデコーダ13と、デコーダ13によってデコードされた出力信号OUT1〜OUT16によって比較回路CMP12に入力するモニタ電圧を設定すると共に、コード信号RC1a〜dの特定の組み合わせにおいて、並列モニタ回路の動作を停止し、消費電流を少なくするスタンバイモードに移行させるスタンバイ信号EN1を出力する。別の方法として、電圧設定コードが必要のない状態制御信号とのマージ、あるいは、状態制御信号をコード化することで信号線をマージする方法を採用することも可能である。
【選択図】 図2
Description
このように、直列接続された複数の大容量キャパシタを充電する際に問題となるのが、キャパシタの容量差や自己充電、自己放電などによって生ずる充電の不均一である。
この対策には、通常、並列モニタと呼ばれる充電均一化回路が用いられている。
図4では、並列モニタ回路を一つしか記載していないが、並列モニタ回路は直列に接続されたキャパシタ毎に設けられており、各キャパシタに設けられている並列モニタ回路は全て同じ構成をしているので、そのうちの1つについて説明を行う。
並列モニタ回路は、2つの基準電圧Vr1とVr2、これらの基準電圧とキャパシタC1の電圧を比較する比較回路CMP、基準電圧Vr1とVr2を切替える2つのスイッチS1、S2、キャパシタC1の充電電流をバイパスするトランジスタTr1、およびスイッチ制御回路で構成されている。
スイッチ制御回路は全ての比較回路CMPの出力を監視しているので、キャパシタC1の放電動作を持続させている間に、他のキャパシタの充電電圧が設定値の0.8Vに達すると、スイッチS1を基準電圧Vr1に切替え、バイパスモードを解除し、満充電電圧の3Vまで充電する。
一般的には、半導体装置に含まれる回路が動作を行わない場合は、その回路の動作を停止し、供給電力を少なくするスタンバイモードに移行させることが知られている。しかし、スタンバイモードに移行するには、半導体装置にスタンバイ用の端子を設けて半導体装置とは別のCPUなどを含む制御回路からスタンバイ信号を供給するようにしていた。
すなわち、直列に複数段接続された半導体装置の動作状態を最下部のICから一段ずつ上へコントロールするので、1つの信号につき2端子必要となり、複数の状態制御が必要な場合、1つの状態のON/OFFに2端子使用するのはICにした場合に製造コストの増加を招き、回路構成上も配線を煩雑にして配線基板面積の増大にも繋がる。
端子の数が1本でも汎用パッケージの端子数を上回れば、更に大きく、高価なパッケージを使用しなければならないからである。
本発明の目的は、上述の従来の実情を考慮してなされたものであって、並列モニタ回路をスタンバイモードに移行させるための専用端子を不要にした並列モニタ回路およびそれを用いた半導体装置を提供することである。
また、電圧検出を停止した後は、負電圧検出動作を行い、異常を検出することも特徴としている。
また、電圧設定コードが必要のない状態制御信号とのマージをとることも特徴としている。
さらに、状態制御信号をコード化することで、信号線をマージすることも特徴としている。
さらに、上記記載の各並列モニタ回路を複数備えた半導体装置に応用することも特徴としている。
また、スタンバイ信号の配線も不要となったので、回路設計の負担も少なくなった。
図1は、本発明の一実施例に係る並列モニタ回路およびそれを用いた半導体装置を示す構成図である。
破線で囲った部分が半導体装置1Aに含まれているn(以下nは整数)個の並列モニタ回路である。半導体装置1Aの端子Vddと端子Vssには電源VBが接続されている。各並列モニタ回路に接続された端子Cellnと端子Celln+1の間にはキャパシタCnと、抵抗Rnをエミッタに接続したバイパストランジスタQnが接続されている。バイパストランジスタQnのベースは、端子Outnを介してバイパスドライブトランジスタMnのドレインに接続されている。
電圧設定回路VS1は、キャパシタC1の電圧に比例した電圧を生成する。また、比例定数は図示しない制御回路から送られてくるコード信号RC1によって設定されている。
コード信号RC1は4ビットのデジタル信号で、コードの組み合わせにより初期化から満充電までの15種類のモニタ電圧を設定する。
比較回路CMP11の2つの入力はキャパシタC1の両端に接続されており、キャパシタC1が負電圧に充電されたことを検出するための比較回路である。負電圧の検出は、入力端子にヒステリシスを持たせたことで実現しており、キャパシタC1の電圧が−0.2Vになるとハイレベルを出力する。この信号は、ローボルテイジ検出信号LVD1として制御回路に送られる。制御回路は、ローボルテイジ検出信号LVD1を受け取ると、キャパシタの放電を停止する。
出力制御回路OC1は、制御回路から送られてくる出力イネーブル信号ENIN1により制御され、出力イネーブル信号ENIN1がアクティブのとき比較回路CMP12の出力をバイパスドライブトランジスタM1のゲートに接続する。
電圧設定回路VS1は、4ビットのコード信号RC1a〜dをデコードするデコーダ13と、デコーダ13の出力でオン/オフするアナログスイッチASW1〜15、直列接続された抵抗r0〜18、抵抗r18の他端と端子Cell2の間にドレインとソースが接続されたNMOSトランジスタM1a、抵抗r16に並列接続されたヒューズ素子F1、抵抗r17に並列接続されたアナログスイッチASW16、およびアナログスイッチASW16の制御端子ASGBに出力が接続されたインバータINV1で構成されている。
制御回路から送られてきた4ビットのコード信号RC1a〜dは、デコーダ13でデコードされる。デコーダ13の出力は、OUT1〜16までの16本と、これらの出力を反転したOUT1B〜16Bで構成されている。
出力信号OUT1〜16は、テーブルの左端のNo.と同じ出力番号の端子がハイレベルになるので、出力信号OUT4〜13は省略してある。また、出力信号OUT1B〜16B信号はOUT1〜16信号を反転した信号なので割愛した。
デコーダ13の出力OUT1とOUT1Bは、図1に示すように、アナログスイッチASW1の制御端子ASGとASGBに接続されている。同様に、デコーダ13の出力OUT2〜15とOUT2B〜15Bは、アナログスイッチASW2〜15の制御端子ASGとASGBに接続されている。
アナログスイッチASW1〜16は、図3に示すように、NMOSトランジスタ10AとPMOSトランジスタ11Aを並列に接続した一般的な構成のものが使用できる。
アナログスイッチASW1〜15の入力INは、全て抵抗r0と抵抗r1の交点に接続されている。また、アナログスイッチASW1の出力OUTは、抵抗r1と抵抗r2の交点に接続されている。同様に、アナログスイッチASWnは抵抗rnと抵抗rn+1の交点に接続されている。
抵抗r17の両端にはアナログスイッチASW16の入力INと出力OUTが接続されており、アナログスイッチASW16の制御端子ASGには比較回路CMP12の出力が、ASGBには比較回路CMP12の出力をインバータINV1で反転した出力が、それぞれ接続されている。
抵抗r18の他端と端子Cell2の間に接続されたNMOSトランジスタM1aのゲートは、デコーダ13の出力OUT16Bに接続されている。OUT16BのENB1の出力は、スタンバイ電圧を検出するものである。また、NMOSトランジスタM1aは、スタンバイ状態を検出することで、電流を切断するための制御手段である。
比較回路CMP12の非反転入力と端子Cell1(Vdd)間には、基準電圧Vr1が接続されている。
コード信号RC1a〜dの組み合わせが、図5のNo.1〜15までの間は、アナログスイッチASW1〜15の何れか一つがオンしている。このとき、デコーダ13の出力OUT16Bはハイレベルになっているので、NMOSトランジスタM1aはオンとなり、直列抵抗を端子Cell2に接続する。また抵抗r0の他端は電源Vddに接続されているので、電圧設定回路VS1の出力電圧VSo1は電源電圧Vddを抵抗r0と抵抗1から18までの和で分圧した電圧となる。
すなわち、コード信号RC1の組み合わせで、オンさせるアナログスイッチASWを任意に設定することにより、キャパシタC1のバイパスを行うモニタ電圧を任意に設定できることがわかる。
このように、並列モニタ回路をスタンバイ状態に切替える信号を、電圧設定回路VS1の電圧設定用コード信号RC1の特定の組み合わせにしたので、スタンバイ専用の端子を設けることなく、スタンバイ動作を実現することが可能となった。
従って、半導体装置1Aと制御回路の接続が外れ、半導体装置1Aのコード信号端子がオープンになった場合には、並列モニタ回路はスタンバイモードに移行するので、キャパシタC1〜Cnを異常充電することがなくなる。
図6に示すように、制御回路(コントロール用マイコン)からの状態制御信号は上り信号になる。制御回路からの状態制御信号が、IC1の低電圧側IC接続端子へ入力される。IC1に入力した上り信号は、内部回路で信号変換を施し、高電圧側IC接続端子からIC2の低電圧側IC接続端子へ入力される。これを繰り返して一番電圧の高いICまで状態制御信号を伝達する。
制御端子を整理すると、下り信号の低電圧側IC接続端子は一つ低電圧側ICへ信号を出力し、対応する下り信号の高電圧側IC接続端子へ入力される。上り信号の高電圧側IC接続端子は一つ高電圧側ICへ信号を出力し、対応する上り信号の低電圧側IC接続端子へ入力される。図6に示すように、制御端子は4種類存在し、高電圧側IC接続出力端子、高電圧側IC接続入力端子、低電圧側IC接続出力端子、および低電圧側IC接続入力端子となる。
本実施例の2番目の方法は、前記状態制御信号をコード化することで、信号線をマージする方法である。すなわち、前述のように、4種類の高電圧側IC接続出力端子、高電圧側IC接続入力端子、低電圧側IC接続出力端子、および低電圧側IC接続入力端子を介してコード化した状態制御信号で信号線をマージすることにより、端子数を増加することなく、半導体装置1Aの内部をスタンバイ状態にすることができる。
これを回避するために、本実施例では、電圧コードの必要がない状態制御信号とコード信号とのマージをとる方法と、状態制御信号をコード化して信号線をマージする方法を採用する。
これにより、並列モニタ回路内部をスタンバイモードにするための端子は勿論のこと、配線も不要にすることができる。また、端子の少ないパッケージを用いるので、パッケージのコストダウンも可能になる。
10A…NchMOSトランジスタ、11A…PchMOSトランジスタ、
11…第1の比較回路、12…第2の比較回路、
13…デコーダ、ASW1〜ASW16…アナログスイッチ、VS1…電圧設定回路、
RC1…電圧設定用コード信号、Vr1…基準電圧、OC1…出力制御回路、
M1…バイパスドライブトランジスタ、Q1…バイパストランジスタ、
VSo1…電圧設定回路の出力電圧、EN1…スタンバイモード・イネーブル信号、
LVD1…ローボルテイジ検出信号、HVD1…ハイボルテイジ検出信号、
ENINI…出力イネーブル信号、r0〜r18…抵抗、F1…ヒューズ素子、
ENB1…スタンバイモード出力、EN…イネーブル端子。
Claims (6)
- 直流電源を直列接続された複数のキャパシタに印加して、前記キャパシタを均等に充電するために、前記キャパシタの各々の電圧が、電圧設定回路により設定されたモニタ電圧を超えると、前記キャパシタの各々に接続されているバイパス用トランジスタを制御して、充電電流をバイパスする並列モニタ回路において、
該電圧制御回路に特定の組み合わせの電圧コードを入力することで、該電圧制御回路および該電圧制御回路に接続される内部回路をスタンバイモードに移行させる手段を設けたことを特徴とする並列モニタ回路。 - 請求項1に記載の並列モニタ回路において、
前記コード電圧の特定の組み合わせを、全てのビットがハイレベルの時にスタンバイ信号を出力することを特徴とする並列モニタ回路。 - 請求項1に記載の並列モニタ回路において、
前記内部回路をスタンバイモードに移行し、電圧検出を停止した後は、負電圧検出動作を行い、異常を検出することを特徴とする並列モニタ回路。 - 請求項1または2に記載の並列モニタ回路において、
前記電圧制御回路に入力する電圧コードを、専用端子を設けることなく、複数の半導体装置間の制御端子相互間を接続する制御端子を用いて、電圧設定コードが必要のない状態制御信号とマージをとることを特徴とする並列モニタ回路。 - 請求項1,2または4のいずれか一つに記載の並列モニタ回路において、
前記電圧制御回路に入力する電圧コードは、専用端子を設けることなく、複数の半導体装置間の制御端子相互間を接続する制御端子を用いて、状態制御信号をコード化することで、信号線をマージすることを特徴とする並列モニタ回路。 - 請求項1から請求項5のいずれか一つに記載の並列モニタ回路を複数備えたことを特徴とする半導体装置。
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